光检测机与光接收机概要.ppt

1、,第5章 光检测器与光接收机,5.1 光 检 测 器,在光纤传输线路的输出端，必须有一个能够转换光信号的接收装置即光接收机。接收机的首要部件就是光探测器（光检测器）。 光探测器能检测出入射在其面上的光功率，并把这个光功率的变化转换为相应的电流。由于光信号在光纤中传输时会有损耗和失真，所以对光检测器的性能要求很高。,5.1 光 检 测 器,光探测器主要有以下几种不同的类型：光电倍增管、热电探测器、半导体光探测器等。 在半导体光探测器中，光电二极管体积小，灵活度高，响应速度快，在光纤通信系统中得到了广泛的应用。常用的光电二极管有两种类型，即 PIN 光电二极管和雪崩光电二极管(APD)。,5.1

2、光 检 测 器,5.1.1 PIN 光电二极管的工作原理,1工作原理 光电二极管是一个工作在反向偏压下的PN结二极管，其工作原理可用光电效应来解释，如图5.1所示。 图5.1 光电二极管工作原理,5.1.1 PIN 光电二极管的工作原理,反向偏压使PN结加宽，空间电荷区的载流子基本耗尽了。光入射到PN结上，如果光子能量 大于半导体材料的禁带宽度 ，价带上电子可以吸收光子而跃迁到导带产生电子-空穴对。 若电子-空穴对在耗尽层内产生，在电场作用下，电子向N区漂移，空穴向P区漂移，形成光生电流。当入射光功率变化时，光生电流随之线性变化，从而把光信号转化成电流信号。,5.1.1 PIN 光电二极管的工

3、作原理,然而，当入射光子能量小于 时，无论入射光多么强，光电效应都不会发生，也就是说，发生光电效应必须满足 。因此，任何半导体材料制作的光电二极管都有上限截止波长 ，其表示式为 (5.1) 对于材料Si ， ；对于材料Ge， 。 光电二极管除了具有上限截止波长外，当入射波长太短时，材料的吸收系数变得很大，光电转换效率也会大幅度下降。,5.1.1 PIN 光电二极管的工作原理,2光电转换效率 常用量子效率和响应度来衡量光电转换效率。入射光在光电二极管的表面有反射，设入射表面的反射率为 R，当入射光功率为 P 时，光生电流可以表示为 式中， 是零电场表面层厚度； 是耗尽区的厚度； 是吸收系数。,5

4、.1.1 PIN 光电二极管的工作原理,量子效率定义为 (5.2) R 也可以用响应度来表示： R (5.3),5.1.1 PIN 光电二极管的工作原理,要得到高的量子效率，必须采取如下措施：(1) 减小入射表面的反射率；(2) 尽量减小光子在表面层被吸收的可能性，增加耗尽层的宽度。因此，为了得到高的量子效率，常采用 PIN 结构，如图5.2所示。 图5.2 PIN 光电二极管,5.1.1 PIN 光电二极管的工作原理,I 区是一层接近本征的掺杂很低的N 区，在这种结构中，零电场区（ 区和 区）非常薄，而低掺杂的 I 区很厚，耗尽层几乎占据了整个PN 结，从而使光子在耗尽区被充分吸收。 对于

5、InGaAs 材料的光电二极管，往往还采用异质结结构，耗尽区( InGaAs )夹在宽带隙的 InP 材料之间，而InP 对于入射光几乎是透明的。,5.1.1 PIN 光电二极管的工作原理,图5.3给出了几种不同材料PIN 光电二极管的响应度和量子效率。 图5.3 几种不同材料 PIN 光电二极管的响应度和量子效率,5.1.1 PIN 光电二极管的工作原理,3响应速度 响应速度通常用响应时间（上升时间和下降时间）来表示。影响响应速度的主要因素有 (1) 光电二极管等效电路的 RC 时间常数 图5.4 光电二极管的等效电路,5.1.1 PIN 光电二极管的工作原理,(2) 载流子在耗尽区的渡越时

