硕士论文-电动汽车用S2PFC车载充电机的研究.pdf

北京交通大学 硕士学位论文 电动汽车用spfc车载充电机的研究 姓名：赵娟 申请学位级别：硕士 专业：电力电子与电力传动 指导教师：姜久春 20050101 北京交通大学硕士学位论文 噫7 4 1 9 5 9 电动汽车用s 2 p f c 车载充电机的研究 摘要 本论文是针对“8 6 3 ”电动汽车重大专项中车载充电 机进行研究的课题。该车载充电机具有较高功率因数， 能够与普通的单相交流电源插座直接连接，为电动轿车 的蓄电池组提供小功率慢速充电。 论文在对国内外各种单级功率因数校正拓扑及其控 制方式分析比较基础上，对一种带隔离的单级全桥功率 因数校正电路进行研究。该电路适用于蓄电池负载，无 需储能电容，满足了车载充电机在体积重量方面的要求。 论文分析了电路的工作原理，通过对连续电流模式下的 三种控制方法分析比较，选择平均电流法作为该充电机 的控制方法；用直流等效法对电路的p f c 性能进行理论 分析，通过m a t l a b 对系统的稳定性及p f c 性能进行了仿 真分析，并为后面的参数设计提供了理论基础；对充电 机的主电路、控制电路参数进行设计；对电压型和电流 型全桥电路的吸收电路进行比较，给出了s 2 p f c 主电路 北京交通大学硕士学位论文 中吸收回路的具体设计，该吸收回路在两个电感串联时 提供电流通路；综合设计了电路的各种故障保护功能； 研制了一台4 5 k w 的实验室样机，给出了实验波形。 关键词：单级功率因数校正，车载充电机，隔离变压器， 全桥结构，b o o s t 型p f c ，平均电流法，电动汽车 ! ! 塞茎望查兰堕主堂垡堡苎 d e v e l o p m e n t0 fo n - b o a r d s z p f cc h a r g e r f o re l e c t i u cv e h i c l e s a b s t r a c t t h i st h e s i si s as u m m a r i z a t i o no fr e s e a r c hw o r ko fn a t i o n a l ”8 6 3 ”k e yp i o j e c te n t i t l e do n - b o a r dc h a r g e r t h i sc h a r g e rh a s t h e t r a i to fh i g hp o w e rf a c t o r , c a nb ec o n n e c t e dt oo r d i n a r ys i n g l e p h a s e a cs o c k e t sd i r e c t l y , a n do f f e r sl o w - p o w e ra n dl o ws p e e dc h a r g l n g f o rs t o r a g eb a t t e r i e s b a s e do nv a r i o u sd o m e s t i ca n d o v e r s e a s s i n g l es t a g e p f c t o p o l o g ya n dt h e i ra n a l y s i sa n dc o m p a r i s o n o ft h ec o n t r o lm e t h o d s ， t h et h e s i sf o c u so ns t u d y i n g t h ec h a r g e r sm a i nc i r c u i tw h i c hi sa n i s o l a t e ds i n g l es t a g ef u l lb r i d g ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o nc i r c u i t t h e c i r c u i ti ss u i t a b l ef o rb e i n gc o n n e c t e dt ot h el o a do fs t o r a g eb a t t e r i e s ， a n dn o s t o r a g ec a p a c i t o r sa r en e e d e d ，i ta l s o m e e t st h e r e q u i r e m e n t o f v o l u m ea n dw e i g h tf o ro n b o a r dc h a r g e r o p e r a t i o np r i n c i p l eo ft h e c i r c u i ti s a n a l y z e d i nt h i st h e s i s ，a n da v e r a g ec u r r e n t c o n t r o li s 北京交通大学硕士学位论文 a d o p t e da s t h ec o n t r o lm e t h o df o rt h ec h a r g e rb yc o m p