电平逆变器的数字控制毕业论.doc

电平逆变器的数字控制 摘要微电子集成技术的发展为电力电子控制技术提供了新的思路，由六十年代的分立元件发展到后来的集成电路、大规模集成电路、微处理器等，为功率变换的控制带来了极大的方便。由此产生的数字控制方法因其可重复性强、耐用性强、适应性强等优点，越来越受到人们的重视。本文采用数字信号处理器DSP建立数字控制平台，将开关电源的控制数字化，取得了良好的控制效果。近年来，在高压大功率的应用场合，一种新型的逆变器多电平逆变器受到越来越广泛的应用。多电平逆变器的思想最早是由Nabae于20世纪80年代初提出的。其基本思想就是应用多个直流电平来逼近正弦输出的阶梯波电压。其拓朴形式主要可分为三类：二极管钳位型，飞跃电容型和独立直流电源级联多电平三种。其中应用最广泛的是二极管钳位型，本文的研究对象为二极管钳位型三电平逆变器。1.1二极管钳位型三电平逆变器图1.1二极管钳位型三电平逆变器图1.1即为二极管钳位型三电平逆变器的拓扑结构，它由2个输入电容、12个开关管、12个续流二极管以及6个钳位二极管组成。2个输入电容C1、C2串联均分输入电压，每个电容上的电压为1/2，由于钳位二极管的作用，每个开关管在关断时所承受的电压为电容电压，即1/2。因此，三电平逆变器可以在不增加器件耐压等级的情况下成倍的升高输入电压。另外，由于桥臂的输出有“+1”、“-1”和“0”三种电平，因此相对于两电平逆变器，三电平逆变器的输出波形更接近正弦波，每个功率器件两端的电压只能在“+1”、“0”之间或“-1”、“0”之间变化，对于相同的输入电压，三电平逆变器功率器件的电压变化率只有两电平逆变器的一半。正因为上述的种种优点，三电平逆变器被广泛的应用于高压大功率场合。但是由于功率器件的个数比两电平逆变器增加了一倍，控制也比较复杂。另外，由于输入电容不可能是无穷大的，因此，随着两个输入电容的充放电，两个电容上的电压会有波动，并不是理想的平分输入电压，因此在三电平逆变器的控制上必须将输入电容电压的平衡考虑在内。如果两个输入电容上的电压相差过大，不仅输出电压的谐波含量会增加，而且某些功率管上承受的电压会上升，缩短装置的寿命，严重时会损坏功率管和直流电容。1.2 空间矢量三电平逆变器的控制方法三电平逆变器的控制方法都是有两电平逆变器延伸拓展而来的，也采用脉宽调制（PWM，Pulse Width Modulation）的方法。与两电平逆变器一样，常用的调制方法分为空间矢量调制（SVM，Space Vector Modulation）和正弦脉宽调制（SPWM，Sinusoidal PWM）。空间矢量调制具有直流电压利用率高，算法简单，易于实现直流侧电压平衡等优点，因此被广泛应用于三电平逆变器的控制之中，本文所采用的就是一种简单的空间矢量控制方法。1.2.1 三电平逆变器的工作模式所谓三电平逆变器是指逆变器的桥臂电压有三种电平“+1”、“-1”和“0”。图1.2A相桥臂图1.2是三电平逆变器的A相桥臂，4个功率开关管、的不同开关组合决定了桥臂输出A点的电平，输入电容中点O为电压参考点。=1表示开关管导通，=0表示开关管关断，x=1，2，3，4，表示A相桥臂所处的状态，为了后文描述方便，用2代表“+1”态，1代表“0”态，0代表“-1”态。表4-1列出了当、取不同开关组合时，A相桥臂电压的输出状态。表1-1A相的开关状态+1100200110100110从表1-1可以看出，三电平逆变器的桥臂状态比两电平逆变器多出了一种状态，即输出桥臂电压为0的状态。按照两电平逆变器空间矢量的分析方法，三相三电平逆变器的三个桥臂状态、组成了一个向量（，），由于每个桥臂有三种状态，因此（，）共有种组合方式，如表4-2所示。