数字通信技术第11章.ppt

1、1,第十一章 先进的数字带通调制和解调,11.1 概述 先进的数字带通调制和解调技术发展的基础: 超大规模集成电路发展 数字信号处理技术的发展 部分硬件电路的功能由软件代替实现 结果: 使复杂的电路设计可以用几片集成电路模块来实现; 使较复杂的调制解调技术能容易实现并实用化。,2,11.2偏置正交相移键控及4正交差分相移键控,11.2.1偏置正交相移键控（OQPSK ）,QPSK体制的缺点： 它的相邻码元最大相位差达到180 （见下表） ，这在频带受限的系统中会引起信号包络的很大起伏。 对QPSK的改进： 为了减小此相位突变，将两个正交分量的两个比特a和b在时间上错开半个码元，使之不可能同时改

2、变。这样安排后,相邻码元相位差的最大值仅为90 从而减小了信号振幅的起伏。称 偏置正交相移键控（OQPSK ）。 OQPSK优点： 相邻码元相位差的最大值仅为 90; OQPSK的抗噪声性能和 QPSK完全一样。,3,OQPSK,4,OQPSK信号的波形与QPSK信号波形的比较,5,11.2.2 4正交相移键控(4 QPSK) 由两个相差4的QPSK星座图交替产生。它是四进制信号。 当前码元的相位相对于前一码元的相位改变45或135。 例如，输入“11 11 11 11”，则信号码元相位为“45 90 45 90 ” 优点： 由于相邻码元间总有相位改变，故有利于在接收端提取码元同步。 最大相移

3、为135，比QPSK的最大相移小。,11.2.3 4正交差分相移键控(4 QDPSK) 仍然由两个相差4的QPSK星座图交替产生，但调制前先采用差分编码。 当前码元的相位相对于前一码元的相位改变45或135。 例如，输入“11”，则对应信号码元的相对相移为+45 ，“10”对应相移-45 ，“01”对应相移135 ，“00”对应相移 “-135”，如上表所示。 优点：与4 QPSK相同 4 QDPSK信号的抗噪声性能和QDPSK信号的相同。 4 QDPSK体制已经用于北美第二代蜂窝网(IS-136)。,7,11.3 最小频移键控(MSK)及高斯最小频移键控(GMSK),最小频移键控（MSK）信

4、号是一种改进的二进制频移键控（2FSK ）信号。 2FSK信号的缺点： 占用频带比2PSK宽，频带利用率低； 相邻码元波形的相位可能不连续，通过带通滤波后使信号波形的包络产生较大起伏； 2FSK信号的两种码元一般是不正交的，降低了误码率性能。 MSK信号： 相位连续； 包络恒定； 占用带宽最小； 严格正交。,11.3.1 MSK信号的基本原理 表示式 式中， （当输入码元为“1”时，ak =+1；当输入码元为“0”时，ak = -1） T 码元持续时间； k 第k个码元确定的初始相位。,由上式可以看出: 当ak =+1时，码元频率 f1等于 fs+1/(4T)； 当ak = -1时，码元频率

5、f0等于 fs - 1/(4T)。 故 f1 和 f2 的距离等于1 / (2T) FSK信号的最小频率间隔 见（6.3-17）式。 上式可以改写为 式中，,码元持续时间T 由于它是一个正交FSK信号，所以它应当满足式(6-3-10)： 即有， 上式左端4项应分别等于零，所以将第3项 sin(2k) = 0 的条件代入第1项，得到要求：sin(2sT) = 0 即要求： 或 上式表示，MSK信号每个码元持续时间 T 内包含的载波周期数必须是1 / 4的整数倍。,Sin(+)=sincos+cossin,即上式可以改写为 式中，N为正整数； m = 0, 1, 2, 3 以及有 由上式可以得知：

6、 式中，T1 = 1 / f1；T0 = 1 / f0,上式给出一个码元持续时间 T 内包含的正弦波周期数。由此式看出，无论两个信号频率f1和f0等于何值，这两种码元包含的正弦波数均相差1/2个周期。例如，当N =1，m = 3时，对于比特“1”和“0”，一个码元持续时间内分别有2个和1.5个正弦波周期，如下图所示：,11.3.2 MSK信号的相位连续性 码元相位的含义 设： 式中，s 载波角频率； k 码元初始相位。 仅当一个码元中包含整数个载波周期时，初始相位相同的相邻码元间相位才是连续的，即波形是连续的；否则，即使初始相位k相同，波形也不连续。如下图所示：,波形连续的一般条件：前一码元末

