电子线路非线性部分课后答案.pdf

1-2 一功率管，它的最大输出功率是否仅受其极限参数限制？为什么？ 解：否。还受功率管工作状态的影响，在极限参数中，PCM还受功率管所处环境温度、 散热条件等影响。 1-3 一功率放大器要求输出功率P。= 1000 W，当集电极效率C由 40提高到 70时， 试问直流电源提供的直流功率PD和功率管耗散功率PC各减小多少？ 解： 当C1= 40% 时，PD1=Po/C= 2500 W，PC1=PD1Po=1500 W 当C2= 70% 时，PD2=Po/C=1428.57 W，PC2=PD2Po= 428.57 W 可见，随着效率升高，PD下降，(PD1PD2) = 1071.43 W PC下降，(PC1PC2) = 1071.43 W 1-6如图所示为低频功率晶体管 3DD325 的输出特性曲线，由它接成的放大器如图 1-2-1（a）所示，已知VCC= 5 V，试求下列条件下的PL、PD、C（运用图解法） ： （1）RL= 10， Q点在负载线中点，充分激励； （2）RL= 5 ，IBQ同（1）值，Icm=ICQ； （3）RL= 5，Q点在 负载线中点，激励同（1）值； （4）RL= 5 ，Q点在负载线中点，充分激励。 解：(1)RL= 10 时，作负载线(由VCE=VCC ICRL)，取Q在放大区负载线中点，充分激 励， 由图得VCEQ1= 2.6V，ICQ1= 220mA，IBQ1=Ibm = 2.4mA 因为Vcm=VCEQ1VCE(sat)= (2.6 0.2) V = 2.4 V，Icm=ICQ1= 220 mA 所以mW264 2 1 cmcmL =IVP，PD=VCCICQ1= 1.1 W，C =PL/PD= 24% (2) 当 RL= 5 时，由VCE=VCC ICRL作负 载线，IBQ同(1)值，即IBQ2= 2.4mA，得Q2点， VCEQ2= 3.8V，ICQ2= 260mA 这时，Vcm=VCCVCEQ2= 1.2 V，Icm=ICQ2= 260 mA 所以mW156 2 1 cmcmL =IVP，PD=VCCICQ2= 1.3 W，C =PL/PD= 12% (3) 当 RL= 5 ，Q在放大区内的中点，激励同(1)， 由图Q3点，VCEQ3= 2.75V，ICQ3= 460mA，IBQ3= 4.6mA，Ibm= 2.4mA 相应的vCEmin = 1.55V，iCmax= 700mA。 因为Vcm=VCEQ3 vCEmin= 1.2 V，Icm=iCmaxICQ3= 240 mA 所以mW144 2 1 cmcmL =IVP，PD=VCCICQ3= 2.3 W，C =PL/PD= 6.26% (4) 当 RL= 5 ，充分激励时，Icm=ICQ3= 460 mA，Vcm=VCCVCEQ3= 2.25 V 所以mW5 .517 2 1 cmcmL =IVP，PD=VCCICQ3= 2.3 W，C =PL/PD= 22.5% 1-7如图所示为三种甲类功率放大器的输出电路， 采用相同的功率管及VCC值。 设VCE(sat) = 0，ICEO= 0，变压器是理想无耗的，试在同一输出特性曲线上作出各电路的交、直流负载 线，并求这三种放大器的最大输出功率之比 )cmax(L)bmax(L)amax(L :PPP。 解：(1) 1 直流负载线方程 vCE=VCC iCRC，负载线CD，当iC=ICQ时，VCEQ=VCC ICQRC。 2 交流负载线中点过Q，斜率为(1/ L R )， CCLL 2 1 /RRRR=，根据交流负载线 AB 得 Icm=ICQ，Vcm=VCEQ=Icm L R 代入VCEQ方程中Vcm=VCCIcmRC=VCCICQRC= VCC 2Icm L R = VCC 2Vcm 解得 L CC cmCCcm 3 1 3 1 R V IVV =， 即 L 2 CC L CC CC)amax(L 18 1 3 1 3 1 2 1 R V R V VP = = L 2 CC cmCCCQCCD 3 1 R V IVIVP = 所以 6 1 D )amax(L C = P P (2) 交流负载相同，均为CF，为获最大输出功率，Q处于交流负载线的中点，故 Vcm=VCEQ=VCC/2， L CC