表1-2三相三电平逆变器桥臂向量桥臂向量000000111222010000110001000011000100101002110221001210122001120212021001200021001201020201200220020022002202应用坐标变换的方法将坐标系中的向量转换到坐标系，即（1.1）将表1-2中每一个桥臂向量在坐标系中的坐标（）代入式（1.1）进行坐标变换，就可以得到27个桥臂向量在坐标平面中的向量，将重复的向量进行合并，可以发现，在坐标系中共有19种不同的向量，为了计算以及叙述的简单化，将所有桥臂向量的模除以，即后文所述的电压向量都是对进行定标后的标幺值。在坐标系中的桥臂向量如表4-3和图4.3所示。表1-3坐标系中的桥臂向量及其坐标桥臂向量00000111002220010010110010011-1000110121110221121122-1011221221012000210121020201200202201020-1022-20002-12021图1.3三电平空间电压矢量图由表1-3和图1.3可以看出，三电平逆变器的27种桥臂电压组合对应着19个特定的电压空间矢量，这19个电压空间矢量将整个矢量空间分为24个扇区。从图1.3中还可以看出，所有的电压矢量按照矢量长度的不同可以分为零矢量，短矢量，中矢量和长矢量4种。零矢量只有1个：，对应着000，111，222三种桥臂开关状态，即可以通过三种不同的桥臂开关状态实现零矢量。短矢量有6个：。每一个短矢量都分别对应着两种桥臂开关状态，例如，可以通过100实现，也可以通过211实现，零矢量和短矢量的冗余为实现输入电容电压平衡提供了解决方法，这将在以下的章节中进行详细论述。中矢量和长矢量分别有6个，每个电压矢量都只对应着一种桥臂开关状态。图1.4坐标系中的三电平电压空间矢量图从表1-3中还可以看出，在坐标系中每个特定电压矢量的坐标和坐标都是实数而不是整数，这对数字控制的实时计算十分不利，因此，本文对坐标系中的电压矢量再做一次坐标变换，将坐标系变换为坐标系。轴与轴重合，轴由轴逆时针旋转获得，如图1.4所示。（1.2）由图1.4可以看出，经过的坐标变换之后，所有的电压矢量坐标都变成了整数，有利于控制器的在线计算。1.2.2 空间矢量调制与两电平逆变器的空间矢量调制相似，三电平逆变器的空间矢量调制也是通过对调制空间矢量的位置进行判断，选择进行合成的开关向量并计算各个开关向量作用的时间。由于所有的电压矢量都使用对定标的标幺值，因此调制空间矢量也要对进行定标，即： （1.3）其中调制矢量以的角速度在空间矢量平面逆时针旋转，为输出正弦波的基波角频率。在不出现过调制的情况下，调制空间矢量应该位于图1.4所示的空间矢量外六边形内切圆内，即 （1.4）从图1.4可以看出，三电平逆变器的矢量空间划分比两电平逆变器复杂很多，19个基本电压矢量将矢量空间划分成24个三角形区间，调制空间矢量就是由其所处的三角形区间三个顶点上的三个相邻基本电压矢量合成的。（1.5）例如，在图1.4中所示的调制空间矢量应该由，和3个基本矢量进行合成，即分别表示 的作用时间，（1.6）令， （1.7）其中，表示向上取整，表示向下取整，例如，表示调制空间矢量在坐标系中的坐标。从图1.4中可以看出，必然位于由，和4个向量顶点构成的四边形中，其中和是两个必然使用的基本向量，这两个向量顶点的连线将四边形分为两个三角形区间，第3个基本向量必然和位于,顶点连线的同一侧，可以用式（1.8）判断第3个基本向量是使用还是使用。（1.8）如果式（1.8）大于0，则第3个基本向量为，如果式（1.8）小于0，则第3个基本向量为。当时，令（1.9）将（1.9）代入（1.5），（1.6），得：（1.10）其中，将该关系代入式（1.10）可以解得：（1.11）在坐标系中，所有基本矢量的坐标都是整数，。因此式（1.11）可以简化为：（1.12）同理，当时，令（1.13）代入式（1.5）（1.6），得：（1.14）其中，将该关系代入式（1.14）可以解得：（4.15）又，因此（4.16）通过以上算法，就可以十分容易的确定合成调制矢量的三个基本电压矢量以及它们各自作用的时间。在确定了进行合成的基本电压矢量和各个矢量的作用时间之后，还必须确定三个基本电压矢量的作用顺序，在这个环节上遵循以下原则：（1）桥臂状态只允许这4种变换方式，不允许出现的变换。