7、尾的总相位等于后一码元开始时的总相位，即 MSK信号的相位连续条件 相位连续的MSK信号要求前一码元末尾的相位等于后一码元的初始相位。 由MSK信号的表示式： 由上式可知，这是要求（t=kT时刻） 由上式可以容易地写出下列递归条件： 由上式可以看出，第(k+1)个码元的相位不仅和当前的输入有关，而且和前一码元的相位有关。,MSK信号的附加相位 设：k的初始参考值等于0。 这时，由 可知， 而MSK信号 可以改写为 式中， 第k个码元信号的附加相位。 它是 t 的直线方程。并且，在一个码元持续时间T 内，它变化+/2 或 - /2。,附加相位(t)的轨迹图 设：输入数据序列 ak =+1,+1,

8、+1,-1,-1,+1,+1,+1,-1,-1,-1,-1,-1 则由 得到,MSK信号特点：P272,11.3.3 MSK信号的正交表示法 MSK信号表示式 可以变换为如下两个正交分量： 式中，,上式表示，此信号可以分解为同相（I）和正交（Q）分量两部分。I分量的载波为cosst，pk中包含输入码元信息，cos(t/2T)是其正弦形加权函数；Q分量的载波为sinst ，qk中包含输入码元信息， sin(t/2T)是其正弦形加权函数,cos(+)=coscos-sinsin k=0或 ，sin k=0,18,虽然每个码元的持续时间为T，似乎pk和qk每Ts秒可以改变一次，但是pk和qk不可能同

9、时改变。因为仅当ak ak-1，且k为奇数时，pk才可能改变。但是当pk和ak同时改变时，qk不改变；另外，仅当，且k为偶数时，pk不改变，qk才改变。换句话说，当k为奇数时，qk不会改变。所以两者不能同时改变。 此外，对于第k个码元，它处于(k-1)T t kT范围内，其起点是(k - 1)T。由于k为奇数时pk才可能改变，所以只有在起点为2nTs(n为整数)处，即cos(t/2T)的过零点处pk才可能改变。 同理，qk只能在sin (t/2T)的过零点改变。 因此，加权函数cos(t/2T)和sin (t/2T)都是正负符号不同的半个正弦波周期。这样就保证了波形的连续性。,t/2T=2n/

10、2,19,MSK信号举例 k为奇数时，qk不改变，pk改变 取值表 k为偶数时， qk改变，pk不改变 设k = 0时为初始状态，输入序列ak是： 1，1，1，1，1，1，1，1，1。 由此例可以看出，pk和qk不可能同时改变符号。 bk= akbk-1为差分码。k 、pk和qk的值见前页公式,输入序列 ak =+1，-1，+1，-1，-1，+1，+1，-1，+1,k (mod 2),ak,qk,pk,a0,a1,a2,a3,a4,a5,a6,a7,a8,qksin(t/2T),pkcos(t/2T),0 T 2T 3T 4T 5T 6T 7T 8T,11.3.4 MSK信号的产生和解调 MS

11、K信号的产生 由下式 可以画出MSK信号产生的方框图如下：,MSK信号的解调 如同2FSK信号，可以采用相干解调或非相干解调方法。 延时判决相干解调法 另一种解调方法 基本原理：采用QPSK信号的解调原理 接收信号分别用提取的相干载波cosst 和-sinst 相乘： sk(t)cosst = pkcos(t/2T)cosst - qksin(t/2T) sinstcosst = (1/2) pkcos(t/2T) sk(t)(-sinst) = pkcos(t/2T)cosst - qksin(t/2T) sinst(-sinst) = (1/2)qksin(t/2T) 上两式和原MSK信号

12、的两个正交分量的振幅相同。它们经过积分判决后，得到pk和qk。 再作模2乘。,当输入序列 ak = +1, -1, +1, -1, -1, +1, +1, -1, +1时，解调波形如下：,11.3.5 MSK信号的功率谱 MSK信号的归一化功率谱密度Ps(f)计算结果如下： 式中，fs 信号载频； T 码元持续时间。 功率谱曲线：,25,由图可见，与QPSK和OQPSK信号相比，MSK信号的功率谱密度更为集中，即其旁瓣下降得更快。故它对于相邻频道的干扰较小。 计算表明，包含90信号功率的带宽B近似值如下： 对于QPSK、OQPSK、MSK： B 1/Ts Hz； 对于BPSK： B 2/Ts

