基于SG3525的方波500W逆变电源设计毕业设计.docx

郑州大学毕业设计（论文）题 目： 基于SG3525的3KW逆变电源设计 指导教师： 王生德 职称： 副教授 学生姓名： 潘传义 学号： 20082410129 专 业： 电子信息工程 院（系）： 信息工程学院 完成时间： 2012年5月24日 2012年05月24日毕业设计（论文）任务书附表一 题目来源：科研课题名称基于SG3525的3KW逆变电源设计设计人姓名潘传义学号20082410129指导教师姓名、职称王生德 副教授指导时间/地点新校区专业班级电子信息工程 1班一、设计（论文）内容1.分析开关电源各主要模块的工作原理。2.介绍电路使用的主要器件，SG3525，开关管MOSFET等。3.对高频开关变压器进行详细的计算和设计。二、设计（论文）的主要技术指标1.最大输出功率：3000W；2.输出电压：2000V；3.输入电压：48V；4.工作频率：25kHz.三、进度安排第七学期期末两周： 理解设计任务，查阅资料。第8学期： 12周 学习参考文献和资料，完成开题报告。 35周 分析推挽式开关电源的工作原理。 610周 基于SG3525的3KW逆变电源的设计与调试。 1113 周 总结实验结果，写论文，准备答辩。四、毕业设计（论文）提交的文档及基本要求1毕业论文一份（包含封皮、目录、中英文摘要、内容及参考文献）2不少于5000汉字的科技翻译资料一份3、毕业论文简介（A4纸12页）（包含题目、专业、年级、姓名、指导教师、毕业论文所做的工作、解决的问题、创新之处等）4毕业设计任务书5开题报告6毕业设计工作中期检查表毕业设计（论文）开题报告附表二课题名称基于SG3525的3KW逆变电源设计学生姓名潘传义学号20082410129专业班级电子信息工程 1班一、选题的目的意义本电路利用48V直流蓄电池，可为后端提供3KW，2000V的高压直流电源。本电路设计的初衷是为电子捕鱼器后端产生脉冲波提供2000V直流电压。高压直流电源还可广泛应用于电力部门、工矿、冶金、钢铁等企业动力部门对氧化锌避雷器、电力电缆、变压器、发电机等高压电气设备进行直流耐压试验。主要用于研究直流精电及换流站设备和绝缘材料在直流高电压下的绝缘强度、直流输电线路电晕和离子流及其效应以及进行交、直流电力设备的泄漏电流试验。二、国内外研究综述1955年美国罗斯（GH.Roger）发明的自激振荡推挽晶体管但变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛（Jen Sen）发明了自激式推挽双变压器，1964年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到1969年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了25KHz的开关电压。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于电子计算机为主导的各种终端设备，通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可或缺的一种电源方式。三、毕业设计（论文）所用的方法1.学习开关电源的相关知识。重点掌握推挽式开关电源的原理与设计。2.学会高频开关变压器的设计与制作。3.完成电路的焊接和调试。4.用示波器观察关键点波形，分析实验结果。四、主要参考文献与资料获得情况杨旭，裴云庆，王兆安. 开关电源技术，机械工业出版社，2004Abraham I.Pressman,Keith Billings,Taylor Morey著,王志强等译. Switching Power Supply Design(Second Edition).电子工业出版社，2005: 181207.王晓锋，王京梅，孙俊，李莉.基于SG3525的开关电源设计.电子科技，2011年第24卷第六期五、指导教师审批意见签字： 年 月 日毕业设计工作中期检查附表三 2012年 3月 26日课题名称基于SG3525的3KW逆变电源设计姓 名潘传义专业和班级电子信息工程 1班指导教师王生德一、毕业设计具体内容、目标和可能遇到的问题具体内容：对推挽式开关电源的原理进行分析，设计了高频开关变压器。目标：完成电路设计，安装调试，最终满足设计要求。遇到的问题：高频开关变压器的设计，关于变压器损耗的分析比较困难，特别是高频时的集肤效应。另外，各主要器件的耐压需要特别考虑。二、采取的研究方法、技术路线、实验方案及可行性分析研究方法：本课题利用推挽式开关变换实现DC/DC转换，控制电路采用集成ICSG3525芯片。实验方案：实验中利用示波器对PWM脉冲波电压，输出电压和变压器进行分析考察。三、指导教师对学生出勤、文献阅读等方面的评语签字： 年 月 日此表学生填写，指导教师给出评语后，复印件于第五周交院教学办公室。