a r i n gt h r e e d i f f e r e n tc o n t r o lm e t h o d su n d e rc o n t i n u o u sc u r r e n tm o d e a tt h e s a m et i m e ，t h et h e s i sd o e st h es i m u l a t i o na n da n a l y s i so ns y s t e m s t a b i l i t ya n dp f cp e r f o r m a n c eb yt a k i n ga d v a n t a g eo fe q u i v a l e n t d i r e c tc u r r e n ta n dm a t l a b ，t h u so f f e r st h et h e o r e t i c a ls u p p o r tf o rt h e f o l l o w i n gp a r a m e t e rd e s i g n i na d d i t i o n ，t h e t h e s i s g i v e s d e t a i l e d d e s i g nf o rt h ew h o l es y s t e mi n c l u d e st h em a i nc i r c u i ta n dc o n t r o l c i r c u i t ac o m p a r i s o no fs n u b b e rc i r c u i t so fv o l t a g ef u l l b r i d g e c o n v e r t e ra n dc u r r e n tf u l lb r i d g ec o n v e r t e ri sc o n d u c t e di nt h i st h e s i s e s p e c i a l l y , as n u b b e r c i r c u i ti sd e s i g n e dw h i c hi st h ek e y t e c h n o l o g y i nt h ew h o l es y s t e m d e s i g n t h e s n u b b e rc i r c u i to f f e r sc u r r e n t p a s s a g ew h e nt w oi n d u c t a n c e s a r ei ns e r i a l a l s os o m ef a i l u r e p r o t e c t i o n f u n c t i o n sh a v eb e e nt h o u g h t f u l l yc o n s i d e r e d f i n a l l y , a 4 5 k wp r o t o t y p ei sb u i l d u pi n t h el a b o r a t o r y ，a n de x p e r i m e n t a l w a v e f o r m sa r ea l s oa c h i e v e d k e yw o r d s ：s i n g l es t a g ep o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n ，o n b o a r d c h a r g e r , i s o l a t e dt r a n s f o r m e r , f u l lb r i d g e ，b o o s tp f c , a v e r a g e c u r r e n t c o n t r o l ，e l e c t r i cv e h i c l e 北京交通大学硕士学位论文 1 1 选题背景 第一章绪论 目前，为了保护人类赖以生存的自然环境，珍惜地球上有限 的石油资源，研制开发新一代超低排放和零排放的汽车成为世界 各国的普遍共识。人们在提高完善燃油汽车的同时，更加致力于 清洁、环保的电动汽车的研制和开发。以动力蓄电池为能源的电 动汽车被认为是2 l 世纪的绿色工程。电动汽车的基本特点是能自 携电能，像普通汽车一样沿一般道路行驶，动力性、经济性、安 全性和可靠性等达到或接近普通内燃汽车，续驶里程满足一般运 行要求。同时电动汽车具有无排气污染、低噪声、易维修、可利 用用电低谷期间充电以节能等优点，被认为是未来理想的交通运 输工具。为了推动电动汽车的产业化进程，电动汽车的相关技术 也得到国内外的广泛重视。国家在“九五”已经将电动汽车多路 应急充电站列入科技攻关项目，车载充电机被列入“十五8 6 3 ” 电动汽车重大专项中。 充电机作为一种电力电子装置不可避免的会对电网产生一定 影响。随着电动汽车的不断推广和充电机的广泛应用，大量电动 汽车用充电机工作时对电网的污染将不容忽视。