13、Hz； 而包含99信号功率的带宽近似值为： 对于MSK： B 1.2/Ts Hz 对于QPSK及OPQSK：B 6/Ts Hz 对于BPSK： B 9/Ts Hz 由此可见，MSK信号的带外功率下降非常快。,11.3.6 MSK信号的误码率性能 当用匹配滤波器分别接收每个正交分量时，MSK信号的误比特率性能和2PSK、QPSK及OQPSK等的性能一样。 若把它当作FSK信号用相干解调法在每个码元持续时间T内解调，则其性能将比2PSK信号的性能差3dB。 11.3.7 高斯最小频移键控(GMSK) 先将矩形码元通过一个高斯型低通滤波器，再作MSK调制。 高斯型低通滤波器特性： 式中，B 滤波器的

14、3 dB带宽。 优点：对邻道干扰小。 缺点：有码间串扰(ISI)。 应用：在GSM制的蜂窝网中采用BT = 0.3的GMSK调制，以得到更大的用户容量。 BT值越小，码间串扰越大。,27,GMSK信号的功率谱密度很难分析计算，用计算机仿真方法得到的结果也示于上图中。仿真时采用的BTs = 0.3，即滤波器的3 dB带宽B等于码元速率的0.3倍。在GSM制的蜂窝网中就是采用BTs = 0.3的GMSK调制，这是为了得到更大的用户容量，因为在那里对带外辐射的要求非常严格。GMSK体制的缺点是有码间串扰。BTs值越小，码间串扰越大。,28,11.4 正交频分复用(OFDM) 11.4.1 概述,OF

15、DM是一类多（子）载波并行调制的体制。 单载波调制和多载波调制比较 单载波体制：码元持续时间T短，但占用带宽B大；由于信道特性不理想，产生码间串扰。 多载波体制：将信道分成许多子信道。假设有10个子信道，则每个载波的调制码元速率将降低至1/10，每个子信道的带宽也随之减小为1/10。若子信道的带宽足够小，则可以认为信道特性接近理想信道特性，码间串扰可以得到有效的克服。,29,发展历史 由多载波调制（MCM）技术发展而来。20世纪60年代中期，美国军方建立了第一个MCM系统； 20世纪70年代，离散傅里叶变换技术使OFDM技术趋于实用化； 20世纪80年代，大规模集成电路技术发展解决了FFT的实

16、现问题及新的编码技术等的应用，使OFDM向实际应用转化； 20世纪90年代，欧洲、澳大利亚开始应用于广播、电视和网络； 目前应用：非对称数字用户环路(ADSL)、高清晰度电视(HDTV)信号传输、数字视频广播（DVB）、无线局域网(WLAN)等领域，并且开始应用于无线广域网(WWAN)和正在研究将其应用在下一代蜂窝网中。,30,OFDM的特点： 为了提高频率利用率和增大传输速率，各路子载波的已调信号频谱有部分重叠； 各路已调信号是严格正交的，以便接收端能完全地分离各路信号； 每路子载波的调制是多进制调制； 每路子载波的调制制度可以不同，并且可以为适应信道的变化而自适应地改变。 OFDM的缺点：

17、 对信道产生的频率偏移和相位噪声很敏感； 信道峰值功率和平均功率的比值较大，这将会降低射频功率放大器的效率。,11.4.2 OFDM的基本原理 OFDM信号表示式 设：在一个OFDM系统中有N个子信道，每个子信道的子载波为: 式中，Bk 第k路子载波的振幅，决定于输入码元的值， fk 第k路子载波的频率， k 第k路子载波的初始相位， 则在此系统中的N 路子信号之和可以表示为 上式还可以改写成复数形式如下： 式中， 第 k 路子信道中的复输入数据。,32,正交条件 为了使N路子信道信号在接收时能够完全分离，要求它们满足正交条件。在码元持续时间T内任意两个子载波都正交的条件是：,用三角公式展开：