毕业设计工作中期检查附表四 2012 年 4月 30日课题名称基于SG3525的3KW逆变电源设计姓 名潘传义专业和班级电子信息工程一班指导教师王生德一、阶段性结果熟悉了推挽式开关电源工作原理和设计方法。熟悉了高频开关变压器的设计方法。对控制电路主要芯片SG3525有了初步了解。熟悉了电路中的缓冲电路。二、存在的问题变压器损耗分析误差较大。频率和电压都较高，对元器件的选择也有较高要求。三、后一步工作设想对开关变压器在高频环境下的集肤效应和邻近效应做更进一步的学习。对整个电路进行模拟软件仿真。下载一些相关论文，学习论文写作方法，构思论文结构。四、指导教师对学生出勤、论文进展方面的评语签字： 年 月 日指导教师组织学生口头汇报后，学生填写该表，教师给出评语后，于第十周交院教学办公室。基于SG3525的3KW逆变电源设计摘要 对开关电源常用的电力电子器件做了简单介绍，重点介绍了SG3525芯片的内部结构及其特性和工作原理，介绍了开关管MOSFET的工作原理和开关动态特性等。设计了一款基于SG3525的推挽式DC-DC开关电源，提供高达2000V的直流电压。给出了系统的电路设计方法以及主要电路模块的原理分析和参数计算，特别是对开关电源高频变压器的设计给出了详尽的原理分析和各个参数的详细计算。该电路采用两组相同的推挽变换电路且输出串联的设计，对变压器和整流滤波电路进行了有效的分压，降低了对各种电力电子器件参数的要求，提高了系统的可靠性。实验结果表明，该电源具有效率高，输出有效电压满足设计要求且运行可靠等优点。关键词：开关电源； SG3525；DC-DC；高频变压器Abstract A brief introductionontheswitching power supplycommonly usedpower electronic devices, introduced with emphasis on the SG3525chips internal structure and its characteristics and working principle, introduces the working principle of switching tube MOSFET and switch dynamic characteristics. Design of a SG3525 based on the push-pull type DC-DC switch power supply, providing high up to 2000V DC voltage. Presents the system design method of the circuit and main circuit module principle analysis and calculation of the parameters, especially for high frequency switching power supply transformer design are given in detail the principle analysis and parameters calculation. The circuit adopts two groups of identical push-pull converter circuit and output series design, the transformer and a rectifying filter circuit carried out effective pressure, reduced to the various power electronic device parameter requirements, improve the reliability of the system. The experimental results show that, the power supply has the advantages of high efficiency, output voltage meet the design requirements and the reliable operation and so on.Key words: Switching Power Supply ;SG3525; DC-DC; High-frequency Transformer 目录一、绪论51.1 选题的目的和意义51.2 国内外研究和发展综述51.3 本文的主要工作6二、电路设计及原理分析72.1 系统整体结构及主要电路72.2 推挽变换电路设计与分析82.3 SG3525控制电路设计112.3.1 SG3525管脚图及内部结构122.3.2 SG3525工作原理132.3.3 SG3525外围电路设计及参数计算142.4 