事实上，开关电 源的有源功率因数校正技术( p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n t e c h n i q u e ，p f c 技术) 引起了国内外许多学者的重视，在p f c 的 原理、方法、电路拓扑、控制技术等方面也取得了许多成果。这 北京交通大学硕士学位论文 些成果完全可以应用于开关电源型充电机。美国分别在1 9 9 3 年和 1 9 9 4 年对两组电动汽车用充电机( 共3 4 台) 进行了测试，其电 流谐波畸变平均达到4 1 0 9 ，但随着一些先进的p f c 技术在开关 电源方面的应用，充电机的电流谐波含量大大降低，到1 9 9 5 年， 对四台车载充电机进行测试时，发现总电流谐波含量从3 7 2 到 7 1 8 不等，平均为6 1 2 1 ”。 本课题就是以带有功率因数校正( p f c ) 的充电机作为研究对 象。车载充电机属于便携式充电机，能够与普通的单相交流电源 插座直接连接，为蓄电池提供小功率慢速充电。车载充电机不同 与地面式充电机，除了要满足蓄电池充电的要求，还要考虑重量 和体积、安全性等因素。同时，为了减少电力电子设备对电网的 污染，还要提高充电机的功率因数，降低谐波含量，成为绿色电 力电子设备。 1 2 功率因数校正技术 p f c 技术根据是否采用有源器件可以分为无源p f c ( p a s s i v ep f c ) 技术和有源p f c ( a c t i v ep f c ) 技术。无源p f c 技术是采用无源器件，如电感和电容组成的谐振滤波器，实现p f c 功能：有源p f c 技术采用了有源器件，如开关管和控制电路，实 现p f c 功能。 1 2 1 无源功率因数校正 无源功率因数校正技术是指采用滤波电感和电容构成一个无 ! ! 塞奎望查兰堕主茎笪笙壅 f 源网络使得输入电流满足谐波限制要求，完成功率因数校正。其 结构如图1 - 1 所示。 无源p f c 技术的主要优点是：高效、高可靠度、e m i 小、 低价格。然而，无源方案的主要缺点是：滤波电感和滤波电容的 值较大，因此体积、质量较大，而且难以得到高的功率因数( 一 般可提高到0 9 左右) ，输入谐波电流的抑制效果也不是很好。另 外，滤波电容上的电压是后级d c d c 变换器的输入电压，它随 输入交流电压和输出负载的变化而变化。这个变化的电压影响了 d c d c 变换器的性能。如果电源对保持时间( h o l d u p t i m e ) 有 要求，由于电容电压的变化范围大或当电网掉电时，需要增加电 容值来满足保持时间的要求。 由于无源p f c 技术采用低频电感和电容进行输入滤波，工作 性能与频率、负载变化及输入电压变化有关，因此它比较适合于 功率小于3 0 0 w 、对体积和重量要求不高、对价格敏感的应用中。 r e c t i f i e r l c f i t e r 图卜1 无源p f c 结构 f i g 1 - 1t h e c i r c u i to f p a s s i v ep f c 1 2 2 有源功率因数校正技术 9 0 年代以来，有源p f c 技术取得了长足的进展。其基本思 一3 一 北京交通大学硕士学位论文 想为：在整流器后接入一个d c d c 开关变换器，应用电流反馈 技术，使输入端的电流波形自动跟踪交流输入电压波形，可以使 输入电流接近正弦波，且与输入电压同相位。从而使输入端的总 谐波畸变小于5 ，而功率因数可以提高到0 9 9 或更高，达到功 率因数校正的目的。由于这个方案中应用了有源器件，故称为有 源功率因数校正。有源p f c 技术由于变换器工作在高频开关状 态，具有体积小、重量轻、效率较高和功率因数高等优点。 有源p f c 电路从电网供电方式来划分，可分为单相p f c 电 路和三相p f c 电路。由于车载充电机的设计要求是能够与普通的 单相交流电源插座直接连接，为蓄电池提供小功率慢速充电。因 此，我们在后面的研究中只是对单相有源功率因数校正技术进行 研究。 1 ，2 2 1 单相有源p f c 电路的拓扑结构 单相有源功率因数校正电路从电路结构上划分，可分为两级 p f c 电路和单级p f c 电路。 一、两级p f c 电路 在两级结构p f c 电路中，第一级为p f c 电路，目的在于提 高输入的功率因数并抑制输入电流的高次谐波；第二级为d c d c 变换器或d c a c 变换器，目的在于调节输出以便与负载匹配。 常采用基本拓扑有：b o o s t 、b u c k b o o s t 、f l y b a c k 、b u c k 、c u k 、 s e p i c 型拓扑。除此之外，还有它们的各种导出形式，这里不一一 列举。 在两级的p f c 变换器中，主要有串联和并联两种连接方式。 连接方式如图1 2 所示。而在串、并联两种联接中，以串联型居 多。 4 苎蔓萑堕查兰竺主兰垡丝苎 c 图卜2 ( a ) 有源双级p f c 串联结构 f i g l 一2 ( a ) t w os t a g es e r i e sa c t i v ep f c 图卜2 ( b ) 有源两宝l p f c 并联结构 f i g 1 - 2 ( b ) t w os t a g ep a r a l l e la c t i v ep f c 二、单级p f c 结构 单级结构是把p f c 电路和d c d c 变换器( 或d c a c 变换器) 集成为一级。