CQcm 2R V II= 所以； L 2 CC cmcm)bmax(L 8 1 2 1 R V IVP= L 2 CC CQCCD 2R V IVP= 4 1 D )bmax(L C(b) = P P (3) 因为直流负载电阻为零， 故直流负载线为CG， 交流负载线斜率为(1/ L R)的直线MN， 当QC处于中点时，得 Vcm=VCEQ=VCC， L CC CQcm R V II = ， L 2 CC cmcm)cmax(L 2 1 2 1 R V IVP =， L 2 CC CQCCD R V IVP =所以 2 1 D )cmax(L C(c) = P P 所以36:9:4 2 1 : 8 1 : 18 1 : )cmax(L)bmax(L)amax(L =PPP 6:3:2 2 1 : 4 1 : 6 1 : C(c)C(b)C(a) = 1-8 如图（a）所示为变压器耦合甲类功率放大电路，图（b）所示为功率管的理想化输 出特性曲线。已知RL= 8 ，设变压器是理想的，RE上的直流压降可忽略，试运用图解法： （1）VCC= 15 V， L R= 50 ，在负载匹配时，求相应的n、PLmax、C； （2）保持（1）中VCC Ibm不变，将ICQ增加一倍，求PL值； （3）保持（1）中ICQ、 L R、Ibm不变，将VCC增加一倍， 求PL值； （4）在（3）条件中，将Ibm增加一倍，试分析工作状态。 解：(1) 因为VCC= 15 V， L R = 50 ，负载匹 配时，A3 . 0 L CC cmCQ1 = = R V II 由此得知Q1的坐标为Q1(15V，0.3A)，Q1 点处于交流负载线AB的中点，其在坐标轴上的 截距为A(32 V，0)，B(0，0.6A)。由图可见 Icm=ICQ1=0.3A，Vcm=VCC= 15 V 此时，W25. 2 2 1 cmcmLmax =IVP， W5 . 4 CQCCD =IVP %50 5 . 4 25. 2 D maxL C = P P ，5 . 2 8 50 L L = = R R n (2) L R是否变化没说明，故分两种情况讨论 1 当 L R 不变时，因为ICQ增加一倍，因此， L R 已不是匹配值，其交流负载线平行移动， 为一条过Q2点的直线EF ( L R 不变，斜率不变，ICQ增加，Q点升高) 此时，由于VCC、Ibm、 L R 都不变，其PLmax亦不变，为 2.25 W (Ibm不变，Icm不变，Vcm不变) 但PD=VCCICQ = 9 WC =PLmax/PD= 25% 2 当 L R改变时，且 L R 50 ，交流负载线以Q2为中心逆时针转动，但由于激励不变，输出将出现饱和 失真。 (3) VCC= 30 V，交流负载线平移到EF，静态工作点为Q3，因为Ibm不变，所以Vcm不变， Icm不变，因此PL不变，PL= 2.25 W，但VCC= 30 V，所以 PD=VCCICQ = 9 W C =PL/PD= 25% (4) Ibm= 6 mA，以Q3点为静态工作点，出现截止失真。 1-9 单管甲类变压器耦合和乙类变压器耦合推挽功率放大器采用相同的功率管 3DD303、相同的电源电压VCC和负载RL，且甲类放大器的 L R 等于匹配值，设VCE(sat)= 0，ICEO = 0，RE忽略不计。 （1）已知VCC= 30 V，放大器的iCmax= 2 A，RL= 8 ，输入充分激励，试作 交流负载线，并比较两放大器的Pomax、PCmax、C、 L R 、n； （2）功率管的极限参数PCM= 30 W，ICM= 3 A，V(BR)CEO= 60 V，试求充分利用功率管时两放大器的最大输出功率Pomax。 解：(1) 见表 甲类乙类 交流负 载线 PomaxW15 2 1 2 1 2 1 CmaxCCcmcm =iVIVW30 2 1 2 1 2 1 CmaxCCcmcm =iVIV PCmax2Pomax= 30 W0.2Pomax= 6 W(单管) C50%78.5% L R= 302/ omax 2 CC PV=152/ omax 2 cm PV n94. 1 8 30 L L = R R 37. 1 8 15 L L = R R (2)见表 甲类乙类 Pomax W15W30 2 1 2 1 CMmaxo =PP W 5 . 