整流滤波设计152.4.1 整流电路设计152.4.2 滤波电路设计162.5 辅助电路设计192.5.1 缓冲电路设计192.5.2 驱动电路设计20三、变压器设计及元器件选用213.1 高频变压器设计213.1.1 开关变压器工作原理213.1.2 变压器磁心材料、几何结构的选择223.1.3 峰值磁通密度的选择243.1.4 高频变压器参数计算243.1.5 变压器损耗263.2 开关管MOSFET273.2.1 MOSFET开关动态特性273.2.2 MOSFET的选用及主要参数计算283.3 快恢复二极管FRD293.3.1快恢复二极管特性：293.3.2 快恢复二极管的选用30四、实验结果及分析31致谢33参考文献34附录35一、绪论1.1 选题的目的和意义选题基于SG3525的3KW逆流电源设计本电路利用48V直流蓄电池，可为后端提供3KW，2000V的高压直流电源。本电路设计的初衷是为电子捕鱼器后端产生脉冲波提供2000V直流电压。捕鱼器利用高频信号推动功率晶体管进行逆变，储能，再置换成低频的脉冲波，产生强大的低频电场，对鱼、鳖等水中一切冷血动物的心脏和脑部神经击昏缺氧，本能地浮出水面但不致死。属于一种生态捕鱼模式，具有捕鱼又快又多、取大鱼舍小鱼的特点，既可以高效率捕鱼创收，又可以让渔业资源循环发展，让渔业得以持续健康发展，避免了掠夺性的捕捞。高压直流电源还可广泛应用于电力部门、工矿、冶金、钢铁等企业动力部门对氧化锌避雷器、电力电缆、变压器、发电机等高压电气设备进行直流耐压试验。主要用于研究直流精电及换流站设备和绝缘材料在直流高电压下的绝缘强度、直流输电线路电晕和离子流及其效应以及进行交、直流电力设备的泄漏电流试验。另外还可以作为其他高压试验设备如冲击电压发生器、冲击电流发生器、振荡回路等的电源。直流高压在其他科技领域里，如物理学(加速器、电子显微镜等)、电子医疗设备(X射线)、工业应用 (废气沉淀、静电喷漆等)、或电子通信(电视、广播 站)等方面也被广泛应用。具体可用于实验室、电子设备、自动测试设备，电阻器、继电器、电机等电子元件老化及例行试验，电子检验设备、生产流水线设备、通讯设备检测以及其它一切需要使用直流电源的场合。1.2 国内外研究和发展综述 1955年美国罗斯（GH.Roger）发明的自激振荡推挽晶体管但变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛（Jen Sen）发明了自激式推挽双变压器，1964年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到1969年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了25KHz的开关电压。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于电子计算机为主导的各种终端设备，通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可或缺的一种电源方式。可以预计，下面几个问题是开关电源发展的永恒方向：1) 开关电源频率要高，这样动态响应才能快，配合高速微处理器工作是必须的，也是减小体积的重要途径。2）体积要减小，变压器电感、电容都要减小体积。3）效率要高，产生的热能会减少，散热会容易，容易达到高功率密度。1.3 本文的主要工作本电路主要利用开关电源技术实现。顾名思义，开关电源就是电路中的电力电子器件工作在开关状态的电源。因而，开关电源的损耗较小，这是电力电子电路的一个显著特点。 开关电源电路也是电力电子电路的一种。通常把电力分为交流（AC）、直流（DC）两大类。因此，基本的电力电子电力就可分为四大类型，即AC-DC电路、DC-AC电路、AC-AC电路、DC-DC电路。对AC-AC电路，可以变换的对象有频率、相数、电压和电流等。对于DC-DC电路，可以变换的主要对象是电压和电流。本电路利用开关电源技术DC-DC转换，变换对象即为直流电压。相较于传统的线性稳压电源，开关电源有2个突出特点： 1）该电路中调节输出电压的逆变电路中的电力电子器件都工作在开关状态，损耗很小，使得电源的效率可达到90%以上，甚至95%以上。2）电路中起隔离和电压变换作用的变压器是高频变压器，其工作频率多在20KHz以上。因为高频变压器的体积可以做得很小，从而使整个电源的体积大为减小，重量也减轻。同时由于工作频率高，滤波器的体积也大为减小。根据开关器件在电路中连接的方式，目前比较广泛使用的开关电源，大体上可分为：串联式开关电源、并联式开关电源、变压器式开关电源等三大类。其中，变压器式开关电源（后面简称变压器开关电源）还可以进一步分成：推挽式、半桥式、全桥式等多种；根据变压器的激励和输出电压的相位，又可以分成：正激式、反激式、单激式和双激式等多种；如果从用途上来分，还可以分成更多种类。