为了确保与负载匹配，内部含有一个储能电容，以 便消除输入电压纹波的影响。其基本拓扑如图1 - 3 所示。 5 北京交通大学硕士学位论文 图卜3 单级p f c 结构 f i g 1 - 3s i n g l es t a g ep f c 很多单级p f c 拓扑可以直接从两级p f c 拓扑经过简单的组 合得到，如图1 - 4 为一个两级p f c 方案经简化得到单级p f c 方案 的实例【2 1 。图1 4 ( a ) 为b o o s t 变换器实现功率因数校正，后级为 正激变换器得到输出电压。电路中有两个开关管：s w l 和s w 2 ， 及两套控制电路：p f c 控制器和d c d c 控制器。由于s w l 和s w 2 是共地的，如果把它们合二为一( 相当于开关管的漏极连在一起) ， 去掉p f c 控制器，加入二极管d 2 阻止电流反向，就得到了图 1 4 ( b ) 的单级p f c 拓扑。由此可见，相对于两级p f c 方案，单 级p f c 方案降低了变换器的成本。 图1 - 4 ( a ) 两级功率因数a c d c 变换器 f i g 1 4 ( a ) t w o - s t a g ea c d c c o n v e r t e rw i t hp o w e rf a c t o rc o r r e c t i o n 北京交通大学硕士学位论文 r r o 吖y l 趟鲤： 卒l h l l 域芏闹翻。嬲卜 p f cd c d c 图i 一4 ( b ) 单级功率因数a c d c 变换嚣 f i g 1 - 4 ( a ) s i n g l e s t a g e a c d cc o j v c r t e r w i o ap o w e rf a c t o rc o d y c c | l o n 1 2 2 2 单相有源p f c 电路的控制方式 控制方式根据调制方式的不同，可以分为p w m 和p f m 控 制；根据主要以硬件实现控制还是软件实现控制，可分硬件控制 模式和软件控制模式。软件控制模式主要有各种单片机控制数字 信号处理器( d s p ) 控制，模糊控制以及神经网络控制等，这些有 助于实现p f c 的智能化。硬件控制是最基本的控制方式，主要 是由各种模拟器件组成攘个控制系统。根据控制电感电流连续与 否，可以分为c c m ( c o n t i n u o u s c u r r e n t m o d e ) 和d c m ( d i s c o n t i n u o u s c u r r e n t - m o d e ) 。 d c m 模式其主要优点是：输入电流自动跟踪电压且保持较小 的电流畸变，功率开关管实现零电流开通且不承受二极管的反向 恢复电流。其主要缺点是：输入输出电流纹波较大，对滤波电路 要求较高，峰值电流远高于平均电流，器件承受较大的应力，功 率较小。与d c m 相配套的控制技术有恒频控制，恒导通时间 ( o n t i m e ) 控制技术和等面积控制技术等。 c c m 工作模式的p f c 电路具有许多优点，根据控制量不同， 7 ， 北京交通大学硕士学位论文 其控制技术有电流型控制和电压型控制两种方式。其中，电流型 控制分为电流峰值模式控制和平均电流模式控制两种1 3 】，又有观 点认为可以分为三种，除了上述两种控制外，还有一种电流滞环 控制法1 4 】。电流型控制的优点是：电流瞬态特性优良，易于实现 过流保护等，但控制电路复杂；电压型控制的优点是：结构简单， 原理清晰。 1 3 本文研究的主要内容 跟踪国内外功率因数校正技术的发展并结合大功率高性能开 关电源研制中的实际情况，本文将对如下几个问题展开讨论和研 究： l 、在详细分析和研究多种单相有源功率因数校正电路拓扑 的基础上，对一种单级带隔离的有源功率因数校正电路的工作原 理进行分析，利用载波频率分析法对电路的p f c 性能进行理论分 析，通过m a t l a b 对系统的稳定性及p f c 性能进行了仿真分析， 并为后面的实际电路设计提供理论基础： 2 、在对连续电流模式下的三种控制方法分析比较的基础上， 选择一种适用于该主电路，对噪声不敏感的控制方式，以适应系 统的车载应用环境； 3 、根据车载充电机的应用要求，制定本次设计中充电机的 具体参数指标； 4 、根据选定的参数指标和控制方案对主电路、控制电路进 行设计，通过对电压型和电流型全桥变换器的比较，设计适用于 8 北京交通大学硕士学位论文 本充电机主电路的吸收回路，并针对欠过压、欠过流等情况设计 保护电路； 5 、研制一台实验样机，并给出试验波形以及试验结果分析。 北京交通大学硕士学位论文 第二章电路及控制方案比较 2 1 几种典型的单级功率因数校正拓扑 国外有关单级功率因数校正技术的研究报道已经有很多，早 期的单开关单级功率因数校正拓扑大都是基于b o o s t 或反激式 的，因为受到开关损耗的制约，开关频率无法提高，而且这种单 端拓扑结构本身的工作方式决定了其传输功率受到限制，因而这 些变换器大都应用于低功率场合。