双向开关型PFC变换器数字化控制研究

电气自动化)2015年第37卷第4期 变流技术 向开关型志良 。林琼斌 ， ，蔡逢煌 ，叶开明 (1福州大学电气工程与自动化学院，福建福州350108，2浙江大学电气工程博士后流动站，浙江310058， 3漳州科华技术有限责任公司博士后科研工作站，福建363000) 摘要：对一种新颖前沿的单相双向开关型用数字化前馈补偿，改善传统双环输入电流 畸变问题，通过引入得系统在负载全功率范围内，输入电流波形不受电感连断续下模型差异的 影响，得到了较好的过理论分析，推导出后搭建1 验证了方案的可行性。 关键词：双向开关；维也纳入电流畸变；全功率范围 03969j00001504002 中图分类号献标志码A文章编号10003886(2015)04000403 A hi 。，150108，2 10058，3o，63000，a of a C is to of CM is O is by a FC be n of CM is a 1 KW FC is of is on CM 引 言 随着汽车电子，航空等设备对电源体积和重量等要求越来越 高，高功率密度着高 频化技术的发展，变换器的开关频率可由十几频化为进一步提高功率密度带来机遇。双向开关型 得较高及性能，并且管子电压应力低，是一种适合应用于各种功率范 围的高密度拓扑 J。 在一些特殊场合，为了能够有效减小变换器体积提高功率密 度，需要减少输入滤波电感。因此在每个市电半周中，电感处于 不连续模态(时间增加。但由于电感的断续会造成管子 的开关应力和此，在电感的设计上，要满足一 定负载以上(通常是大于250 W)，电感是处于连续状态。所以， 市电带轻载时，双向开关型，即在市电半周内，有可能全部工作在由于电感处于不同工作 状态，电路的数学模型会发生了很大的变化，采用传统的双环控 制，同一组控制参数很难兼顾负载在整个功率范围内的样机性 能，为了针对由于电感工作在不同模态下带来的问题，本文采用 了大程度减少输入电流畸变M 。 定稿日期：20141009 4 先通过对单相双向开关型过 理论分析建模，简化出等效的数学模型，进而推导出数字制方案，仿真和实验证明该方案的有效性和可行性。 1 单相双向开关型图1所 示，双向开关 型流器，带三 电平逆变负 载，其中市电电压， 双向开关背反向串联 组成， 为输 入电感，C ，C 图1单相双向开关型 输出电容，应足够大，使得输出恒定，两电容的中性点直接连到 三相电中性点上。1中带的是“I”型 三电平逆变。为了简化分析，简化后的单相电正负半周，相当于两套独立的的工作方式，有四种不同的工作模态，具体如图2所示。 r 变流技术 2简化后单相控制系统设计 21 系统工作在图2，等效电路模型，利用空间状态方程 ，在每个开关周 期，可表示为式(1)： ： 一 。 山 + # ( 一(是变量 在每个开关周 期下的平均值。当能够很好跟踪相位时，市电正负半周 的表达式相同，因此，(1)式只做正半周的情况分析。通过系统 扰动线性化，可以得到静态方程分为为(2)和(3)： ， =警一 + 一 _一 m 2(1一D)3) 其中 变量 的稳态值， 是准静态点附近扰动量。则电感电流对占空比的传递函数为(4)： 一4) (s) 、 22 系统工作在样利用通过空间状态方程和小信号模型， 通过文献3推导，从而得到电感电流对占空比的传递函数，有 式子(5)： U = 5) (s) (， 一2 一d T 如图3所示，电感电流i 对的波特图。从图上可以看出，该电路的两种不同工作模式下对 应的不同数学模型，在低频部分，而高频部分，两者的增益差异不大。在益随着输 入电压的增大而增大。在这种模式下，在市电半周内，电路的控 制增益是个时变量，而且系统在益也会 有明显的跳变。