本电路采用推挽式开关变换，利用SG3525作为主要的控制芯片，产生两路互补的PWM波控制开关管的通断。为提高PWM波驱动能力，加入桥式功率放大电路。滤波整流电路则采用桥式整流，RC滤波电路。考虑到电路环境的复杂性以及元器件的误差，电路在设计时部分参数留有较大余量。本电路的不同之处在于：产生高电压的同时，由于采用两路相同变换最后输出电压串联的设计，并没有大幅提高元器件的耐压要求，因而使得电路的稳定性和可靠性更高。二、电路设计及原理分析 2.1 系统整体结构及主要电路整体系统结构如图1所示，由推挽电路，桥式整流电路，PWM控制电路及其他辅助电路组成。电路原理图见附录。其中换能电路采用推挽变换，整流滤波采用桥式整流，PWM控制电路以集成IC芯片SG3525为为主要控制器件。其他主要辅助电路包括RCD缓冲电路，桥式功率放大电路以及本电路采用的两路相同变换最后输出电压串联的设计。DC2000VDC48V入整流滤波推挽电路 桥式功率放大PWM控制电路 图1 推挽式整体系统结构框图 本电路实现了从直流48V电压逆变到2000V直流电压的DC-DC变换供后续电路使用。该系统工作过程为：第一阶段：48V直流输入电压Ui经推挽电路变换成高频交流方波电压；第二阶段：产生的交流方波电压经整流滤波电路产生直流输出2000V； 本系统在实际的电路中采用两路相同的推挽电路最后分别产生1000V直流电压，串联后实现2000V直流输出。 本电路技术指标为：输入电压：蓄电池提供直流48V输出电压：额定直流2000V输出功率：最大3000W输出波纹：无特殊要求，因而无需稳压设计。 下面将分别对各个功能模块进行详细介绍。2.2 推挽变换电路设计与分析推挽式变压器开关电源，由于两个开关管轮流交替工作，相当于两个开关电源同时输出功率，其输出功率约等于单一开关电源输出功率的两倍。因此，推挽式变压器开关电源输出功率很大，工作效率很高，经桥式整流或全波整流后，仅需要很小的滤波电感和电容，其输出电压纹波就可以达到非常小，符合设计要求。电路中采用的推挽变换电路简化结构如图2所示，其属于双端式变换电路。图中桥式整流电路由D1、D2、D3、D4组成，C为储能滤波电容，R为负载电阻，Uo为直流输出电压，Io为流过负载电阻的电流，关于整流滤波部分下文将有详细介绍。 图2 推挽电路简化结构图 推挽电路中，初级绕组N1=N2，两个开关管K1、K2交替导通，在绕组N1、N2两端分别形成相位相反的交流电压，即将输入直流电压Ui变换成高频交流方波电压。当激励消失时，K1，K2管均截止，其集电极施加的电压均为输入电压Ui。两开关管K1、K2不能同时导通，否则就相当于变压器初级绕组短路。因此，必须避免两个开关管同时导通，两个开关管各自的占空比不能超过0.5，并且要留有死区。 图3是推挽式变压器开关电源，在两个控制开关K1和K2交替接通和断开，且占空比D均等于0.5时，各主要工作点的电压、电流波形。 图a)和图b)分别表示控制开关K1接通时，开关变压器初级线圈N1绕组两端的电压u1的波形，以及流过变压器初级线圈N1绕组两端的电流i1波形。K1导通，K2截止，Ui通过K1加到变压器的初级绕组N1上。由于变压器的作用，因此将有2倍的输入电压(2Ui)施加于截止的开关管K2。 图c)和图d)分别表示控制开关K2接通时，开关变压器初级线圈N2绕组两端的电压u2的波形，以及流过变压器初级线圈N2绕组两端的电流i2的波形。K2导通，K1截止时，K1承受的断态电压亦为2倍输入电压即2Ui。 图e)和图f)分别表示控制开关K1和K2轮流接通时，开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压Uo的波形，以及流过开关变压器次级线圈N3绕组两端的电流波形。 推挽电路电压比为： 在推挽型电路中，其占空比定义为： 其中，Ton为周期内的导通时间，Ts为信号周期，即1/fs. 图3 桥式整流输出推挽电路主要工作点波形由于推挽式变压器开关电源中的两个控制开关K1和K2轮流交替工作，其输出电压波形非常对称，并且开关电源在整个工作周期之内都向负载提供功率输出，因此，其输出电流瞬间响应速度很高，电压输出特性很好。推挽式变压器开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源，它在输入电压很低的情况下，仍能维持很大的功率输出，所以推挽式变压器开关电源被广泛应用于低输入电压的DC/AC逆变器，或DC/DC转换器电路中。此外变压器双向励磁，变压器一次电流回路中只有一个开关，通态损耗较小，驱动简单，且输出纹波电压小，适用于功率在几百瓦到几千瓦低输入电压的开关电源。因此本电路采用推挽型电路是合适的。本电路实际采用的推挽电路如下图4所示，其中开关管采用MOSFET。 图4 实际采用的推挽电路简图 推挽式变换器由于使用两只MOSFET管，有时也会出现偏磁现象，出现这一现象是由两只开关管的存储时间和开关时间的差异所致。