基于单片机的开关电源设计

1、 摘 要本设计由STC89S52单片机系统，PWM脉宽调制信号控制芯片TL494，开关电源Buck串联降压电路, A/D模块, D/A模块, 键盘输入和LCD显示输出模块，制作了一个输出电压为5V-15V可调 DC/DC模块构成的供电系统。电源模块由TL494控制Buck电流构成，通过电压反馈控制将输出电压稳压到所需要的电压。STC89C52单片机控制器采样输出电压，通过给电源模块一个调节信号，改变各电源模块的内部输出电压，从而实现输出稳定可调的电压。关键词： STC89C52单片机; TL494; PWM脉宽调制信号; Buck电路AbstractThe design microcontro

2、ller system by STC89S52, PWM pulse width modulation signal control chip TL494 switching power supply Buck series buck circuit modules of the A / D, D / A module, keyboard input and LCD displays the output modules to produce an output voltage of 5V-15V adjustable power supply system of the DC / DC mo

3、dule. The power module is controlled by the TL494 Buck current is constituted by the voltage feedback control of the output voltage regulator to the desired voltage. STC89C52 microcontroller controller the sampling output voltage by a regulating signal to the power supply module, the internal output

4、 voltage of to change each power module, in order to achieve stable output adjustable voltage.Keywords：STC89C52CM; TL494; PWM Any diversion; Buck circuit 目 录摘 要IAbstractII第一章 绪 论11.1引言11.2 开关电源简介1第二章 开关电源DC/DC电路设计思路22.1 开关电源的工作原理22.2 开关电源的常见拓扑结构简介32.3 开关电源DC/DC拓扑设计思路42.3.1 DC/DC基本拓扑设计方案42.4 DC/DC电路实

5、现52.4.1 DC/DC回路参数设计72.5 系统供电模块设计82.5.1 整流滤波电路设计82.5.2 工作辅助电源参数设计9第三章 控制系统的设计思路103.2 单片机模块的设计113.2.1 STC89C52性能简介113.2.2 最小系统设计113.3 A/D模块设计123.3.1芯片介绍123.3.2 TLC549工作时序133.3.3 A/D电路设计143.4 D/A模块设计153.4.1 D/A芯片功能介绍153.4.2 D/A芯片I2C总线数据通信基本协议153.5 接口电路的设计173.5.1显示接口电路设计173.5.2 显示接口电路设计17第四章 程序设计194.1 主

6、程序流程图的设计194.2 键盘扫描程序设计204.3 A/D程序设计214.4 D/A程序设计22第五章 系统仿真235.1 仿真仪器235.2 仿真方法235.3 仿真结果与分析23参考文献24附录一：系统整体原理图25 附录二：程序代码26结论与展望.致 谢35第一章 绪 论1.1引言随着电子技术的发展，数字电路应用领域的扩展，现今社会，产品智能化、数字化已成为人们追求的一种趋势，设备的性能、价格、发展空间等备受人们的关注，尤其对电子设备的精密度和稳定度最为关心。性能好的电子设备，首先离不开稳定的电源，电源稳定度越高，设备和外围条件越优越，那么设备的寿命更长。基于此，人们对高精度、高稳定

7、性的开关电源的需求越来越迫切。 众所周知，许多科学实验都离不开电源，并且在这些实验经常会对通电时间、电压高低、电流大小以及动态指标有着特殊的要求，然而目前实验所用的直流电源大多输出精度和稳定性不高；在测量上，传统的电源一般采用指针式或数码管显示电压或电流，搭配电位器来调整所要的电压及电流输出值。使用上若压要调整精确的电或者电流输出，须搭配精确的显示仪表测量，又因电位器的阻值特性非线性，在调整时，需要花费一定的时间，况且还要当心漂移，使用起来非常不方便。因此，开关电源不仅具备良好的输出质量而且还具有多功能以及一定的智能化，以精确的微机控制取代精确度小的人为操作，在实验开始之前就对一些参数进行预设