与两级式功率因数校正相比， 这些变换器效率没有很大的提高，尤其是b o o s t 型拓扑，工作在 电流连续方式( c o n t i n u o u sc u r r e n tm o d e ，c c m ) 时，效率甚至 有些下降断1 ，而工作在( d i s c o n t i n u o u sc u r r e n tm o d e ，d c m ) 方式时f 7 】，虽然效率可以达到0 8 5 ，功率因数也可达到0 9 9 ，但 功率仍然受到限制，而且由于没有了两级式的输入侧的储能电容， 因此在硬开关方式时，输入端电感会造成电压过冲，损害主开关， 对功率开关的电压应力要求很高。为了解决电压应力问题，提高 单级变换器的效率，软开关的单级商功率因数变换器应运而生。 如应用q r c z c s 技术的反激式变换器1 8 l ，单级谐振型半桥变换器 1 9 l ，以及其他一些小功率拓扑f l o 。1 2 1 。这些变换器应用了软开关之 后，输入侧的高次谐波明显减少，输出滤波器体积减小，输出电 压的二次和高次纹波也减小，但是这些变换器的功率都在2 0 0 w 以下。 1o - 北京交通文学顽士学位论文 为了满足大功率应用场合要求，人们又提出了适用于中大功 率场合的单级功率因数校正a c d c 变换器。这些变换器大都是 b o o s t 后面跟随半桥或全桥电路。如y i m i nj i a n g ，f r e dcl e e 等 提出的单级单相并联功率因数校正方案【1 3 】就是一种适用于中大 功率场合的具有功率因数校正的单级a c d c 变换器，如图2 一i 所 示。其机构和控制系统复杂，跟标准的全桥电路或者半桥电路相 比，需要很多元器件，而且用来控制功率因数校正和d c d c 变换 的控制电路过于复杂、输出电压的二次谐波很大、输出功率无法 进一步提高。 图2 - 1y i m i nj i a n g 等提出的单相单级p f c 电路 f i g 2 ls j n 脚e - p h a s es i n 目e s t a g ep f cc i r c u i tp r o p o s e db yy i m i nj i a n g c o n c o r d i a 大学的醒e iq i u 等人提出了一种结构更为简单的高功 率因数a t d e 全桥变换器【1 4 】及其改进电路【1 5 】，如图2 2 所示。 这个电路采用全桥移相控制，但还只是仿真和面包板的实验结果， 并且功率只有4 0 0 5 0 0 w ，且仿真结果约功率因数只有o 8 4 ，因此 无法满足大功率场合高功率因数的要求。 p r a v e e nk j a i n 提出了单级z v z c s 全桥变换器【1 6 j 。如图2 3 所示。虽然这个电路能够实现完全的软开关并且利用了变压器 的一个附加绕组来实现能量的平衡，使功率因数达到0 9 8 ，效率 也达到0 8 5 ，但是由于输入滤波电感工作在电流不连续( d c m ) 北京交通大学硕士学位论文 方式，因而功率无法提高，实验室中达到的功率也只有2 0 0 w ，并 且结构和控制复杂。 图2 - 2m e i o i u 提出的单级全桥p f c 电路 f i g 2 - 2s i n # e - s t a g ef u l l - b r i d g ep f c c i r c u i tp r o p o s e db ym e iq i u 图2 3p r a v e e nk j a i n 提出的单级z v z c s 全桥变换器 f i g 2 - 3s i n # e - s t a g ef u l l _ b r i d g ez v z c sc o n v e n e rp r o p o s e db y p r a v e e nk j a i n r u il i u 等人提出了电流控制方式下的单级功率因数校正电 路1 1 7 】，如图2 4 所示。其控制方案简单，采用了零电流软开关技 术，功率可以达到2 - 3 k w ，但是必须通过频率调制( p f m ) 来控制， 给电路的设计带来了麻烦，虽然采取了一些改进措施，仍然没有 脱离p f m 的控制方式，一般电路工作于p f m 方式下，会影响电路 的动态性能，并且输出滤波器和其他磁性元件的设计比较麻烦， 不利于电路的优化。 北京交通大学硕士学位论文 图2 - 4r u il i u 提出的单级全桥软开关p f c 电路 f i g 2 _ 4s i n g l e - s t a g ef u l l b r i d g e s o f t - s w i t c hp f cc i r c u i tp r o p o s e db y r u i l i u 目前，国肉的文献单级功率因数校正电路的研究也比较多， 但现有的文献多是以单开关为主1 i 8 - 2 2 。这些拓扑结构只适用于中 小功率的场合。哈尔滨工业大学的贲洪奇等提出一种软开关全桥 电路f 捌，如图2 5 所示。该电路四个管子同时导通时，构成谐振 回路，同时使滤波电感储能；在对管导通时，电感释放能量，同时通 过高频变压器降压实现p c d c 变换器的功能。