也就是说，桥臂电压一次只允许变化；（2）每一次只改变一个桥臂的开关状态以减少开关次数。（3）为了保证在三角形区间进行切换时不增加开关次数，每个开关周期都从短矢量开始。图1.5060矢量空间 图1.5表示060的矢量空间，该空间被分为4个三角形区间，按照上文规定的原则，表1-4列出了在各个三角形区间内可能的开关顺序。由空间矢量调制理论可知，在一个开关周期内开关向量应该是对称的，这样输出谐波最小，表1-4只列出了前半个开关周期内的矢量作用顺序。表1-4060矢量空间基本电压矢量作用顺序三角形基本电压矢量作用顺序a（1）100-110-111-211（2）110-111-211-221b（1）100-200-210-211c（1）100-110-210-211（2）110-210-211-221d（1）110-210-220-221从表1-4可以看出，在三角形a和三角形c中有两种矢量作用顺序可以选择，而三角形b，d中只有一种矢量作用顺序。为了减少开关损耗，应尽量减少开关次数。因此当调制矢量所处三角形区间变化时，也应该保证只改变一个桥臂的开关状态。按照调制矢量模值的大小，其在060矢量空间的运动轨迹可以有以下几种：（1）此时，顶点的轨迹只存在于三角形a中，可以任意选择一种矢量作用顺序。（2）此时，顶点的轨迹为aca，可以选择a(1)与c(1)组合或者a(2)与c(2)组合，这样在由三角形a到三角形c或由三角形c到三角形a时不会增加额外的开关次数。（3）此时，顶点轨迹只存在于三角形c中，可以任意选择一种矢量作用顺序。（4）此时，顶点轨迹为bcd，当由三角形b到三角形c时应选用b(1)与c(1)组合，当由三角形c到三角形d时应选用c(2)与d(1)组合。为了控制的方便，规定当与g轴的夹角在030之间时使用a(1),b(1),c(1),d(1)，当在3060之间时使用a(2),b(1),c(2),d(1)。这样既保证了基本电压矢量作用顺序的唯一性，简化了控制，又避免了增加额外的开关次数，减少了开关损耗。60120，120180，180240，240300，3003605个区间与060区间类似，可按上述方法进行类推。下面总结一下三电平空间矢量调制的软件算法步骤：（1）确定调制空间矢量的位置，即获得在坐标系中的坐标；（2）按照本节所述的方法，计算出合成的三个基本电压向量的作用时间；（3）确定所处的三角形，按照上文所述的基本空间矢量作用顺序输出控制信号。1.3 直流侧电压平衡三电平逆变器在直流侧串联两个电容，将输入直流电压进行分压，以直流电容中点为参考点，通过箝位二极管在桥臂上形成三电平输出。每个功率开关管承受电压等于直流侧一个电容上的电压。只有在两个直流电容电压保持平衡时，每个功率开关管上的电压才是直流电压的一半，才能保证系统的可靠运行。如果两个直流电容上的电压不平衡，不仅会增加输出电压的谐波含量，而且某些功率开关管上的电压会增加，严重时会损坏功率管和直流电容。因此，必须采取一定的措施，减小输入电容上的电压差，保持输入电容上的电压平衡。正如1.2节所介绍的，三电平逆变器的基本电压矢量分为零矢量，短矢量，中矢量和长矢量4种，如表1-5所示。表1-5三电平逆变器的基本电压矢量零矢量000,111,222短矢量100,110,010,011,001,101,211,221,121,122,112,212中矢量210,120,021,012,102,201长矢量200,220,020,022,002,202只有在两个直流电容的充放电状态不一致时会出现电容电压不平衡的情况，即只有在的时候才不会影响直流电容电压的平衡。图1.6三电平逆变器直流侧简图在使用零矢量和长矢量时，因此，零矢量和长矢量对直流电容电压的平衡都没有影响。而每一个中矢量都是唯一的，因此，中矢量对直流电容电压的影响是不可控的。短矢量不仅对直流电容电压有影响，而且每一个短矢量都有两种开关状态与之对应，每个开关状态对直流电容电压的影响又是相反的，因此，可以通过对短矢量的控制实现直流侧的电压平衡。