8、，这将会给各个领域中的实验研究带来不同程度的便捷与高效。 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的之间比率，维持稳定输出电压的一种电源，具有高效率、体积小的特点。从上世纪90年代以来开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，计算机、程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源。开关电源向着高频化、模块化和智能化方向发展目前，在小功率开关电源的设计中，普遍采用专用集成芯片控制脉宽调制技术。使用专用PWM控制芯片具有电路简单、安装与调试简便、性能优良、价格低廉等优点。1.2 开关电源简介 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持

9、稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制PWM (Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，两者的成本都随着输出功率的增加而增长，但两者增长速率各异。线性电源成本在某输出功率点上，反而高于开关电源，这点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。第二章 开关电源DC/DC电路设计思路2.1 开关电源的工作原理 Ui是开关电源的工作电压，即：直流输入电压；K是控制开关，R是负载。当控制开关K接通的时候，开关电源就向

10、负载R输出一个脉冲宽度为Ton，幅度为Ui的脉冲电压U。；当控制开关K关断的时候，又相当于开关电源向负载R输出一个脉冲宽度为Toff，幅度为0的脉冲电压。这样，控制开关K不停地“接通”和“关断”，在负载两端就可以得到一个脉冲调制的输出电压: U。=Ui*Ton/D，其中D=Ton/T，所以可以推导出：U。=Ui*D 。如图2.1.1 开关电源工作原理图。图2.1.1 开关电源工作原理图串联式开关电源输出电压滤波电路大多数开关电源输出都是直流电压，因此，一般开关电源的输出电路都带有整流滤波电路。图2.1.2是带有整流滤波功能的串联式开关电源工作原理图。图2.1.2带有整流滤波功能的串联式开关电源

11、工作原理图图2.1.2中由一个整流二极管和一个LC滤波电路组成。其中L是储能滤波电感，它的作用是在控制开关K接通期间Ton限制大电流通过，防止输入电压Ui直接加到负载R上，对负载R进行电压冲击，同时对流过电感的电流iL转化成磁能进行能量存储，然后在控制开关K关断期间Toff把 磁能转化成电流iL继续向负载R提供能量输出；C是储能滤波电容，它的作用是在控制开关K接通期间Ton把流过储能电感L的部分电流转化成电荷进行存储， 然后在控制开关K关断期间Toff把电荷转化成电流继续向负载R提供能量输出；D是整流二极管，主要功能是续流作用，故称它为续流二极管，其作用是在控制 开关关断期间Toff，给储能滤

12、波电感L释放能量提供电流通路。在控制开关关断期间Toff，储能电感L将产生反电动势，流过储能电感L的电流iL由反电动势eL的正极流出，通过负载R，再经过续流二极管D的正极，然后从续流二极管D的负极流出，最后回到反电动势eL的负极。2.2 开关电源的常见拓扑结构简介DC-DC变换有隔离和非隔离两种。输入输出隔离的方式虽然安全，但是由于隔离变压器的漏磁和损耗等会造成效率的降低，而本题没有要求输入输出隔离，具体有以下几种：拓扑一：降压斩波电路(Buck Chopper)。开关管T1受占空比为D的PWM波的控制，交替导通或截止，再经L和C滤波器在负载R上得到稳定直流输出电压U。该电路属于降压型电路，能

13、够达到题目要求的5-15V的输出电压。如图2.2.1所示。图2.2.1降压斩波电路拓扑二：升压斩波电路( Boost Chopper)。并联开关电路原理与串联开关电路类似，但此电路为升压型电路，开关导通时电感储能，截止时电感能量输出。只要电感绕制合理，不能达到题目要求的5-15V，且输出电压U，呈现连续平滑的特性。如图2.2.2所示。图2.2.2升降压电路拓扑三：升降压斩波电路(Boost-Buck Chopper)。实际卜此电路是在串联开关电路后接入一个并联开关电路。用电感的储能特性来实现升降压，电路控制复杂。如图2.2.3所示。图2.2.3 升降压电路2.3 开关电源DC/DC拓扑设计思路