6、间 (3) 耗尽区外产生的载流子由于扩散而产生的时间延迟 图5.5 结电容、耗尽区宽度以及零电场区对输出脉冲的影响 4暗电流 暗电流是指无光照时，光电二极管的反向电流。 Si 的光电二极管可小于1 nA，Ge 的光电二极管的暗电流通常几百纳安。,5.1.2 雪崩光电二极管(APD),1工作原理 与光电二极管不同，雪崩光电二极管能承受高的反向偏压。在PN结内部形成一个高电场区，光生的电子或空穴经过高场区时被加速，从而获得足够的能量，它们在高速运动中与晶格碰撞，使晶体中的原子电离，从而激发新的电子-空穴对，这个过程称为碰撞电离。 通过碰撞电离产生的电子-空穴对称为二次电子-空穴对。新生的电子-空穴

7、对在高场区内再被加速，又可能碰撞新的原子，这样多次碰撞电离的结果是载流子浓度增加，反向电流增大，称为雪崩增益。,5.1.2 雪崩光电二极管(APD),2APD的平均雪崩增益 雪崩过程是一个复杂的随机过程，只能以APD的平均雪崩增益来表示APD增益的大小： 式中，V是反向偏压； 是反向击穿电压；m 是APD结构和材料决定的参量。,5.1.2 雪崩光电二极管(APD),雪崩增益随反向偏压变化的非线性十分突出，如图5.6所示。要得到足够的增益，必须在接近击穿电压下工作，而击穿电压对温度很敏感。 图5.6 APD的平均雪崩增益,5.1.2 雪崩光电二极管(APD),3APD的结构 在 850 nm，常

8、用的APD有保护环形( GAPD )和拉通型( RAPD )两种。 图5.7是拉通型APD的结构和内部场强分布示意图。 图5.7 RAPD的结构和内部场强分布示意图,5.1.2 雪崩光电二极管(APD),当偏压加大到某一值后，耗尽层拉通到 区（本征区）（少量P 掺杂），一直抵达 接触层，此后若电压再增加，电场增量就在P区和 区分布，高场区电场随电压变化相对缓慢，G-V 曲线的非线性有所改善。 最后给出一些光探测器的性能参数，参见表5.1和表5.2。,5.1.2 雪崩光电二极管(APD),表5.1 Si, Ge, InGaAs PIN光电二极管的通用工作特性参数,5.1.2 雪崩光电二极管(AP

9、D),表5.2 Si, Ge, InGaAs雪崩光电二极管的通用工作特性参数,5.2 光接收机概述,光纤通信系统分为模拟和数字两种传输系统。在这两种不同系统中采用的光接收机分别称为模拟光接收机和数字光接收机。 相比于数字光接收机，模拟光接收机比较简单，其原理框图如图5.8(a)所示。 数字光接收机原理框图如图5.8(b)所示，可以看出，数字接收机更为复杂一些，在主放大器后还有均衡滤波器、自动增益控制电路、时钟恢复与判决电路。,5.2 光接收机概述,图5.8 光纤通信接收机原理框图,5.2 光接收机概述,各部分主要功能简要介绍如下： 1光检测器 对光检测器的基本要求如下： (1) 高的光电转换效

10、率，即对某一波长入射光信号，能够得到尽可能大的光电流； (2) 附加噪声尽可能小； (3) 响应速度要快，线性好及频带宽； (4) 可靠性好，寿命长。 在光纤通信中，满足上述要求的光检测器有两种半导体光电二极管：PIN光电二极管和雪崩光电二极管(ADP)。,5.2 光接收机概述,2前置放大器 从光检测器输出的光电流信号十分微弱，必须经过前置放大器放大，前置放大器在光接收机中起关键作用，要求它有足够小的噪声、适当的带宽和一定的增益。 光检测器和前置放大器合起来叫做接收机前端，其性能的优劣直接决定接收的灵敏度。 前置放大器有多种类型，如低阻抗前置放大器、高阻抗前置放大器、互阻抗前置放大器等。,5.

11、2 光接收机概述,3主放大器 前置放大器输出信号的幅度对于后续的信号处理是不够的，因此还需主放大器做进一步的放大。 主放大器除了将前置放大器输出的信号放大到判决电路所需要的信号电平外，还起着调节增益的作用。 输入信号越大，增益越小，反之，对于小的信号呈现较大的增益，这样主放大器的输出信号幅度在一定范围内不受输入信号的影响。,5.2 光接收机概述,4均衡滤波电路 由于光纤色散的影响，波形将出现拖尾。 系统中的其他器件，如光放大器、光检测器等，因其带宽的限制和非理想的传输特性，都会使光脉冲发生畸变，同时加剧码元间的串扰，造成判决电路误判，产生误码。 所以，在判决电路前必须加均衡滤波器对已发生畸变和