现在将短矢量分成两组：正矢量和负矢量，如表4-6所示。表1-6短矢量分类短矢量正矢量211,221,121,122,112,212负矢量100,110,010,011,001,101使用正矢量时，负载并在两端，使用负矢量时，负载并在两端。例如，图1.7为短矢量分别使用正矢量和负矢量的示意图。图4.8显示了正矢量和负矢量对直流电容电压的影响。 （a）使用正矢量 （b）使用负矢量图1.7短矢量 （a） （b） （c） （d）图1.8正负矢量对直流电容电压的影响从图1.8中可以得到以下结论：（1） 使用正矢量时可能出现两种情况：如图4.8（a）所示，此时放电，充电，下降，上升；如图4.8(b)所示，此时充电，放电，上升，下降；（2） 使用负矢量也可能出现两种情况：如图4.8（c）所示，此时充电，放电，上升，下降；如图4.8（d）所示，此时放电，充电，下降，上升；（3） 从（1），（2）中又可以总结出以下结论：当时，正矢量使放电，充电，下降，上升；负矢量使充电，放电，上升，下降；当时，正矢量使充电，放电，上升，下降，负矢量使放电，充电，下降，上升。从结论（3）可以看出，只要检测直流侧输入电流的方向以及直流电容电压，就可以通过正负矢量对直流电容电压的相反作用，保持直流电容电压的平衡。正如1.2节所叙述的，每一个开关周期内基本电压矢量总是从短矢量开始又回到同一个短矢量，例如，在图1.5所示的a三角形区域内，一个开关周期的矢量输出顺序为：100-110-111-211-111-110-100，其中100和211表示的是同一个基本电压矢量，100为负矢量而211是正矢量，由于它们表示的是同一个基本电压矢量，因此，只要保证100和211的作用时间之和等于矢量应该作用的时间即可。这样就可以得到保持直流电容电压平衡的算法：检测量：输入电容两端的电压,直流输入电流其中为设定的输入电容压差范围，表示正矢量的作用时间，表示负矢量的作用时间，表示正负矢量作用时间之和，也就是计算得到的该短矢量的作用时间，为计算比例系数，是一个常数。当时，如果大于并且超过设定的输入电容压差范围，则负矢量不起作用，正矢量使尽快减小；如果小于并且超过设定的输入电容压差范围，则正矢量不起作用，负矢量使尽快增大；如果与之差在设定的输入电压压差范围之内，则时，正矢量的作用时间长，使减小，时，负矢量的作用时间长，使减小，时，正矢量的作用时间长，使增大。1.4 硬件设计设计要求：输入直流电压：1000V1500V输出相电压：380VAC/50HZ输出功率：15KVA1.4.1 逆变桥主电路设计三相逆变器主电路的功能是将高压直流电逆变为三相三线交流电，它的器件选用、电路设计、冷却结构和工艺等都需要精心设计，以保证系统具有高的可靠性、好的维修性以及高效率。在常用的全控开关电力电子器件中，双极型大功率晶体管（GTR）具有导通饱和压降小，电压容量大等显著优点，因此被广泛应用于大功率变换电路中。但晶体管有明显的缺点：电流驱动，驱动损耗大、开关速度低。尤其是存贮时间长，从而引起较大的开关损耗，特别当开关频率很高时，开关损耗比较显著。功率场效应晶体管（MOSFET）与双极型晶体管恰好相反，其开关速度快，开关损耗低，可以工作在较高的工作频率；电压驱动，驱动损耗低；其导通电阻是正温度系数，易于并联。但是它电流容量小，饱和压降比较大，且随着阻断电压的提高，导通电阻近似成正比上升。绝缘栅双极型晶体管（IGBT）作为新发展起来的电力电子器件，它兼有GTR和MOSFET两种晶体管的优点，抛弃了两者的缺点。该器件的输入控制级为场效应管，而输出级为双极型晶体管GTR，故驱动功率小。它具有如下优点：1).开关频率高，因此正弦脉宽调制时可以用较高的开关频率来削弱输出谐波分量，减小谐波损耗。