14、2.3.1 DC/DC基本拓扑设计方案本系统采用数字信号转模拟信号并同输出采样的反馈信号做加法运算后输入到PWM控制芯片的比较端，然后由芯片自身根据反馈量来自动调节PWM信号的占空比。从而达到所需的稳定电压值的目的。本系统主要由辅助工作电源、电源模块、单片机控制器等几部分组成，硬件系统框图如图2.3.1所示，其中，输出微机可调电源模块拓扑结构为Buck电路。输入滤波DC/DC变换输出滤波电阻控制IC控制脉冲电压反馈二极管微机调节信号给定电压采样24V+-图2.3.1硬件系统框图2.4 DC/DC电路实现本设计采用以TL494芯片为核心的PWM控制器。TL494是一种性能优良的脉宽阔制控制电路，

15、可作为推挽式、全桥式半桥式开关电源控制器，工作额定频率为lOkHz-300kHz，输出电压可达40V。其内旗一个线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过一个外部电阻和一个电容进行调节。工作温度范围：TL494为-40-85。1、2脚和1 5、16脚分别为两个电压比较器输入端，由于本次设计的电源只对一路电压输出，所以只需要一绸比较器，所以把15、16脚分别接V，。，、地进行屏蔽；然后1脚接反馈FB，2脚接标准电压Vrct，通过比较1、2脚的电位，来控制占空比。在本控制器中只剧到了TL494的误差放大器I，战将误著放大器的IN（16脚）接地、IN（15脚）接高电平。为保护TL494的输出三极管，经R26和

16、R25分压，在4脚加接近0.3V的间歇期调整电压。R13、C14和C6组成了闭环校正网络，然后通过分析得出该电源的T作频率为30kHz，又因为5、6脚为振荡器的RT. CT输入端，决定工作频率。如图2.3.1 TL494内部结构图。图2.3.1 TL494内部结构电路图根据以上所述资料，本设计开关型稳压电路的拓扑结构采用以下方式如图2.3.1所示。其中输入电压的Ui为直流供电电压，晶体管T为开关管，开关管的基极信号u。为矩形波（也是PWM的输m），电感L和电容C组成滤波电路，D为续流二极管。本设计中的电源工作原理如下：T管的T作状态受U。的控制。当U。为高电平时，饱和导通，Ui通过T给电感L充

17、电储能，充电电流几乎线性增大；D受到反压截止；滤波电容C对负载电阻放电；当U。为低平时，T截止，L产生感生电动势，其方向阻止电流的变化，因而电流与Ui同方向，两个电压卡曰加后通过二极管D对C充电。所以，无论T和D的状态如何，负载电流方向始终不变。图2.4 DC-DC回路原理图2.4.1 DC/DC回路参数设计 TL494 DC/DC参数设计如图2-4所示。该电路是以TL494为核心的单端PWM降压型开关稳压电路。图中C2与R11决定了振荡器振荡频率，也就决定了最终输入的PWM信号的频率。电阻R8阻值为0.1欧，作限流保护作用。其内部误差放大器的同相输入端（脚1）通过5.1K的电阻R9接输出反馈

18、信号，而反相器输入端（2脚）经R6与14脚的基准电压相连。输出电压变化时，1脚得到的反馈信号也相应变化，同2脚上的基准电压比较后经误差放大器输出，也即加在芯片内的PWM比较器同相输入端的电压信号相应发生变化，使得芯片输出的PWM占空比相应变化，从而使输出电压稳定。由R11=10K , C2=100pF ，使得振荡频率f=1.1/R11C2 =1100KHz。电感最小值、滤波电容及电流峰峰值的计算公式如下：Lmin=(Ui-Uo) / 2IoTonCUoToFF / (8LfUo)Iop=ILP=(Ui-Uo) / 2LTon + Io通过理论计算后，结合实际情况选择了2mH的电感和470uF的

19、电容。整流滤波之后的波形图，如图2.4.1所示图2.4.1整流滤波之后的波形图2.5 系统供电模块设计220V市电经工频变压器降至18V AC，经整流和滤波作为电源模块调试时的输入24V DC，24V DC经7815稳压后给电源模块的运算比较电路提供工作电源；+15V DC经7805稳压后给STC89C52单片机系统提供工作电源。如图(a)工作电源。图(a)工作电源2.5.1 整流滤波电路设计本设计采用桥式整流电路把交流电转化成直流电，如图2.5.1所示。桥式整流与半波流的相比，输出电压的脉动小很多。由于还需要进行DC-DC的精确变换，对直流的要求不是很高，所以在整流后只加上个电容进行滤波，以