工作时除了要对 四个开关管进行控制，又增加了两个辅助开关管，使得控制电路 复杂，而且只是实现了2 0 0 w 的实验室样机。 图2 - 5 贲洪奇提出的单级全桥软开关p f c 电路 f i g 2 - 5s i n g l e s t a g ef u l l - b r i d g es o f t s w i t c hp f c c i r c u i tp r o p o s e db y b e n h q 北京交通大学硕士学位论文 2 2 全桥s 2 p f c 车载充电机 2 2 1s 2 p f c 车载充电机电路拓扑 本文所研究的s 2 p f c 充电机的主电路拓扑如图2 - 6 所示。 ： ：i l 8 俐 i ”jp 。 l 一 【“j l i j l 一a ；! ：t ：j ： f ji 珥j i 叫 c a ： i t【弭ji 町 。t 图2 - 6s 2 p f c 充电机主电路拓扑 f i g 2 6m a i nc i r c u i tt o p o l o g yo f t h es 2 p f c c h a r g e r 该主电路是一种带隔离变压器的单级功率因数校正 ( s i n g l e s t a g e p o w e r f a c t o r c o r r e c t i o n ，s 2 p f c ) 电路。图中s 1 - - $ 4 为四个功率开关共同构成开关管桥b r 2 ，0 1 一d 4 和d 5 一d 8 分别构成 两个不控整流桥b r l 和b r 3 ，l 为储能电感，c 为负载蓄电池。在 单级功率因数校正电路中，为了解决输入输出瞬间功率的不平衡， 通常会在变压器的原边接入一个储能电容，如前文提到的y i m i n j i a n g ，m e io i u 等人提出的单级p f c 电路。在本文研究的s 2 p f c 车载充电机的主电路中，利用变压器副边的蓄电池负载作为储能 电容，这样一来，不但减小了充电机的体积，适用了电动汽车内 空间狭窄的特点，而且降低了成本，更加有利于充电机甚至电动 汽车的推广。 2 2 2s 2 p f c 车载充电机电路工作原理 为了讨论方便，首先做以下假设： ( 1 ) 假定主电路中所有功率器件均为理想开关器件； ( 2 ) 建立变压器模型( 忽略变压器的漏阻) ，如图2 7 所示。 其中l 1 、l 2 分别是原边及副边漏感，l m 是激磁电感。 l 1 l 2 图2 - 7 变压器模型 f i g 2 7t r a n s f o r m e r m o d e l s 2 p f c 车载充电机电路中，驱动信号、变压器原边电压波形如 图2 8 所示。 ”1 十， 臣二二 二： v s z 十i ； i 审e 二二口 图2 - 8 开关管驱动信号波形图 f i g 2 8w a v e f o r m s o f s w i t c h d r i v i n gs i g n a l s 开关管一个工作周期可以分为四个主要阶段，各个工作模态 等效电路如图2 - 9 所示，其中图2 - 9 ( b 1 ) 和图2 - 9 ( b 2 ) 同属第 二阶段。 v 北京交通大学硕士学位论文 l 图2 - 9 ( a ) t o t l f i g 2 - 9 ( a ) m o d et o t l l 图2 9 ( b 1 ) t l t 1 f i g 2 9 0 , 1 、m o d et l t l l 图2 - 9 ( b 2 ) t 1 。1 2 f i g 2 9 0 , 2 ) m o d et l 一t 2 图2 - 9s 2 p f c 充电机主电路的b o o s t 等效电路图 f i g 2 9e o u i v a l e n tb o o s tc i r c u i to fs 2 p f cc h a r l , e r sm a i nc i r c u i t 为了说明方便，对符号定义如下： ( 1 ) s l 和s 3 共同控制，s 2 和s 4 共同控制，两路脉冲分别 记为v s l 和v s 2 。两路脉冲的周期和占空比均相同，但有一定时 1 6 - 北京交通大学硕士学位论文 间的重叠。脉冲周期丁，频率，占空比d ，则重叠导通的时间 为( 2 d 一1 ) r 。电感工作周期瓦，频率 ，电流上升时间与周期 之比为d l 。可知，瓦；r 2 ； ( 2 ) 变压器变比( 原边匝数：副边匝数) = n ： ( 3 ) 输入交流正弦信号周期k ，频率尤。，电压 “i o ) = u hs i n ( 2 巧k f ) ； ( 4 ) 输出电压为u 。 第谬缎( t o f lj ；s 1 s 4 全部开通。由等效电路图2 9 ( a ) 可 知，对于电流环路1 而言，变换器的输入端电感可以看作b o o s t 电 感，此时桥臂直通，相当于b o o s t 电路的开关开通，输入端电网电 压对电感进行充电。由于桥臂上的电压为零，入端电压直接加在 输入端电感上，电感电流i 。线性增加，此时电感电流可描述为： = i p ( t o ) + - 警f ，f m 瓦，n 瓦+ 。