12、有严重码间干扰的信号进行均衡，使其尽可能地恢复原来的状况，以利于判决。,5.2 光接收机概述,5时钟恢复和判决电路 为了能从均衡滤波器的输出信号判决出是“0”码还是“1”码，首先要设法知道应在什么时刻进行判决，即应将混合在信号中的时钟信号（又称为定时信号）提取出来，这是时钟恢复电路应该完成的功能； 接着再根据给定的判决门限电平，按照时钟信号所“指定”的瞬间来判决由滤波器送过来的信号。 若信号电平超过判决门限电平，则判为“1”码；若信号电平低于判决门限电平，则判为“0”码。,5.2 光接收机概述,衡量接收机的主要指标有：接收灵敏度、动态范围、响应时间以及工作在不同码速、不同数据格式下的能力。 (

13、1) 接收灵敏度 接收灵敏度是指达到指定误码率（对数字系统）或信噪比（对模拟系统）时的最小接收信号光功率。 灵敏度通常用dBm来表示，即以1 mW为基准，用分贝(dB)表示的相对光功率。 设满足给定的误码率指标条件下的最小接收光功率为 ，单位为mW，则接收灵敏度可用dBm表示为,5.2 光接收机概述,(5.4) 当 时， 对应的接收灵敏度为0 dBm。 (2) 动态范围 在实际的系统中，由于中继距离、光纤损耗、连接器及熔接头的损耗、发送功率随温度的变化及老化等原因，接收光功率会有一定的波动。 定义最大允许的接收光功率与最小可接收光功率之差为光接收机的动态范围。最大光功率决定于非线性失真及前置放

14、大器的饱和电平，最小光功率则决定于接收灵敏度。,5.2 光接收机概述,（3) 响应时间 在采用时分多址(TDMA)和猝发异步模式进行通信时，信息以短促的突发性脉冲串传输，通常情况下接收机处于没有输入光功率的空闲状态。当数据脉冲串突然到达时，光接收机应尽快建立起稳定的静态工作点，且时钟应与输入的数据脉冲串在频率和相位上同步。 接收机从光信号到来时具有上述功能的时间周期称为它的响应时间。,5.3 光接收机的噪声,图5.9 为光接收机中的各种噪声源及其分布图。 其中包括：量子噪声、倍增噪声、暗电流噪声、表面漏电流噪声、电阻热噪声和放大器噪声。 图5.9 光接收机中的各种噪声源及其分布图,5.3 光接

15、收机的噪声,各种噪声特性如下： (1) 量子噪声 来源于光信号入射到光检测器上时的随机起伏，它与信号电平成正比。 相对于接收机中的其他噪声，量子噪声总是存在且无法消除的。 (2) 倍增噪声 对于APD，由于倍增过程的统计特征而产生附加的散弹噪声，它随倍增增益的增加而增加。,5.3 光接收机的噪声,(3) 暗电流噪声 暗电流是没有光入射时流过光检测器的电流，它是由PN结内热效应产生的电子-空穴对形成的。在APD检测器中，暗电流能被倍增，因此影响更大。 (4) 表面漏电流噪声 表面漏电流噪声是由于器件表面的物理特性不完善（缺陷及污染）导致的，它与表面积大小及偏置电压有关。 (5) 电阻热噪声 热噪

16、声是由热力学温度在零度以上的物体产生的，它具有高斯分布。,5.3 光接收机的噪声,在接收机电路中，电阻和放大器都会产生这种噪声。电阻的热噪声电流谱密度为 (5.5) 式中， 为玻尔兹曼常量(1.3810-34J/K)； 为流过电阻的热噪声电流； 为电阻值； 为电阻工作时的热力学温度。 (6) 放大器噪声 接收机中的任何有源器件都会引入噪声，放大器也不例外。有关放大器噪声在后面的章节中会单独讨论。,5.3 光接收机的噪声,5.3.1 量子噪声和倍增噪声,1量子噪声 设入射到PIN光检测器的光功率为 ，光检测器的响应度为 ，则产生的平均光电流为 (5.6) 则检测器输出的平均电压为 (5.7) 式