20、减小整流后直流电中的脉动成分。如图3.1.1桥式整理滤波电路所示。图2.5.1桥式整理滤波电路2.5.2 工作辅助电源参数设计由AC/AC、AC/DC、DC/DC等几部分组成。电路图如图4.5.1所示。220V市电经工频变压器降至18V AC，经整流和滤波作为电源模块调试时的输入24V DC，24V DC经7815稳压后给电源模块的运算比较电路提供工作电源；+15V DC经7805稳压后给STC89C52单片机系统提供工作电源。图2.5.2 辅助工作电源电路15V电源(0.7A) 对于滤波电容的选择，要考虑三点： 整流管压降；7815最小允许压降Ud；电网波动10%。由此计算得到允许纹波的峰峰

21、值。电路如图2.5.2所示。V按近似电流放电计算，并没=（通角），则 C=1430uF，故选取滤波电容C=2200uF/30V+5V电源(1A)+5V电源电路如图5所示。计算允许的最大纹波峰-峰值 故选取滤波电容C=4700uF/16V。第三章 控制系统的设计思路3.1 控制系统的基本设计方案+此设计用到单片机，它是把微处理器，存储器(RAM和ROM)，输入/输出接口以及定时器/计数器等集成在一起的集成电路芯片。它与集成电路相结合，组成一个输出电压可以认为设定，通过按键的键值来设定DA的数值量，然后又单片机把按键设定的键值送入DA芯片，由DA芯片来输出模拟信号改变反馈量，在电源的输出端采样电压

22、，输入端用AD 模数转对输出电压进行采样，进而对DA反馈进行电压自动调节。该模块是控制和输出与单片机一同构成的模块。利用单片机STC89C52和一些电路对输出电压进行探测。对电源输出电压进行一系列控制。如图3.1.1系统整体框图。负载DC/DC微控制单元键盘输入输入显示AD转换PWMDA220V18V隔离变压器整流滤波系统供电图3.1.1 系统整体框图3.2 单片机模块的设计3.2.1 STC89C52性能简介STC89C52是美国ATMEL公司生产的低电压，高性能CMOS 8位单片机，片内含有4KB的可反复擦写的只读程序存储器和128字节的随机存储器。STC89C52功能性能:与MCS-51

23、成品指令系统完全兼容；2*4KB可编程闪速存储器；寿命：10万次写/擦循环；数据保留时间：10年；全静态工作：0-24MHz；三级程序存储器锁定；2*128*8B内部RAM；32个可编程I/O口线；3个16位定时/计数器；5个中断源；可编程串行UART通道；片内震荡器和掉电模式。 3.2.2 最小系统设计单片机在启动运行时都需要复位，使CPU和系统中的其他部件都处于一个确定的初始状态，并从这个状态开始工作。MCS-51单片机有一个复位引脚RST,采用施密特触发输入。当震荡器起振后，只要该引脚上出现2个机器周期以上的高电平即可确保时器件复位。复位完成后，如果RST端继续保持高电平，MCS-51就

24、一直处于复位状态，只要RST恢复低电平后，单片机才能进入其他工作状态。单片机的复位方式有上电自动复位和手动复位两种，图3.2.1是MCS-51系列单片机统常用的上电复位和手动复位组合电路，只要Vcc上升时间不超过1ms，它们都能很好的工作。 图3.2.1 复位电路时钟电路设计单片机中CPU每执行一条指令，都必须在统一的时钟脉冲的控制下严格按时间节拍进行，而这个时钟脉冲是单片机控制中的时序电路发出的。CPU执行一条指令的各个微操作所对应时间顺序称为单片机的时序。本设计系统采用内部时钟方式，利用单片机内部的高增益反相放大器，外部电路简，只需要一个晶振和 2个电容即可，如图3.4.2所示。图3.2.