22A3V60 8 1 8 1 CM(BR)CEOomax = IVP 所以W15 maxoomax =PP W45A3V60 4 1 4 1 CM(BR)CEOmaxo = IVP W150W3055 CMomax = PP 所以W45 maxoomax =PP 1-14 如图所示为两级功放电路，其中，Tl、T2工作于乙类，试指出 T4、R2、R3的作用。 当输人端加上激励信号时产生的负载电流为iL= 2sint（A） ，讨计算： （1）当RL= 8 时的输 出功率PL； （2）每管的管耗PC； （3）输出级的效率C。设R5、R6电阻不计。 解：T4、R2、R3组成具有直流电压并联负反馈的恒压源，给 T1、T2互补管提供克服交越 失真的直流正偏压。 (1)W16 2 1 L 2 cmL =RIP (2)，W47.25 )( cmCC D = IV PW74. 4 2 LD C = = PP P (3) %83.62)4/(8 . 0 2/ C CC cm =， V V 1-16 试按下列要求画单电源互补推挽功率放大器电路： （1）互补功率管为复合管； （2） 推动级采用自举电路； （3）引入末级过流保护电路； （4）采用二极管偏置电路。 解：按要求画出的单电源互补推挽功率放大器电路如图所示。图中 T1为推动级，T2、 T3、T4、T5为准互补推挽功率级，D1、D2为末级偏置电路，T6、T7为过流保护电路，C2为自 举电容。 1-17 两级功放原理电路如图所示。试： （1）简述电路工作原理； （2）已知VCC= EE V， 各管VBE(on)相等，设各管基极电流不计，求ICQ5(ICQ6)及kfv表达式。 解：(1) T1、T2和 T3、T4为复合管组成差分放大器，作为推动级。T5、T6为镜像电流源， 作为差放级有源负载。T7 T10准互补功放电路，D1 D3为功率级提供正向偏置；R5、 R6电压串联负反馈，改善电路性能。 (2) 通过R1的电流， 1 BE(on)EE EE 2 R VV I =ICQ5=ICQ6= 0.5IEE， 65 5 o f f RR R v v k v + = 2-1 为什么谐振功率放大器能工作于丙类， 而电阻性负载功率放大器不能工作于丙类？ 解：因为谐振功放的输出负载为并联谐振回路，该回路具有选频特性，可从输出的余 弦脉冲电流中选出基波分量， 并在并联谐振回路上形成不失真的基波余弦电压， 而电阻性输 出负载不具备上述功能。 2-2 放大器工作于丙类比工作于甲、 乙类有何优点？为什么？丙类工作的放大器适宜于 放大哪些信号？ 解：(1)丙类工作，管子导通时间短，瞬时功耗小，效率高。 (2) 丙类工作的放大器输出负载为并联谐振回路，具有选频滤波特性，保证了输出信号 的不失真。 为此，丙类放大器只适宜于放大载波信号和高频窄带信号。 2-4 试证如图所示丁类谐振功率放大器的输出功率 2 )sat(CECC L 2 o )2( 2 VV R P=，集电极 效率 CC )sat(CECC C 2 V VV =。已知VCC= 18 V，VCE(sat)= 0.5 V，RL= 50 ，试求放大器的PD、Po 和C值。 解：(1)vA为方波，按傅里叶级数展开，其中基波分量电压振幅。)2( 2 )sat(CECCcm VVV= 通过每管的电流为半个余弦波，余弦波幅度，)2( 2 )sat(CECC LL cm cm VV RR V I=其中平均分量 电流平均值 cmC0 1 II= 所以 2 )sat(CECC L 2 cmcmo )2( 2 2 1 VV R IVP= )2( 2 )sat(CECCCC L 2 C0CCD VVV R IVP= CC )sat(CECC DoC 2 / V VV PP = (2)W24 . 1 )2( 2 )sat(CECCCC L 2 D =VVV R P W17 . 1 )2( 2 2 )sat(CECC L 2 o =VV R P %36.94/ DoC =PP 2-5 谐振功率放大器原理电路和功率管输出特性曲线如图所示， 已知VCC= 12 V，VBB= 0.5 V，Vcm= 11 V，Vbm= 0.24 V。 试在特性曲线上画出动态线。 