17、中，Z(t)为Z()的傅里叶反变换，即系统的脉冲响应。,5.3.1 量子噪声和倍增噪声,设接收机具有理想低通特性，带宽为B，即 所以 其积分为 , 输出电压的均方值为 (5.8),5.3.1 量子噪声和倍增噪声,式中， 为电子的电量(1.610-19 C)，则接收机输出的噪声功率为 (5.9) 为分析简单起见，设入射光功率 为常数，则上式可化简为 (5.10) 设 为平均信号光功率，则噪声功率可写成 (5.11),5.3.1 量子噪声和倍增噪声,噪声功率的谱密度为 (5.12) 可见，量子噪声的大小与带宽和光电流密切相关。 2倍增噪声 对于APD，如果每一个光生载流子都具有相同倍增增益G，则接

18、收机的量子噪声谱密度变为 (5.13) 由式(5.13)可以看出，与PIN相比，APD的量子噪声谱密度增加了倍增增益的平方倍。,5.3.2 前置放大器的噪声,图5.10示出了光接收机的等效电路，包括了光检测器、前置放大电路和主放大电路。 图5.10中， 为光电流等效电源； 为光检测器量子噪声等效电流源； 为暗电流噪声等效电流源； 为光检测器负载电阻； 为前置放大器偏置电阻； 为前置放大电路输入电阻； 为光检测器结电容； 为前置放大器输入电容； 和 分别为前置放大器和主放大器，其幅频特性分别为 和 ； 和 分别是前置放大器的等效噪声电流源和等效噪声电压源。,5.3.2 前置放大器的噪声,图5.1

19、0 光接收机等效电路 为了分析方便，将图5.10进行等效变形，将图5.10中的 , , , , 等效为一个导纳为 的无源RC网络： 式中， ； 。,5.3.2 前置放大器的噪声,将前置放大器的等效噪声电压 等效到RC 无源网络之前变为一电流源 ，等效后的电路如图5.11所示。 图5.11 等效后的接收机电路 则一般形式的前置放大器电路在通带B 内的总噪声为 (5.14）,5.4 量子极限灵敏度,从前面的分析知道，当接收机中的其他噪声都可以设法减小到可以忽略不计时，量子噪声就成了光接收机灵敏度的最终限制，下面继续讨论这一问题。 以数字接收机为例，假设放大器不存在电路噪声，光检测器没有暗电流，而且

20、光检测器的量子效率 。这时，量子噪声成为它的唯一噪声源，光接收机的灵敏度只受到量子噪声的限制而达到理想值，称为量子极限灵敏度。,5.4 量子极限灵敏度,设在一个脉冲周期 内，光电检测器所产生的电子-空穴对的平均数目 为 (5.15) 式中， 为 时刻入射到光检测器上的光功率； 为光检测器的量子效率； 为一个光子的能量； 为光检测器在一个周期 内接收到的光能量。 光检测器中产生电子-空穴对数目 在平均值 附近波动，这种波动实际上反映的是微观世界的量子起伏，,5.4 量子极限灵敏度,其概率服从泊松(Poisson)分布： (5.16) 对于理想光接收机，“ 0 ” 码不会被误判为“ 1” 码。 假

21、设即使只有一个光子入射，只产生一对电子-空穴对，接收机也能判决出“ 1 ”码。 那么，产生误码的唯一可能就是事实上有光脉冲输入，而一对电子-空穴对也没有产生，则将 “ 1 ” 码误判为 “ 0 ”码的概率为 (5.17),式(5.17)即为系统误码率表达式。 当系统要求误码率不大于 时，由式(5.17)可以求出，N 21，也就是说一个光脉冲至少要产生 21 个电子-空穴对才能保证判决时的误码率不大于 。 由此可以确定检测器需要接收到的最小能量 为 (5.18) 当 为 1 时， ，即 21 个光子能量。,5.4 量子极限灵敏度,5.4 量子极限灵敏度,假定传输的信号中“0”码和“1”码等概率出

22、现，则光接收机所需的最小平均光功率为 (5.19) 式中， 为脉冲周期； 为码速； 就是满足一定误码率条件下，仅受量子噪声限制的最小接收光功率，是接收机可能达到的最高灵敏度，称为量子极限。 显然，量子极限与码速有关，码速越高，灵敏度越低。 表5.3 给出了不同波长和码速下光接收机的量子极限灵敏度。,5.5 光接收机设计,放大器的性能主要由它的输入电阻和偏置电阻的数值决定。 根据输入电阻和偏置电阻的不同，通常将前置放大器分为三种，即低阻抗前置放大器、高阻抗前置放大器和互阻抗前置放大器三种，如图5.12所示。 图5.12 常用接收机前置电路,5.5 光接收机设计,1、低阻抗前置放大器根据带宽的要求