加在变压器上的正、负电压持续的时间不同，经过几个周期的积累，就会出现单绕组励磁饱和现象和偏磁现象。因此，在选用MOSFET管时，尽量使两只管子的技术参数保持一致。其次，在设计时它的工作频率应小于100kHz。2.3 SG3525控制电路设计控制电路以SG3525为控制芯片，外围电路简单。SG3525是SGS-Thomson公司生产的采用电压模式控制的通用集成PWM控制器。它简单可靠及使用方便灵活，输出驱动为推挽结构的跟随电路，增加了驱动能力；内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路、PWM锁存器；有过流保护功能，频率可调，同时能限制最大占空比。在本次毕设中作为重要的控制电路，下面对其做简要介绍。2.3.1 SG3525管脚图及内部结构 图5 SG3525引脚功能 图6 SG3525内部结构图Inv.input（引脚1）：误差放大器反向输入端；Noninv input（引脚2）：误差放大器同向输入端；Sync（引脚3）：振荡器外接同步信号输入端；OSC Output（引脚4）：振荡器输出端；CT（引脚5）：振荡器定时电容接入端Ct；RT（引脚6）：振荡器定式电阻接入端Rt；Discharge（引脚7）：振荡器放电端；该端与引脚5之间外接一只100放电电阻，构成放电回路；Soft-Start（引脚8）：软启动电容接入端，该端到地所连接的电容可以决定该芯片的软启动时间，一般为110 F，现取1F；Compensation（引脚9）：PWM比较器补偿信号输入端。在该端与引脚2 之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器；Shutdown（引脚10）：外部关断信号输入端，端接高电平时控制器输出禁止；在本电路中接地；Output A（引脚11）：输出端A，引脚11和引脚14是两路互补输出端；Ground（引脚12）：信号地；Vc（引脚13）：输出机偏置电压接入端；Output B（引脚14）：输出端B；Vcc（引脚15）：偏置电源接入端；Vref（引脚16）：基准电源输出端，该端可输出一温度稳定性极好地基准电源；2.3.2 SG3525工作原理1)直流电源Us从脚15接入后分两路，一路加到或非门，另一路送到基准电源稳压器的输入端，产生稳定的+5V基准电压。+5V再送到内部（或外部）电路的其他元器件作为电源。2）振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门，双稳态触发器触发，形成PWM信号的上升沿；3）另一路以锯齿波形式送至比较器的同相输入端，比较器的反向输入端接误差放大器（EA）的输出；误差放大器（EA）的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，当三角波的瞬时值高于EA的输出时，PWM比较器翻转，触发双稳态触发器翻转，形成PWM信号的下降沿；4）或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出互补，交替输出高低电平，将PWM脉冲送至三极管VT1及VT2基极，锯齿波的作用是加入死区时间，保证VT1及VT2不同时导通。VT1及VT2分别输出相位差为180度的PWM波。2.3.3 SG3525外围电路设计及参数计算由于人耳可听到的音频范围大致为20Hz-20kHz，因此逆变器的开关频率大多选在20kHz以上，本电路选用25kHz，以避免噪声污染。因而振荡器输出频率为约50kHz，振荡器频率由外接电阻Rt和电容Ct决定，外接电容同时还决定死去时间的长短。其公式为： 其中Rd为引脚6、7间跨接的电阻值；本电路取Ct=1nF，Rt=27k，Rd=100。计算得振荡器实际输出频率约为52kHz，PWM输出频率约为26kHz。由于电容及电阻的误差实测约为25KHz。当SG3525调频电阻Rt、调频电容Ct一定时，改变脉冲宽度，就会得到输出脉冲宽度不同的一系列脉冲，得到引脚11、14输出调宽电压与占空比的关系，当脉宽为周期的12时，输出电压幅度值最大。因此选择占空比约50%，考虑到预留死区时间，实际选用占空比48%，死区时间2%。软起动电容接入端接一个1F的软起动电容，只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时，SG3525才开始工作。系统中的基准比较调节电路则由基准引脚Uref，同相输入端及外围电路构成。2脚的电压固定值为5.1V。由于本电路对输出电压稳定性要求不高，且高输出电压的反馈稳压调节复杂，故而没有反馈调节电路。但考虑到某些特殊要求，9脚外接可调变阻器，与SG3525的1、2引脚一起构成一个可手动调节的PI调节器。其输出与5脚锯齿波和软启动电容一起可控制PWM控制器以产生方波。