25、2 时钟电路3.3 A/D模块设计3.3.1芯片介绍TLC549是 TI公司生产的一种低价位、高性能的8位 A/D转换器，它以8位开关电容逐次逼近的方法实现 A/D转换，其转换速度小于 17us，最大转换速率为 40000HZ，4MHZ典型内部系统时钟，电源为 3V至 6V。它能方便地采用三线串行接口方式与各种微处理器连接，构成各种廉价的测控应用系统。TLC549 引脚图4.5.1及各引脚功能。REF+：正基准电压输入2.5VREF+VCC+0.1V。REF：负基准电压输入端， -0.1VREF-2.5V。且要求：（REF+）（REF-）1V。 VCC：系统电源3VVCC6V 。GND：接地端

26、。 /CS：芯片选择输入端，要求输入高电平 VIN2V，输入低电平 VIN0.8V。 DATA OUT：转换结果数据串行输出端，与 TTL 电平兼容，输出时高位在前，低位在后。 ANALOGIN：模拟信号输入端，0ANALOGINVCC当 ANALOGINREF+电压时，转换结果为全“1”(0FFH)，ANALOGINREF-电压时，转换结果为全“0”(00H)。 I/O CLOCK：外接输入/输出时钟输入端，同于同步芯片的输入输出操作，无需与芯片内部系统时钟同步。AD1I/O CLKVCCGNDREF-ANLGREF+87654321DIP/S0PTLC549TOP VIEW图3.3.1 T

27、LC549引脚3.3.2 TLC549工作时序当/CS变为低电平后，TLC549芯片被选中，同时前次转换结果的最高有效位MSB （A7）自 DATA OUT 端输出，接着要求自 I/O CLOCK端输入8个外部时钟信号，前7个 I/O CLOCK信号的作用，是配合 TLC549 输出前次转换结果的 A6-A0 位，并为本次转换做准备：在第4个 I/O CLOCK 信号由高至低的跳变之后，片内采样/保持电路对输入模拟量采样开始，第8个 I/O CLOCK 信号的下降沿使片内采样/保持电路进入保持状态并启动 A/D开始转换。转换时间为 36 个系统时钟周期，最大为 17us。直到 A/D转换完成前

28、的这段时间内，TLC549 的控制逻辑要求：或者/CS保持高电平，或者 I/O CLOCK 时钟端保持36个系统时钟周期的低电平。由此可见，在自 TLC549的 I/O CLOCK 端输入8个外部时钟信号期间需要完成以下工作：读入前次A/D转换结果；对本次转换的输入模拟信号采样并保持；启动本次 A/D转换开始。如图3.3.2 TL549工作时序图。图3.3.2 TL549工作时序3.3.3 A/D电路设计图3.3.1 所示为TLC549与STC89C52的硬件连接电路。该硬件电路中，采用MAX813作为看门狗电路,既可自动复位，也可手工复位。利用该电路可以用LCD液晶显示0-255个数字量,若

29、将TLC549的输入引脚连接到示波器上，还可以显示相应的模拟电压的变化情况。A/D系统TLC549与STC89C52的硬件连接硬件设计图3.3.3 TLC549与STC89C52的硬件连接图3.4 D/A模块设计3.4.1 D/A芯片功能介绍MAX517 引脚顶视图MAX517是MAXIM公司生产的8位电压输出型DAC数模转换器，它带有I2C总线接口，允许多个设备之间进行通讯。MAX517采用单5V电源工作。该芯片的引脚图见图3.4.1所示。各引脚的具体说明如下： 1脚（OUT）：D/A转换输出端； 2脚（GND）：接地； 3脚（SCL）：时钟总线； 4脚（SDA）：数据总线； 5、6脚（AD

30、1，AD0）：用于选择哪个D/A通道的转换输出由于MAX517只有一个D/A，所以，使用时，这两个引脚通常接地。 7脚（VCC）：电源；8脚（REF）：参考。AD1AD0VDDOUT1/REF0SDASCLGNDOUT087654321DIP/S0PMAX517TOP VIEW图3.4.1 max517 引脚顶视图3.4.2 D/A芯片I2C总线数据通信基本协议总线的特点及基本通信协议总线的特点及基本通信协议总线的特点及基本通信协议I2C总线是Philips公司开发的一种简单、双向二线制同步串行总线。它只需要两根线串行数据线和串行时钟线 即可使连接于总线上的器件之间实现信息传送，同时可通过对器