18、,它的积分结果为,33,和,其中，m、n都为整数，并且k和i可以取任意值。由上式解出：,即要求子载频满足：,式中 k = 整数,且要求子载频间隔为：, 最小子载频间隔为,这就是子载频正交的条件。故将这种多子载波系统称为正交频分复用（OFDM）。,使上式等于0的条件是：,OFDM系统的频域特点 设子载波的频率为fk、码元持续时间为T，则此码元的波形和频谱密度为：,频谱密度的模,35,由于各相邻子载波的频率间隔等于 f = 1/T，故各子载波合成后的频谱密度曲线为,优点： 子信道间不需要保护频带间隔，因此能够充分利用频带 各路子载波的调制制度可以不同，具有很大的灵活性。,36,优点： 由上图看到，

19、各路子载波的频谱重叠，但实际上在一个码元持续时间内它们是正交的。故在接收端很容易利用正交特性将各路子载波分离开。采用这样密集的子载频，并且子信道间不需要保护频带间隔，因此能够充分利用频带。这是OFDM的一大优点。 若采用BPSK、QPSK、4QAM、64QAM等类调制制度，对子载波调制，则其各路频谱的位置和形状没有改变，仅幅度和相位有变化，故仍保持其正交性，因为k和i可以取任意值而不影响正交性。 各路子载波的调制制度可以不同，按照各个子载波所处频段的信道特性采用不同的调制制度，并且可以随信道特性的变化而改变，具有很大的灵活性。这是OFDM体制的又一个重要优点。,OFDM系统的频带利用率 设：N

20、 OFDM系统中的子载波数目， T 子信道码元持续时间， M 每路子载波采用调制的进制数； 则它占用的频带宽度等于 频带利用率为单位带宽传输的比特率： 当 N 很大时， 若用单个载波的M进制码元传输，为得到相同的传输速率,则码元持续时间应缩短为(T/N)，而占用带宽等于(2N/T)，故频带利用率为 两者相比，OFDM的频带利用率大约可以增至两倍。,11.4.3 OFDM的实现 实现原理：由于OFDM信号表示式的形式如同IDFT式，所以可以用计算IDFT和DFT的方法进行OFDM调制和解调。 DFT公式复习 设：s(k) 时间信号s(t)的抽样函数， 其中，k = 0, 1, 2, , K 1，

21、 则 s(k)的离散傅里叶变换(DFT)定义为： 并且S(n)的逆离散傅里叶变换(IDFT)为： 若信号的抽样函数s(k)是实函数，则其K点DFT的值S(n)一定满足对称性条件： 式中S*(k)是S(k)的复共轭。,OFDM信号和IDFT式的关系 OFDM信号表示式 令上式中的k0，则上式变为 而IDFT的表示式为 比较上两式可见，可以将上式中的K个离散值S(n)当作是K路并行子信道中的输入信号码元取值 ，而上式的左端s(k)就相当于OFDM信号s(t)。 这就是说，可以用计算IDFT的方法来获得OFDM信号。,OFDM信号的产生（以MQAM调制为例） 先将输入码元序列分成帧： 设：Ts 输入

22、串行二进制码元（比特）的持续时间； F 每帧中的码元数（比特数）； N 每帧中的组数（将F比特分成N组，每组中的 比特数可以不同； bi 第 i 组中的比特数 则有,将每组中的bi 个比特看作是一个Mi 进制码元Bi，则bi log2 Mi，并且经过串/并变换将一帧N个串行码元变为N路并行码元Bi（时间扩展）。各路并行码元Bi持续时间相同，均为一帧时间T = FTs，但是各路码元Bi包含的比特数不同。因此，N路并行码元Bi对N个子载波进行不同的MQAM调制。 码元Bi 是Mi 进制的，在 MQAM调制中它可以用平面上 的一个点表示。而平面上的一 个点可以用一个矢量或复数表示。 下面我们用复数

23、表示此点。,42,将Bi变成一一对应的复数 的过程称为映射。,例如：有一个码元Bi是16进制的，它由二进制的输入码元“1100”构成，则它应进行16QAM调制。 设其星座图如下图所示，则此16进制码元调制后的相位应该为45，振幅为A/21/2。因此，输入码元“1100”应该映射为,用IDFT实现OFDM 令OFDM的最低子载波频率等于0，以满足IDFT式 右端第一项（即n = 0时）的指数因子等于1。 令K = 2N，使IDFT的项数等于子信道数目N的两倍 并用对称性条件 由N个 生成K2N个 即令 这样生成了新码元序列,将生成的新码元序列 作为S(n)，代入IDFT公式 式中， s(k)相当