它的输出级11、14脚输出两路互补的PWM波。另外实际测试中，输出的PWM方波下降沿有抖动，在9脚与地端接入RC滤波电路，消除影响。SG3525控制电路设计如下图：图7 SG3525控制电路2.4 整流滤波设计2.4.1 整流电路设计 全桥整流电路及全波整流电路均能将交流脉冲转换为直流电压，即单一方向的脉冲电压。全波电路二极管承受的反向点电压是全桥电路的2倍，因而适用于输出电压为5-100V的低压电路，因此本电路选用全桥整流电路。 输出电路要求输出功率3000W，输出电压2000V。由于输出高压，对元器件要求较高，故本电路采用两相同变换电路串联方式分压，则每个整流电路电压1000V，功率1500W，则负载电流1.5A。由于耐压要求较高，本电路采用双二极管串联视为一个VD，可以较好地降压。本电路中全桥整流电路由8个二极管以及RC滤波元件构成，其结构如图8所示： 图8 全桥整流电路全桥整流工作原理：为分析方便，如图8，将两个执行相同功能的二极管视为一个VD，分别为VD1、VD2、VD3、VD4。当次级方波脉冲为正时，电流由A点流出，经VD1，RC，VD3流入B点，负载电压Uo=1000V，VD2和VD4承受的反向电压为-Uo，即-1000V；当次级方波脉冲为负时，电流由B点流出，经VD4，RC，VD2流入A点，负载电压Uo=1000V，VD1，VD3承受方向电压Uo=-1000V。这样，由于VD1，VD3和VD2，VD4两对二极管交替导通，使得负载在整个方波脉冲周期内都有电流通过，且方向不变，输出电压Uo=1000V。2.4.2 滤波电路设计 整流电路的输出电压虽然是单一方向的，但是仍然含有较大的交流成分，不能适应大多数电子电路及设备的需要。因此，在整流后，还需利用滤波电路将脉冲的直流电流电压变为平滑的直流电压。本电路采用RC电容滤波电路，电容滤波电路是最常见也是最简单的滤波电路，在整流电路的输出端（即负载电阻R两端）并联一个电容C即构成电容滤波电路，如图9所示：图9 滤波电路滤波电容容量较大，因而一般均采用电解电容，利用电容的充放电作用以及电容电压的连续性，是输出电压趋于平滑。经电容滤波后波形如图10所示：图10 滤波后波形工作原理： 当变压器次级侧方波脉冲电压U2处于正半周并且数值大于电容电压Uc时，二极管VD1,VD3导通，电流一路流经负载电阻RL，另一路对电容C充电。当脉冲电压U2上升到峰值后开始下降，电容通过负载电阻RL放电，其电容Uc也开始下降，趋势与U2基本相同，但是由于电容按指数规律放电，所以当U2下降到一定数值后，Uc的下降速度小于U2的下降速度，使得Uc大于U2从而导致VD1，VD3反向偏置而变为截止。此后，电容C继续通过RL放电，Uc按指数规律缓慢下降；当U2的负半周幅值变化到恰好大于Uc时，VD2，VD4正向导通，U2再次对C充电，Uc上升到U2的峰值后又开始下降，下降到一定数值时VD2，VD4变为截止，C对RL放电，Uc按指数规律下降；放电到一定数值时VD1，VD3变为导通，重复上述过程。电容充电的时间常数通常较放电常数小，因此滤波效果常取决于放电时间，即电容愈大，负载电阻愈大，滤波后输出电压愈平滑，并且其平均值愈大。其平均值应为，当RLC=（35)Ts/2时，Uo=1.2U2。为获得较好的滤波效果，在实际电路中，应选择滤波电容的容量满足RLC=（35）Ts/2的条件，电容耐压应大于U2。本电路采用4个相同的RC滤波电路串联分压，则每个电容耐压应大于250V。另外，电阻R还可对并联的电容C均压，防止出现局部电压过高，击穿电容的情况发生。经试验，可选用220U/450V的电解铝电容，C=220uF，耐压U=450V，RL可选用100K/3W电阻，其阻值R=100k。本电路采用的滤波整流电路如图11所示，用两路相同的整流滤波电路串联分压，有效地降低了二极管和电解电容的耐压要求。上下两路经滤波整流后分别得到直流输出电压1000V，串联之后合计得到2000V直流输出，满足设计要求。图11 实际滤波整流电路2.5 辅助电路设计2.5.1 缓冲电路设计由于本电路开关频率高达25kHz，MOSFET开关速度较快。由于分布电容，电感的影响，会使得在MOSFET管开通关断过程中产生过压或过电流，缩短MOSFET管寿命，甚至于击穿。因此需采用缓冲电路对其进行抑制。缓冲电路又称为吸收电路，主要用于抑制器件在开关过程中产生的过电压、过电流，限制du/dt和di/dt，并减小器件的开关损耗。其原理图如下： 图12 RCD缓冲电路工作原理：在开关管Q1或Q2关断瞬间，负载电流经D1或D2对电容充电，使其电压逐渐上升，从而抑制了器件两端的电压上升率，抑制了可能的开关管两端的尖峰电压。两二极管D1,D2抑制了此后电容放电的回流，阻止了可能出现的震荡，电容器上的过剩电荷通过吸收电阻逐渐放电。2.5.2 驱动电路设计由于控制电路产生的PWM方波电流驱动能力较弱，因此在开关管与控制电路之间加入桥式功率放大电路。