31、件进行软件寻址，而不是对硬件进行片选寻址的方式来节约通信线数目，从而减少了硬件所占空间。因为总线已集成在片内，所以大大缩短了设计时间，此外，在从系统中移去或增加集成电路芯片时，对总线上的其它集成芯片没有影响。MAX517 通信协议：I2C总线数据通信基本协议 利用I2C总线进行数据通信时，应遵守如下基本操作： （一）总线应处于不忙状态，当数据总线（SDA）和时钟总线（SCL）都为高电平时，为不忙状态； （二）当SCL为高电平时，SDA电平由高变低时，数据传送开始。所有的操作必须在开始之后进行； （三）当SCL为高电平时，SDA电平由低变为高时，数据传送结束。在结束条件下，所有的操作都不能进行；

32、 （四）数据的有效转换开始后，当时钟线SCL为高电平时，数据线SDA必须保持稳定。若数据线SDA改变时，必须在时钟线SCL为低电平时方可进行。 MAX517的外部引脚特征。 MAX517的一个地址字节格式如下表3-1：表3-1地址字节格式BIT7BIT6BIT5BIT4BIT3BIT2BIT1BIT001011AD1AD00MAX517的控制字节格式如下表3-2：表3-2控制字格式BIT7BIT6BIT5BIT4BIT3BIT2BIT1BIT0R2R1R0RSTPDXXA0MAX517的工作时序 首先应给MAX517一个地址位字节。MAX517在收到地址字节位后，会给STC89C52一个应答信

33、号。然后，在给MAX517一个控制位字节，MAX517收到控制位字节位后，再给STC89C52发一个应答信号。之后，MAX517便可以给STC89C52发送8位的转换数据（一个字节）。STC89C52收到数据之后，再给MAX517发一个应答信号。至此，一次转换过程完成。3.4.3 D/A电路设计图3.4.2所示为MAX517与STC89C52的硬件连接电路。该硬件电路中，采用MAX813作为看门狗电路,既可自动复位，也可手工复位。利用该电路可以用数码管来显示0255个数字量,图中,采用MAX7219作为数码驱动电路,若将MAX517的输出引脚连接到示波器上，还可以显示相应的模拟电压的变化情况。

34、MAX517与STC89C52的硬件连接 图3.4.2 MAX517结构3.5 接口电路的设计3.5.1显示接口电路设计本系统的按键主要是用于对数据数字量进行控制，现对按键的功能简述如下：S1键是功能键，切换需要选择调整的位，S2、S3键分别对数据进行加的操作，S4，S5是减键。其中：按键与单片机的P3口的高位地址相连，每个按键上，带上上拉电阻。如图3.5.1所示。图3.5.1 按键与单片机的接口间的设计3.5.2 显示接口电路设计晶显示器简称为LCD显示器，它是利用液晶经过处理后能改变光线的传输方向的特征实现显示信息的。1602字符型LCD引脚说明引脚说明如表3-3所示。表3-3 1602字

35、符型LCD引脚编号符号引脚说明编号符号引脚说明1VSS电源地9D2数据口2VDD电源正极10D3数据口3VO液晶显示器对比度调整端11D4数据口4RS数据/命令选择端(H/L)12D5数据口5R/W读/写选择端(H/L)13D6数据口6E使能信号14D7数据口7D0数据口15BLA背光源正极8D1数据口16BLK背光源负极1602字符型LCD与单片机的连接接口说明如下：（1）液晶1、2端为电源；15、16端为背光电源；15脚串接一个100电阻用于限流。（2）液晶3端为液晶对比度调节端，通过一个10K电位器接地来调节液晶显示对比度。首次使用时，在液晶的上电状态下，调节至液晶上面一行显示出黑色小格