24、于OFDM信号s(t)的抽样值，故它经过D/A变换后就可以得出 s(t)： 子载波频率fk = n / T, n = 0, 1, 2, , N-1,为了得到所需的已调信号最终频率位置，可以用上变频的方法将所得OFDM信号的频谱向上搬移到指定的高频上。,OFDM调制原理方框图,46,例：一个OFDM系统传输的信息符号的有效周期为 ，保护时间为 ，用于传输OFDM信号的信道带宽为 。求： （1）最小子载波间隔 ； （2）信道可容纳的最大子载波数 ； （3）信息数据为64QAM调制时系统的实际最高传码率和 传信率。设全部子载波都用来传输信息数据。,解：,47,解：（1）最小子载波间隔：,（2）信道可

25、容纳的最大子载波数：,（3）OFDM系统传输的信息周期：,64QAM调制时系统的实际最高传码率：,实际最高传信率：,11.5 网格编码调制 ( TCM ) 11.5.1网格编码调制基本概念 TCM的特点： 纠错编码和调制相结合 能同时节省功率和带宽 TCM举例 8PSK，每个码元可以传输3 b信息。 仍然令每个码元传输2 b信息，第3 比特用于纠错码。 利用卷积码编码和维特比解码 接收端解调和解码一步完成，不像传统作法，先解调得到基带信号后再为纠错去解码。 直接对已调信号解码，码元之间的差别是载波相位之差，这个差别是欧氏距离，不是汉明距离。 TCM维特比解码网格图中的各状态是波形的状态。,11

26、.5.2 TCM信号的产生 8PSK信号星座图的划分,TCM编码器方框图举例 编码器输出的前两个比特c1和c2用来选择星座图划分的路径，最后1个比特c3用于选定星座图第3级（最低级）中的信号点。 TCM编码器一般结构,TCM系统的网格图 8PSK 初始状态: b1 b2 = 00， k1 = k2 = 0,实线表示输入信息位k1为“0”， 虚线表示输入信息位k1为“1”。,网格图和星座图之间的对应关系 每对平行转移必须对应最下一级划分同一子集中的两个信号点。 从某一状态出发的所有转移，或到达某一状态的所有转移，必须属于同一上级子集。,k2=c3，不同的取值“0”、“1”对应一对平行线,11.5

27、.3 TCM信号的解调 通常采用维特比算法 解码器：计算接收序列路径和编码网格各可能路径间的距离, 判定与接收序列距离最小的可能路径为发送序列。 选用全“0”序列作为测试序列 自由欧氏距离(Fed)：许用波形序列集合中各元素之间的最小欧氏距离。,例： 计算U和V两条路径间的欧氏距离d： 计算U1WU3和U的距离： 可以逐个验证，这是和路径U距离最小的许用序列的路径, 故有自由欧氏距离：,d = 2,dFed = 2,自由欧氏距离(dFed)决定了产生错误判决的概率。dFed越大，错误判决概率越小。 以未编码的QPSK信号的dref为参考：由图可见 8PSK的TCM系统的 编码增益为：,8PSK

28、/TCM的编码增益 仿真结果：,11.6 扩展频谱技术 11.6.1 概述 什么是扩展频谱调制？ 已调信号带宽远大于调制信号带宽的任何调制体制。 扩谱调制的目的： 提高抗窄带干扰的能力。 将发射信号掩藏在背景噪声中，以防止窃听。 提高抗多径传输效应的能力。 提供多个用户共用同一频带的可能。 提供测距能力。 扩谱技术的种类： 直接序列扩谱(DSSS) 跳频(FH) 线性调频(LFM),11.6.2 直接序列扩谱(DSSS) BPSK调制的DSSS通信系统原理方框图。 信号码元持续时间 = T 扩谱码c(t)通常采用m序列 扩谱码的码元称为码片(chip) 码片持续时间 = Tc，通常Tc T,DSSS系统波形图,解扩原理,例 设：基带码元速率 = 5 k波特 则码元持续时间 = 0.2 ms，带宽约等于5 kHz。 若选用的扩谱码片持续时间 = 0.2 s， 则扩谱后的基带信号带宽 1/0.2*10-6=5 MHz。 扩谱使信号带宽增大至1000倍，故信号功率谱密度将降低至1/1000。 因此， 将信号隐藏在噪声和干扰下 若小部分的频谱分量受到衰落影响，将不会引起信号产生严重的失真，故具有抗频率选择性衰落的能力。 选择不同的扩谱码，可以使各个系