而且随着功率管工作开关频率的提高，输出电压中的谐波成分多为高频，这样就可以降低输出滤波器电感和电容，可采取较小的滤波器，从而减小系统的体积重量，提高效率；2). IGBT作为电压控制自关断器件，输入阻抗高，栅级所需驱动功率很小，这样可以简化功率管驱动电路和变频器的结构，提高系统可靠性；3). IGBT的饱和压降比MOS器件压降小，且电流容量大，耐压高，安全工作区宽。本系统的三相桥式逆变器中，需要用12个主功率管，12个续流二极管。主功率管的工作开关频率为5072=3600Hz，功率管承受最大电压，考虑1.5倍的安全裕量，IGBT的耐压为1.5725=1087.5V。功率管流过电流瞬时最大值imaxA，考虑1.5倍的安全裕量，IGBT的电流可取A。综合以上计算，选用EUPEC公司的型号为BSM50GB120DN2的IGBT，其电压、电流参数：VCES1200V，IC50A。1.4.2 箝位二极管的选择三电平逆变器主电路中还需要用到6个箝位二极管，这些二极管上承受的反压等于一个输入电容上的电压。因此箝位二极管承受的最大电压为725V，考虑1.5倍的安全裕量，箝位二极管的耐压为1087.5V。流经箝位二极管的电流为某一相桥臂的相电流，因此，箝位二极管流过的最大瞬时电流为18.6A，考虑1.5倍的设计裕量，箝位二极管的电流可取27.9A。选用IXYS公司的DESI60-12，额定电压为1200V，额定电流为60A，反向恢复时间为35ns。1.4.3 输出滤波器设计滤波器设计的基本要求如下：1在满足输出电压波形失真度要求的前提下，尽量提高滤波器的谐振频率，以减小其体积和重量。2滤波电路应具有较低的输出阻抗，以减小负载变化时对滤波器滤波效果的影响。3尽量低的损耗。(1) 谐振频率选择在理想开关条件下，采用电压空间矢量控制方案时，输出电压中所有偶数次谐波、3及3的倍数次谐波都为零，5、7、11、13等低次谐波含量也很小，滤波器的谐振频率可以取得较高。但由于实际系统中存在控制信号死区、信号传输延时、晶体管开关时间以及功率器件参数不完全一致等因素，输出电压中含有一定的低次谐波，限制了滤波器谐振频率的提高。根据滤波要求，滤波器谐振频率不能超过基频的五倍，并为了避免对某次谐波过度放大，谐振频率不能取得靠近整数，设f1为输出滤波器的谐振频率，f0为输出电压频率，可取输出滤波器的谐振频率f1=4.5f0=225Hz。(2) 电感电容参数的选择滤波器谐振频率确定以后，LC的乘积也就确定了，还需要选择电感和电容的具体数值。当电感L较大时，电感上电压降也就比较大，为了保证输出稳定在380V，直流母线电压将相应升高，这就增大了功率晶体管的电压应力。此外，当系统带有不平衡负载时，流过电感的不对称电流所产生的压降将造成三相输出电压的中点偏移。从这些方面考虑，电感取值要尽量小。但由于谐振频率一定，减小电感势必要增大电容，过大的电容将大大增加电容的体积重量，增大功率晶体管的电流负担，而且一定量的电感也有助于限制过载或短路时输出电流上升率，对系统起保护作用。经综合考虑后，取L=3mH，C=80F。4.4.4 功率模块驱动隔离电路本系统中功率管选用IGBT，驱动芯片选用混合集成IGBT驱动器M57962L，驱动电路如图4.9。M57962L是高速光耦隔离输入，有2500VAC的高绝缘强度，与TTL电平兼容，内藏定时逻辑短路保护电路，并具有延时保护特性，而且驱动功率大，省去了驱动变压器。M57962L的4、6脚之间为电源25V，13、14脚为驱动信号输入，当13、14脚之间电压为0时，即13脚电压为VCC时，G、E之间电压为10V，IGBT关断；当13脚电压为0时，G、E之间输出14V，IGBT开通。IGBT正常开通时，C、E之间饱和导通电压较低，当IGBT短路时，流过IGBT的电流非常大，使得C、E之间电压增大，8脚检测到此电压过高时，光耦4N25的发光二极管导通，保护信号PRO变为低电平，并执行保护功能。图4.9IGBT驱动电路4.5 仿真及试验结果本节使用MATLAB PSB工具箱对4.2节，4.3节所述的算法进行了仿真验证，图4.10为总的系统框图。图4.10 三电平逆变器MATLAB仿真系统框图其中3level inverter子模块是三