因此，采用传统的双环控制，参数通常设计在其 中一种模态下，如设计在带轻载时，系统工作在 电气自动化)2015年第37卷第4期 时控制增益偏小，波形会有畸变。反之，控制增益过大， 系统容易发生震荡，不稳定。因此为了全负载范围内的良好性 能，需要引入 嘏 ： 薯 S 一 (6) o 由正负半周下的占空比可表示(7)： m 一 (7) 用同样的方法，可以得到断续下的占空比d ： (1一dl (8) 由于且跟踪 。 ，=口9)： 一d (9) (9) 其中g，是电压外环的输出，因此(1o)： d： 2, 2 (10) 一 船 一 u) 从式子(7)和(10)可以得出结论，关，而d与 i 有关，还和电压环输出的导纳g 有关，一旦i 准确跟踪上 ，每一项输入功率是P= 2 ，因此有关。 图4中的交点处位置(2)，为变换器工作在临界导通模 式，可由(7)和(10)式很容易得到临界导通下的前馈占空比 (11)： d =211) 通过式(7)，d 的最小值可表示为式(12)： ，小 【12) 则可知临界导通模式的前馈占空比应满足式(13)： d ：213) 可得到4)： 2上rfg 一 (14) 一 r，一 M 从(14)式子和g =Pv ，当g 满足(15)，系统工作在完全 断续模式，该情况下前馈占空比应选择d 。 g 南一 ， e 一 电气自动化)2015年第37卷第4期 变流技术 (15)带入(1O)式，可以得到连续和断续下的前馈占空比 关系式：dfd ，此可以通过两者计算，选择其中较小者。 同样，当满足(16)式时，系统处于完全连续模式，前馈占空 比应该选择d 。 1 ， 、 g _， (16 厶 同理，将(16)带入(10)式，可以得到连续和断续下的占空比 关系式：d 。 d ，以看出该模态下，仍旧可以计算两者，选 择当中的较小值。 如图4所示，当系统功率从满载到空载变化时，电感电流从 到过上述分析，无论在是望的前馈占空比只要选择d 和d 当中 的较小量，在整个负载范围内都能得到比较合适的增益。系统具 体的控制结构框图如图5所示。 图4 线)和线)前馈的占空比曲线 图5系统控制框图 3仿真分析 利用别对不加前馈和引入占空比，输入电流如下图6所示。其中左边a)、b)为未加入前 馈占空比的仿真电流波形，波形有发生畸变。右边c)、d)为引入 前馈占空比后的输入电感电流，半载和满载电流波形质量有明显 改善，具有较低的输入电流(a)半载，不带八 A fs (b)满载，不带占空比前馈 (b)满载，不带占空比前馈 图6半、满载，未引入和引入前馈后输入电流和市电波形 6 实验结果 在实验室制作样机，样机的技术参数为：输入市电范围120 260 V；输入频率44 4 H ；输出功率：1 000 W900 流母线电压360 V。测试参数：市电 d：220 V，输入电感L。= 16 线电容C：470 ，开关频率 =20 线电压 60 V，主控芯片采用7为满载 1 000 制系统未引入前馈和引入前馈占空比后的输入电 感电流和市电= 波形，可以看出圣至 和仿真一致，未 墨 引入空比，输入电互一 流会有畸变(特主要 别是过零和整 个波形会略向 左偏)，此时 ，图7 引入载1 020 W。未引入前馈和引入前馈后 输入电流和市电波形 占空比补偿后，输入电流质量有明显改善。 表1实验结果 5 结束语 本文采用了用于新颖的 双向开关型无桥决了传统双环下的电流畸变问 题，通过理论推导和仿真分析，以及最后的实验结果，都验证了该 控制方案的可行性。 参考文献： 1H M to 011，58(1)：2128 2J W of a a 009，2(1)： 514523 【3K D M E P M et in 2005，52(1)：8897 4江涛，毛鹏，谢少军单周期控制J中国电机工程学报，2011，31(12)：5156 5曲小慧，软新波单