其电路结构如图13所示。其中，由于有两路相同的推挽变换，因而图中有两路相同功率的功率放大电路。仅分析其中一路即可。工作原理：设四只管子特性理想对称，静态时均处于截止状态，负载上电压为零。设晶体管b-e间的开启电压可忽略不计，输入为方波脉冲。1）当PWM方波脉冲14脚导通，11脚截止时，V1导通，V2，V3，V4截止，方波脉冲经V1放大后流入开关管K1。由于V3截止，开关管K2亦截止。2）当PWM方波脉冲11脚导通，14脚截止时，V3导通，V1，V2，V4截止，方波脉冲经V3放大后流入开关管K2。由于V1截止，开关管K1亦截止。11管脚和14管脚交替导通，使得开关管经功率放大电路放大后亦同步交替导通。图13桥式功率放大电路三、变压器设计及元器件选用3.1 高频变压器设计3.1.1 开关变压器工作原理开关变压器一般都是工作于开关状态；当输入电压为直流脉冲电压时，称为单极性脉冲输入，如单激式变压器开关电源；当输入电压为交流脉冲电压时，称为双极性脉冲输入，如双激式变压器开关电源；因此，开关变压器也可以称为脉冲变压器，因为其输入电压是一序列脉冲。推挽电路变压器即为双激式变压器，其简化形式如图14所示,推挽电路变压器突出特点是初级线圈有一个中心抽头，且匝数N1=N2。在图14中，DC48V输入电压接入时，由于推挽电路变压器两开关交替导通而产生一系列交流脉冲电压方波分别加到变压器初级线圈两端时，开关变压器就会分别在初级线圈N1，N2产生正、反方向的励磁电流流过，同时，在开关变压器的铁芯中就会分别产生正、反两个方向的磁场，在磁场强度为H的磁化作用下又会产生与磁场强度H对应的磁通密度B或磁通 。图14 推挽开关变压器简图在磁场强度为H的磁场作用下产生的磁通密度为B的磁力线通量，简称磁通，用“ ”表示；磁通密度B或磁通受磁场强度H的作用而发生变化的过程，称为磁化过程。所谓的励磁电流，就是让变压器铁芯充磁和消磁的电流。3.1.2 变压器磁心材料、几何结构的选择1）磁心材料：大多数开关电源的变压器都采用铁氧体磁心，铁氧体是一种陶瓷性的铁磁材料，它是由氧化铁和其他锰、锌氧化物混合构成的晶体。因为它有很高的电阻率，所以铁氧体的涡流损耗很低。如果采用的材料的损耗只源于磁滞损耗，那么这种数值很小的损耗不会影响该材料使用在1MHz的场合。选择铁心材料时主要参考材料的铁损，铁氧体磁心的损耗仅为磁滞损耗。所谓磁滞损耗，即交流磁场反复对变压器铁芯进行磁化时，总需要额外地有一部分磁场能量被用来克服磁矫顽力和消除剩余磁通，这一部分用来克服磁矫顽力和消除剩余磁通的磁场能量，对于变压器铁芯来说，是不起增强磁通密度作用的，它属于一种损耗。磁滞损耗与磁滞回线所包含的面积成正比，如图15所示：图15 铁心材料磁滞回线2）几何结构：磁心的各种几何形状有罐状或球状，RM型、EE型、PQ型、UU型或UI型。其中，EE型磁心应用得最为广泛，因为EE型磁心没有像罐状磁心那样限制绕线引进导出的狭窄缺口。由于这类磁心的线圈没有完全被铁氧体包围，它将产生较大的EMI-RFI磁场，但同时由于有气流不受阻碍的流过，磁心散热条件好。EE型磁心有方形和圆形两种各种形状的中心柱。EE型磁心尺寸有很大变化范围，不同频率和峰值磁通密度下，EE型磁心能传送5W-10kW的功率。 如果将两个方形中心柱磁心并联，磁心面积将加倍，在初级电压，峰值磁感应强度及频率固定的情况下，线圈匝数将减少一半，与单个磁心相比，这种方式会使输出功率加倍，并减小变压器。因而，在本电路中即采用这种方式。EE型铁心如图16所示图16 EE型铁心3.1.3 峰值磁通密度的选择峰值磁通密度Bmax的选择是很重要的，如果Bmax已确定，则可以通过法拉第定律：式中，E为变压器感应电压，N为绕组匝数，Ae为此磁心截面积，dB为磁通变化。其中dB=2Bmax.由式中可以看出，Bmax越大，初级匝数越少，可允许的绕线尺寸就越大，因而就能获得更大的输出功率。 对于铁氧体磁心来说，峰值磁通密度受到铁损的限制。铁损增大了磁心的温升。在大多数铁氧体材料中，铁损是峰值磁通密度的2.7次幂，因此峰值磁通密度值不允许太大，尤其在频率很高的情况下。因为铁氧体铁损同时也随开关频率很快的上升，它是开光频率的1.7次幂。 因此，对铁氧体变压器来说，在频率低于50KHz时，峰值磁通密度在低于1600G的情况下是合适的，在本次设计实例中，峰值磁通密度选在1200G。3.1.4 高频变压器参数计算 1.电压比Kt 电压比计算的原则是电路在最大占空比和最低输入电压的条件下，输出电压能达到要求的上限，考虑到电路中的压降，输出电压应留有余量，即： 本电路采用两路相同变换电路，因此输入电压（DC）Ui=48 V，输出电压（DC）Uo=1000V，Dmax=Ton/Ts/2，最大取值为1，Uimin=48V，Uomax=1000V，电路压降即整流二极管压降和电路线路压降，4个二极管压降4*0.6=2.4V，则总电路压降约取U=3V。