36、为止。（3）液晶4端为向液晶控制器写数据/写命令选择端，接单片机的P2.3口。（4）液晶5端为读/写选择端只向其写入命令和显示数据，接单片机的P2.4。（5）液晶6端为使能信号，是操作时必须的信号，接单片机的P2.5口。如图3.5.2所示。图3.5.2 LCD与单片机接口间的设计第四章 程序设计4.1 主程序流程图的设计系统初始化后，通过上下调整键，步进IV调整；当预设键按下，系统进入预设训整，通过上下调整键lV步进调整，完成按确定键，系统输出预设值。图4.1.1为系统主程序流程图。YY开始系统及个功能模块初始化调用键盘扫描函数有键按下预置电压值步进加？步进减？步进加一步进减一D/A数值+10

37、D/A数值-10超过预置改变当前值D/A输出显示预置值A/D采样计算电压值显示各参数返回NN图4.1.1系统主程序流程图4.2 键盘扫描程序设计本系统的按键主要是用于对数据数字量进行控制，现对按键的功能简述如下：S1键是功能键，切换需要选择调整的位，S2、S3键分别对数据进行加的操作，S4，S5是减键。如图4.2.1键盘扫描程序流程图。开始端口初始化有键按下增加键减小键D/A值加D/A值减改变D/A值返回图4.2.1键盘扫描程序流程图4.3 A/D程序设计D/A转换子程序用来控制对输出的模块电压信号的控制，并将对应的数值存入相应的内存单元然后由D/A转换器自动完成，其转换流程图如图5.3.1所

38、示。开始启动转换A/D转换结束？输出转换结果数值转换显示结束图4.3.1转换流程图4.4 D/A程序设计A/D转换子程序用来控制对输入的模块电压信号的采集测量，并将对应的数值存入相应的内存单元，其转换流程图如图4.4.1所示。开始DA置数启动转换DA转换结束？输出转换结果数值转换显示结束图4.4.1 D/A转换流程图第五章 系统仿真5.1 仿真软件和模拟仪器软件：PROTEUS 模拟仪：WD990A微机电源；DS1052E数字存储示波器（50MHz）； VC9807A四位半数字万用表。5.2 仿真方法电源模块调试：（1) 不加DC模块，将供电电源模块电压电位器调至是采样电压输出最大处查看电源是

39、输出是否正常。（2) 加上工作电源，用示波器观察控制芯片的输出脉冲是否正常。（3) 调节电源模块电压采样电位器，使模块输出(隔离二极管之后，只带假负载)为15V。（4)让模块带上一定电流的负载(如1A)，调节采样电流放大器的放大倍数，使其输出满足A/D的需要。控制板调试：(1) 控制板与单电源模块调节好后，加上工作电源，观察是否有软启动功能，最终输出是否依然能稳定到15V。(2) 适当增加负载(小于2A),观察输出是否依然能稳压到5V。电源板加控制板联调：（1）电源模块，控制板连接无误后，加上电源，检查空载时，并机输出可否达到15V。（2）适当增加负载，检查并机输出是否能稳压到5V，各显示值是

40、否与实际值一致。（3）设置拨码开关为增加模式，恒定负载,检查是否按设计时的电压输出。（4）设置拨码开关为减小模式，恒定负载,检查是否安设计时的电压输出。5.3仿真结果与分析根据仿真分析显示结果图，本系统能够达到希望目标5V-15V之间输出可调，步进可控，输出显示和实际值方向一致，总的说来到这里已经完成了这本设计要求。参考文献1 张占松 蔡宣三 开关电源的原理与设计M 北京电子工业出版社 1998 2 王志强等译 开关电源设计M 北京电子工业出版社 2005 3 林士伟 董亚春 基于C8051F410片上系统智能开关电源的设计J 吉林化工学院学报 2012-03-15 4 王兆安 刘进军 电力电

41、子技术M 北京机械工业出版社 2009 5 张亚苏 张争光 浅谈开关电源如何抑制电磁干扰J 中国新技术新产品 2012-03-25 6 刘胜利 现代高频开关电源实用技术M 北京电子工业出版社 2001 7 周志敏 开关电源实用技术M 北京人民邮电出版社 2005 8 薛锋 PWM开关电源及技术改进J 科技传播 2011-10-23 9 Division of Motorola SWITCHMODETM Power Supplies Reference Manual and Design GiudeM 1999 10 Wahlers R L;Huang C Y D;Heinz M R Low p