“瓦】( 2 一1 ) 式中，屯为电感电流，为电感入端电压，l p ( t o ) 为电感初始电流， 巩“为第n 个周期的占空比。n t , 时n ，电感电流上升到( 棚，则 流过b r 2 两个桥臂的电流均为( f 1 ) 2 。 对于电流环路2 来说，是一个r c 放电回路，则电流可以描述为： 鼍e 素 z ， 第= 廖发f f ，f 2j ? s 1 、s 3 导通。由于考虑变压器漏感，此阶段 北京交通大学硕士学位论文 实际上可以分为( f ，t ：) 和( f ： 。) 两个过程。 ( t ，t j ) 阶段如图2 9 ( b 1 ) 所示，是指由s l s 4 共同导通 到对管s 1 、s 3 导通的瞬间。由于变压器漏感的存在，其原边的电 流不能突变，而l 上的电流也不可突变，所以t 通过吸收回路上的 二极管d a 向c a 充电，c a 上的电流在极短的时间里从零上升到( 哪， 此时b r 2 上的两个桥臂内的电流也在瞬间降为零。然后，流经d a 的电流开始下降至零，而通过s l 、s 3 ，流经l l 的电流，则线性 上升至j ，记此时刻为t 0 由于从f ，到t j 的时间非常短暂，故 可以认为这段时间内电感上的电流维持( 哪，即i p ( t 1 3 = i e ( f 1 ) 。从f 。 到t ：时刻，c a 上的电压可以描述为： ”l “ 盟d t + n ( u o + 如鲁) ，( 2 - 3 ) 因为t ：= n i l ，对式( 2 3 ) 化简为： 。；心+ 2 坳等+ n u 。 ( 2 叫) 所以，挑- 一u 厶, + - n ：也厶a t ( 2 5 ) ( f j t 2 ) 阶段，电路工作进入稳态，可以忽略变压器的漏感， 则其等效电路如图2 9 ( b 2 ) 所示。相当于b o o s t 电路中开关断开， 输出二极管导通，电感中贮存的能量对负载放电。此时，由于输出 整流二极管导通，导致变压器的原边电压被钳位在眈，输入端 电感两端的电压差不再是入端电压，电感电流开始下降由变压器 ：! ! 蔓至望奎羔塑兰兰堡望苎 原边向副边传递能量，对蓄电池c 充电。此时的电流可描述为： t = f + o , 0 1 - _ n u o f ， f 砷五+ d 工”瓦， + 1 ) 置】 ( 2 6 ) 环路2 上，d a 反向关断，c a 通过r a 放电，放电电流描述如下 。；与竽e 隶 第三聊段f f ：f ，j js 1 $ 4 又全部导通，电感电流t 再次线性 增加，r c d 吸收回路上r a c a 组成放电回路，放电时间常数为 1 ( r a c a ) 。具体工作情况与第一阶断完全相同，不做赘述。 笫西缈发r f ，f 。j ：s 2 、s 4 导通。电感电流减小，由变压器 原边向副边传递能量，对蓄电池c 充电a 具体工作情况与第二阶 断类似，不做赘述。 2 2 3 稳定性分析 下面利用载波频率分析法理论证明该电路能够有效的校正功 率因数，使得输入电流波形为与输入电压同频同相的正弦波。 为讨论方便并不失一般性，做以下假设： ( 1 ) 所有功率器件均为理想开关器件； ( 2 ) 变压器t r 为理想变压器： 根据上一小节对电路工作原理的分析，在上述假设条件下， 该电路可以等效成一个b o o s t 电路，因此可应用b o o s t 电路原理 得： 可丽n u o 砑= 击，c 碗r o ，玎) ( z - 7 ) 北京交通大学硕士学位论文 在v s l 和v s 2 的第”个重叠导通期间，即 f 【n 瓦，儿毛+ ( d d “五】时，电感电流满足：讲。o ) = 半出。在下 一时间段，即f 砷瓦+ ( d t ) “瓦，0 + 1 ) 瓦) 】时，电感电流满足 珑l ( f ) =u q ) - n u od t 。 l 则在周期瓦内电感电流变化量为， 肾盎岘钆= 甓“耵毛半出+ ! i 壁2 二坐里! 出 l = 盎”吒半出一丁n u o ”( 刚皿 ( 2 _ 8 ) 因瓦较小，在一个周期内u i o ) 的增量很小，所以可用其平均 值代替瞬时值，即： 嵋o ) ；乩堕塑盟刿粤塑塑刨 * u i is i n ( 知矾。瓦) i + ；u 。( 2 矾。t ) l c 。s ( 孙矾。t ) i ( 2 _ 9 ) 式( 2 - 7 ) 、( 2 - 9 ) 代入( 2 - 8 ) 得， 蝇= 警( 碱磷0 s ( 知犯h ( 2 - 1 0 ) 令屯一d i l o ) ，瓦一出，则式( 2 1 0 ) 改写为： t a i d t ) = 笔( 犹。毛l c o s 倒叫( 2 - 1 1 ) 在连续导电模式下，对式( 2 - 1 1 ) 两边取积分，得 a 警i s i n ( 聊) | ( 2 - 1 2 ) 显然，输入电流与整流后的电压同相位，亦即该电路的功率因数 理论信为1 。 2 2 4 仿真结果及分析 北京交通大学硕士学位论文 通过m a t l a b 对s 2 p f c 充电机进行了仿真。 选取功率开关管为理想开关。若输入电压u 。( r m s ) = 2 2 0 v ， l = 0 5 m h ，变压器变比( 原边匝数n 边匝数) n = 2 ，平均电流法控 制，仿真时间为0 0 5 5 s ，仿真结果如图2 1 l 所示。