可得Kt=0.048，即1Kt=20.9。2.铁芯选择 目前变压器较为简洁并且常用的设计方法是Ap（Ap=AeAw）法，即用铁心的截面积Ae和窗口截面积Aw的乘积确定该铁心的容量。 计算出电压比后，对于推挽变换电路可根据以下公式选取合适的铁芯： 式中，Ae为铁芯磁路截面积，Aw为铁芯窗口面积；Pt为变压器传输的功率，电路中取值1500W；为开关频率，电路中取值为25kHz； B为铁芯材料所允许的最大磁通密度的变化范围，B=2Bmax,则取值0.24T；dc为变压器绕组导体的电流密度，取值4A/mm2；Kc为绕组在铁心窗口中的填充因数，取值0.5。得AeAw1.510-7。在本次设计实例中选择两个EE磁心并联，磁心面积Ae将加倍，选取的铁芯型号为EE80，该型号铁芯，单个有效铁心截面积Ae=410-4，铁芯窗口面积Aw=1.1210-3；则铁芯并联的截面积窗口面积的积为8.9610-7,可满足要求。3.绕组匝数 选定铁芯后，便可根据以下公式计算绕组匝数： 式中，N为所计算的绕组的匝数；Sv为这一绕组承受的最大伏秒面积，其定义为，为铁芯材料允许的最大磁通密度变化范围；Ae为铁芯截面积。 由于电压比已知，可以首先计算一次或二次绕组匝数中的任意一个，然后根据电压比推算出另一个绕组匝数，通常计算二次匝数更容易一些，对推挽型电路其二次匝数公式：其中取值0.24T，Ae取值8，Uo取值1000V，Ts=40s；则N2=104.一次绕组匝数可由二次绕组匝数和电压比推算得到，N1=N2*Kt=5；4.绕线直径设变压器效率为=80%，绕线电流密度J=4A/mm2；由于采用两路相同变压器，故每个变压器Po=1500W，则Pin=Po/=1875W。又Ui=48V，则初级电流有效值可由公式：Irms=Pin/Ui，算得Irms=39.06A。同理可求得Iorms=Po/Uo=1.5A。由绕线直径计算公式：则初级绕线直径dwp=1.13*39.06/4=3.53mm，即用8根AWG #26（单根0.48mm）线并绕次级绕线直径dwp=1.13*1.5/4=0.69mm。用2根AWG #28（单根0.39mm）线并绕； 根据一次匝数5匝，二次匝数104匝绕制变压器，在变压器的绕制过程中，为了减少漏感，要将一次绕组和二次绕组紧密耦合。3.1.5 变压器损耗变压器的损耗主要有绕线铜损，集肤效应导致的损耗等；绕线铜损的计算公式为Irms2Rdc，其中Irms为电流有效值，Rdc为绕组的直流阻抗；在考虑变压器的损耗时，由于集肤效应带来的绕组损耗往往大得多。线圈中的可变磁场感应产生了涡流，从而导致了集肤效应。集肤效应是由导线的自感产生的涡流引起的。集肤效应的电流只流经绕线外层极薄的部分，这部分的厚度或环形导电面积与频率的平方根成反比。因此，频率越高，绕线损失的固态面积就越多，增加了交流阻抗从而增大了铜损。虽然在本次设计实例中，开关频率为25KHz的较低频率，但电流波形都是矩形波，其高频傅里叶分量很大，即使频率较低，表层阻抗仍然很大，必须充分考虑集肤效应的影响。 集肤效应的定义为由于集肤效应使导体内的电流密度下降到导体表面电流密度的1/e或37%处的径向深度。铜线的集肤效应深度为： 其中，厚度S的单位是密耳，频率f单位为Hz。3.2 开关管MOSFET3.2.1 MOSFET开关动态特性 在MOSFET开通关断时，由于输入电容的影响，其开关过程是有延迟的。 MOSFET开关过程如图17所示。 图17 功率MOSFET开关过程 a)测试电路 b）开关波形MOSFET开通过程：当管子开通时，栅极电压Ugs呈指数规律上升，在Ugs上升到开启电压Ut时，MOSFET开始导通，漏极电流Id随着Ugs的上升而增加；当Ugs达到使MOSFET进入非饱和区的栅极电压Ugsp后，MOSFET进入非饱和区，此时虽然Ugs继续升高，但Id已不再变化；从Ugs开始上升至MOSFET开始导通间的时间称为开通延迟时间Tdon，Ugs从Ut上升到Ugsp的时间段称为上升时间Tr，MOSFET的开通时间则定义为开通延迟Tdon时间与上升时间Tr之和。MOSFET关断过程：当管子关断时，同样由于输入电容的影响，Ugs呈指数规律下降，当Ugs低于Ugsp时，漏极电流Id开始下降，直至Ugs低于开启电压Ut，Id下降到零。从Ugs开始下降至MOSFET开始关断的时间称为关断延迟时间Tdoff，Ugs从Ugsp下降到UgsUt时沟道消失，Id从通态电流降为零的时间段称为下降时间Tf，MOSFET的关断时间Toff定义为关断延迟Tdoff和下降时间Tf之和。3.2.2 MOSFET的选用及主要参数计算1）漏源击穿电压Udss Udss即MOSFET的最大耐压，通常为结温在25150之间，对漏源极的击穿电压。该参数限制了MOSFET的最高工作电压，常用的MOSFET的Udss通常在1000V以下，尤其以500V及以下器件的各项性能最佳。本电路采用推挽型变换