42、rofile LTCCtransformersR 2002 11 康少华 解亚 杨成禹 吴学深 王爱荣 基于UC2843的双反馈多输出开关电源设计J 军事交通学院学报 2012-03-25 12 吴爱春 基于高性能单片机的功率直流开关电源的设计J 硅谷 2012-02-08 13 罗军 计算机开关电源技术研究j 电脑编程技巧与维护 2011-11-18 14 杨玉芳 项安 开关电源中的滤波技术J 中国新技术新产品 2011-11-25 15 秦逸平 袁惠娟 基于TL494PWM控制的电动车开关电源设计J 大众科技 2011-11-20 外文文献及其翻译Power Electronics Ele

43、ctromagnetic Compatibility The electromagnetic compatibility issues in power electronic systems are essentially the high levels of conducted electromagnetic interference (EMI) noise because of the fast switching actions of the power semiconductor devices. The advent of high-frequency, high-power swi

44、tching devices resulted in the widespread application of power electronic converters for human productions and livings. The high-power rating and the high-switching frequency of the actions might result in severe conducted EMI. Particularly, with the international and national EMC regulations have b

45、ecome more strictly, modeling and prediction of EMI issues has been an important research topic. By evaluating different methodologies of conducted EMI modeling and prediction for power converter systems includes the following two primary limitations: 1) Due to different applications, some of the ex

46、isting EMI modeling methods are only valid for specific applications, which results in inadequate generality. 2) Since most EMI studies are based on the qualitative and simplified quantitative models, modeling accuracy of both magnitude and frequency cannot meet the requirement of the full-span EMI

47、quantification studies, which results in worse accuracy. Supported by National Natural Science Foundation of China under Grant 50421703, this dissertation aims to achieve an accurate prediction and a general methodology. Several works including the EMI mechanisms and the EMI quantification computati

48、ons are developed for power electronic systems. The main contents and originalities in this research can be summarized as follows. I. Investigations on General Circuit Models and EMI Coupling Modes In order to efficiently analyze and design EMI filter, the conducted EMI noise is traditional decouple

49、d to common-mode (CM) and differential-mode (DM) components. This decoupling is based on the assumption that EMI propagation paths have perfectly balanced and time-invariant circuit structures. In a practical case, power converters usually present inevitable unsymmetrical or time-variant characteris

50、tics due to the existence of semiconductor switches. So DM and CM components can not be totally decoupled and they can transform to each other. Therefore, the mode transformation led to another new mode of EMI: mixed-mode EMI. In order to understand fundamental mechanisms by which the mixed-mode EMI

51、 noise is excited and coupled, this dissertation proposes the general concept of lumped circuit model for representing the EMI noise mechanism for power electronic converters. The effects of unbalanced noise source impedances on EMI mode transformation are analyzed. The mode transformations between

52、CM and DM components are modeled. The fundamental mechanism of the on-intrinsic EMI is first investigated for a switched mode power supply converter. In discontinuous conduction mode, the DM noise is highly dependent on CM noise because of the unbalanced diode-bridge conduction. It is shown that wit

53、h the suitable and justified model, many practical filters pertinent to mixed-mode EMI are investigated, and the noise attenuation can also be derived theoretically. These investigations can provide a guideline for full understanding of the EMI mechanism and accuracy modeling in power electronic con

54、verters. (Publications: A new technique for modeling and analysis of mixed-mode conducted EMI noise, IEEE Transactions on Power Electronics, 2004; Study of differential-mode EMI of switching power supplies with rectifier front-end, Transactions of China Electro technical Society, 2006) II. Identific

55、ation of Essential Coupling Path Models for Conducted EMI Prediction Conducted EMI prediction problem is essentially the problem of EMI noise source modeling and EMI noise propagation path modeling. These modeling methods can be classified into two approaches, mathematics-based method and measurement-based method. The mathematics method is very time