由图2 一l l ( a ) 可以看到，由于p f c 电路的固有特点，输出电流波形中含有二次 谐波分量。对于蓄电池负载，由于其对充电电压的稳定性要求不 高，所以不会影响电池的充电效果。图2 - 1 1 ( b ) 中波形1 为输 入正弦电压波形，波形2 为输入电流波形可以看到除了前半个工 频周期，电流波形基本与电压波形同频同相。图2 - 1 1 ( c ) 中的 下标为采样点，每0 叽秒采样1 8 1 个点。可以看到，在大约0 0 4 秒之后，即两个工频周期后，功率因数即趋于稳定，并接近于1 。 图2 1 1 ( a ) 输出电压渡形 f j g 2 - 1 1 ( a ) o i l q m tv o r a g e 图2 - 1 1 ( b ) 输入电压、电流波形2 f i g 2 _ 1 1 ( b ) i n p u tv o l t a g e l a n di n p u tc i l r i t n 产 2 1 北京交通大学硕士学位论文 图2 - 1 1 ( c ) 功率因数波形 f i g 2 - 1 1 ( c ) p o w e rf a c t o r 同时，采集了流过吸收回路( 见图2 6 ) 中电阻r a ，二极管d a 的电流波形，如图2 1 2 所示。 图2 1 2 ( a ) 开关管桥中两路触发脉冲 f i g 2 - 1 2 ( 幻t r i g g e rp u l s eo ft h es w i t c hb r i d g e 图2 - 1 2 ( b ) 吸收回路中r a 电流波形 f i g 2 - 1 2 ( b ) c u r r e n tw a v e f o r m o fr ai nt h es n u b b e r 图2 - 1 2 ( c ) 吸收回路中d a 电流波形 f i g 2 - 1 2 ( c ) c u r r e n tw a v e f o r mo fd ai nt h es n u b b e r 在图2 1 2 ( a ) 所示为开关管桥b r 2 ( 见图2 - 6 ) 的两路触发脉 2 2 北京交通大学硕士学位论文 冲，分别用粗实线和细实线表示。根据图2 1 2 ( b ) 、( c ) 所示，在 b r 2 的四个管子都导通的时候r a 上的放电电流最大，而当两个管 子关断的瞬间，d a 上有一个瞬时电流向电容c a 充电，此时，通 过r a 上的电流为零。流过r a 的电流大小由r a 的阻值决定。仿真 波形表明，我们在前面对电路工作原理的分析是正确的。 2 3s z p f c 车载充电机控制方案选择 在第一章中已经提到，电流模式控制分为电流峰值控制、平 均电流控制和电流滞环控制。下面对各种方法的原理及优缺点做 简单介绍，从而为控制电路选择合适的控制方式。 1 电流峰值控制法【4 】 电流峰值法是将实际检测的电感电流和电压外环设定的电流 值输入p w m 比较器进行比较，如图2 一1 3 所示。图中，开关管t r 的电流f 。被检测，所得信号j ，r i 送入比较器。由开关t r 的门极信 号v g 控制电感电流的高频调制。当t r 导通时，电感电流上升， 达到峰值( 由电流基准控制) ；这时比较器输出信号，使t r 关断， 电感电流下降。下一开关周期，t r 再次导通。如此进行周期性变 化。电流峰值法控制时电感电流波形如图2 1 4 所示。这种控制方 式中，开关频率是恒定的。 北京交通大学硕士学位论文 图2 - 13电流峰值控制的b o o s t 功率因数校正器电路原理图 f i g 2 - 1 3b o o s tp o w e r f a c t o rc o r r e c t i o nc i r c u i ti np e a kc u l t e n tc o n t r o l 用峰值法控制时，最 主要的问题是： ( 1 ) 对噪声敏感2 ”。 电流峰值模式控制是将 电感电流的上升沿同设 定的电流值相比较，当蜒 态电流达到设定值， p w m 比较器输出翻转将 功率开关管关断。电感电 图2 - 14 电流峰值法控制时电感电流波形 f i g 2 - 1 4i n d u c t o rc u r r e n ti np e a kc t u z e n t c o n t r o l 流上升到设定值的坡度即( 屹一v o ) l 很小，特别是比较小时， 坡度更小，所以这种方法易受噪声干扰。每次开关管通断时都会 产生噪声尖峰，并且耦合到控制电路的一个小电压就能使开关管 迅速关断，使电路处于次谐波运作模式产生很大的纹波，所以对 于峰值电流控制模式，要特别注意电路布局和噪声旁路设计以降 低噪声干扰。 ( 2 ) 需要斜坡补偿i ”。图2 1 5 的( a ) 、( b ) 分别是d ( 占空比) 大于5 0 和小于5 0 时电流峰值控制的电感电流波形图。其中u 。 是电压放大器输出的电流设定值，址。是扰动电流，m l 、m 2 分别 是电感电流的上升沿及下降沿斜率从图中可以看出当d 小于5 0 时扰动电流引起的电流误差，l 变小，而d 大于5 0 时扰动电流引 起的电流误差，1 变大。所以尖峰电流模式控制在占空比大于5 0 时，电路