23、选取光电检测器的偏置电阻，使其满足 (5.20) 其特点是电路简单，但电路的热噪声大大增加，灵敏度降低。 2、高阻抗前置放大器的特点是输入阻抗很高，热噪声很小。电路结构复杂，故一般只适用于低速率系统使用。,5.5 光接收机设计,3、互阻抗前置放大器是在高阻抗前置放大电路的基础上引入负反馈电阻构成的，实际上是电压并联负反馈放大器，其等效输入电阻为 输入电阻可近似为 可以看出，与高阻抗前置放大器相比，互阻抗前置放大器的等效输入电阻至少减小 倍，而其带宽至少扩宽 倍，接收机前端的高频特性大为改善。,5.5 光接收机设计,图5.13示出了接收灵敏度与不同组态下输入等效电阻的关系。 图5.13 接收机动

24、态范围、灵敏度与反馈电阻的关系 由图5.13可见，互阻抗前置放大器的动态范围较大。,5.5 光接收机设计,此外，由于它的总电阻小，因而电路的时间常数小，可以改善带宽，减小波形失真。 另外，由于是电压负反馈，故它的输出电阻较小，放大器不易感应噪声、发生串话和电磁干扰，从而提高了其稳定性。 上述的优点使互阻抗前置放大器获得了广泛的应用。 下面主要就应用最多的高阻抗前置放大电器和互阻抗前置放大电路进行分析。,5.5 光接收机设计,5.5.1 高阻抗前置放大电路,1双极型晶体管(BJT)高阻抗前置放大电路 由双极型晶体管构成的前置放大电路如图5.14所示。 图5.14 双极型晶体管前置放大电路,5.5

25、.1 高阻抗前置放大电路,根据前面的分析，BJT前置放大电路的噪声可以等效为并联噪声电流 和串联噪声电压 ，其中 包括光检测器负载电阻 、晶体管等效偏置电阻 和晶体管输入电阻 的热噪声以及晶体管基极电流 的散弹噪声。其中 ， , 为管子的基极电流，则前置放大电路的等效并联噪声源功率谱密度为,5.5.1 高阻抗前置放大电路,通常情况下，BJT的输入电阻 ，所以上式可简化为 (5.21) BJT前置放大电路的等效串联电压源噪声功率谱密度为 (5.22) 式中， 为晶体管的集电极电流。由式(5.21)、式(5.22)和式(5.14)可以得到BJT前置放大电路的总噪声为 (5.23) 式中， 为前置放

26、大电路的等效输入电容。作为高阻抗应用时， 一般很大，即 ，故上式可以变为 (5.24),5.5.1 高阻抗前置放大电路,上式是 的函数，显然存在一个最佳的 使噪声最小。令 ，可以得到噪声最小时的 ： (5.25) 将式(5.25)代入式(5.24)，得到高阻抗BJT前置放大电路的最小噪声功率为 (5.26) 由式(5.26)可以看出，由BJT晶体管构成的高阻抗前置放大电路的噪声功率与带宽的平方成正比，高阻抗BJT前端的带宽为 要想扩大带宽，由式(5.26)可以看出，噪声将大大增加，即接收机设计中带宽和噪声是一对矛盾，应综合考虑。,5.5.1 高阻抗前置放大电路,2场效应管(FET)高阻抗前置放

27、大电路 由于场效应管具有非常大的输入电阻（通常大106），因此经常被用做前置放大级。由场效应管构成的光检测器前置放大电路如图5.15所示。 图5.15 场效应管前置放大电路,5.5.1 高阻抗前置放大电路,等效输入并联噪声电流源 的功率为 (5.27) 由于通常 Rb, ，而且栅漏电流 又非常小，故它们的影响可以忽略不计，所以等效并联噪声电流源的功率谱密度为 (5.28) FET的基本噪声源是源漏极之间的沟道电导热噪声，它在输入端引起的等效串联噪声电压源的功率谱密度为 (5.29) 式中， 为与FET材料有关的数值因子。对于Si-FET， ；对于GaAs-FET， ， 为FET的跨导。,5.5

28、.1 高阻抗前置放大电路,由式(5.14)、式(5.28)和式(5.29)，可得FET高阻抗前置放大电路的总噪声功率为 (5.30) 式中， 为FET等效输入电容， ， 为杂散电容。当负载电阻 很大时，上式可简化为 (5.31) 可以看出，FET高阻抗前置放大电路的噪声是与 和 成正比的，接收机前置放大电路的带宽为 ，为了增加带宽，要减小 ，但 的减小会增加噪声，因此在选择 时需要兼顾噪声和带宽两方面的因素。 另外，从式(5.31)可以看出，噪声与带宽的三次方成正比，因此与BJT接收机相比，FET不宜用于高速通信系统中（50 Mb/s以上）。,5.5.2 互阻抗前置放大电路,虽然高阻抗前置放大

29、电路能够得到小的电路噪声，但是它存在两个局限： (1)带宽受限，在宽带应用时需增加均衡； (2)动态范围受限。 解决以上问题的方法是采用互阻抗前置放大电路，其电路图如图5.12(c)所示。 它实际上是通过低阻值的反馈电阻给放大器输入端提供负反馈的高增益、高阻抗放大器，从而既可以保证低噪声，又有大的带宽和动态范围。,5.5.2 互阻抗前置放大电路,图5.16 互阻抗前置放大电路的等效电路 图5.16为互阻抗前置放大电路的等效电路。 为反馈电阻 的漏电容，其值很小。该电路的传输函数为 (5.32),5.5.2 互阻抗前置放大电路,可以看出，其传递函数具有低通特性。通常情况下， ，则放大器的 3 d

30、B 带宽为 (5.33) 因为 , 很小， ，则 。与高阻抗前置放大电路相比，互阻抗前置放大器的频宽要宽得多，至少展宽了A倍。这时接收机可以不需均衡，或只要少量均衡即可。,5.5.2 互阻抗前置放大电路,虽然互阻抗前置放大器的带宽比高阻抗前置放大器的带宽提高了A 倍，但也不能通过无限增大开环增益来不断提高带宽，因为它受到了两个限制。 第一，随着A 的增大，式(5.33)中漏放电容Cf的影响也随之增加，最后变为主要的因素，这时带宽限制为1/RfCf； 第二，为了达到高A 值，必须增加并联反馈环内的放大级数，对宽带应用来说，这会引起附加的传播延迟及相位漂移，使噪声及相位的富余度减小，最终引起不稳定

31、。,5.5.2 互阻抗前置放大电路,总体来说，与其他两种前置放大电路相比，互阻抗前置放大电路有许多优点： (1) 与 的组合电阻小，因而电路时间常数小，通带宽，波形失真小，因此可以不需要均衡电路； (2) 输出电阻小，放大器不易感应噪声，不易发生串话和电磁干扰( EMI )； (3) 负反馈使放大器特性容易控制，稳定性也显著提高。,5.5.3 高阻抗前置放大电路的均衡,由前面的分析知道，高阻抗前置放大电路具有高的接收灵敏度。但是系统前端的时间常数较大，带宽窄，高频特性差。在实际应用中，通常要在放大器后加均衡网络来改善系统的带宽频率特性。 图5.17为高阻抗前端等效电路，其中 为总的等效输入电阻

32、， 为总的等效输入电容。放大器开环增益为 。 图5.17 高阻抗前端等效电路,5.5.3 高阻抗前置放大电路的均衡,由图5.17可以求出放大器网络的传递函数为 此传输函数具有低通特性，如图5.18所示，其上限截止角频率（带宽）为 。 图5.18 高阻抗前端频率特性,5.5.3 高阻抗前置放大电路的均衡,在高阻抗电路设计中，为了获得好的噪声特性， 的值通常都很大，所以上限截止频率 较小。因此必须使用如图5.19(a)所示的均衡网络来改善接收机的频响特性。,(a) 均衡网络频率特性 (b) 改善后的接收机前端频率特性 图5.19 均衡网络对接收机频率特性的改善,5.5.3 高阻抗前置放大电路的均衡,由图5.18和图5.19可见，只要取均衡网络的转折频率与前置放大器的转折频率一致，均衡输出后的带宽就被拓