若由集电极电流iC求得IC0= 32 mA， IcIm= 54 mA，试求PD、Po、C及所需的Re。 解： (1) +=+= = V)cos24. 05 . 0(cos V)cos1112(cos bmBBBE cmCCCE ttVVv ttVVv 取t = 0，30120，结果如下表 t0 304560 7590120 vBE/V0.740.710.670.620.560.50.38 vCE/V12.474.226.59.151217.5 (2) mW384 C0CCD =IVP mW297 2 1 cmcmo =IVP %34.77/ DoC =PP Re=Vcm/Ic1m= 204 2-8 谐振功率放大器工作在欠压区， 要求输出功率Po= 5 W。 己知VCC= 24 V，VBBVBE(on)， Re= 53 ，设集电极电流为余弦脉冲，即 iC= 00 0cos b bCmax v vti 试求电源供给功率PD、集电极效率C。 解：因为VBB=VBE(on)，放大器工作在甲乙类，近似作乙类， mA434 2 2 1 e o c1me 2 cmo = R P IRIP 因为， Cmax 2 2 CC0 1 d 2 1 itiI= ， Cmax 2 2 Cc1m 2 1 dcos 1 ittiI= 所以mA3 .2762 c1mC0 =II 则，W63. 6 C0CCD =IVP%42.75/ DoC =PP 2-12 设两个谐振功率放大器具有相同的回路元件参数，它们的输出功率Po分别为 1 W 和 0.6 W。现若增大两放大器的VCC，发现其中Po= 1 W 放大器的输出功率增加不明显，而 Po= 0.6 W 放大器的输出功率增加明显，试分析其原因。若要增大Po= 1 W 放大器的输出功 率，试问还应同时采取什么措施（不考虑功率管的安全工作问题） ？ 解：Po= 1 W 的放大器处于临界或欠压状态，增大VCC时，放大器更趋于欠压状态，Ic1m 略有增大。因此Po增大不明显。 （若 Po 需 VCC 同时Re 或VBB） Po= 0.6 W 的放大器处于过压状态，VCC增大， 发大器趋于临界，Ic1m迅速增大， 所以Po迅 速增大。 3-1 若反馈振荡器满足起振和平衡条件，则必然满足稳定条件，这种说法是否正确？为 什么？ 解：否。因为满足起振与平衡条件后，振荡由小到大并达到平衡。但当外界因素(T、VCC) 变化时，平衡条件受到破坏，若不满足稳定条件，振荡器不能回到平衡状态，导致停振。 3-2 一反馈振荡器，欲减小因温度变化而使平衡条件受到破坏，从而引起振荡振幅和振 荡频率的变化，应增大 i osc) ( V T 和 )( T ，为什么？试描述如何通过自身调节建立新平 衡状态的过程（振幅和相位） 。 解：由振荡稳定条件知： 振幅稳定条件：0 )( iA i osc 1，组成电感三点式 振荡电路。 (e) 能振。计入结电容Cbe，组成电容三点式振荡电路。 osc 阻止osc增大， (f) 能振。但L1C1回路呈容性，osc 1，L2C2回路呈感性，osc 2，组成电容三点式振 荡电路。 3-6 试画出下图所示各振荡器的交流通路，并判断哪些电路可能产生振荡，哪些电路不 能产生振荡。图中，CB、CC、CE、CD为交流旁路电容或隔直流电容，LC为高频扼流圈，偏置 电阻RB1、RB2、RG不计。 解：画出的交流通路如图所示。 (a)不振，不满足三点式振荡电路组成法则。 (b) 可振，为电容三点式振荡电路。 (c) 不振，不满足三点式振荡电路组成法则。 (d) 可振，为电容三点式振荡电路，发射结电容Cbe为回路电容之一。 (e) 可振，为电感三点式振荡电路。 (f) 不振，不满足三点式振荡电路组成法则。 3-7 如图所示电路为三回路振荡器的交流通路，图中f01、f02、f03分别为三回路的谐振 频率，试写出它们之间能满足相位平衡条件的两种关系式，并画出振荡器电路（发射极交流 接地） 。 解：(1) L2C2、L1C1若呈感性，foscf03，所以f03f01、f02，L3C3呈感性，foscfoscf01、f02。 3-8 试改正如图所示振荡电路中的错误，并指出电路类型。图中CB、CD、CE均为旁路电 容或隔直流电容，LC、LE、LS均为高频扼流圈。 解：改正后电路如图所示。 图(a)中L改为C1，C1改为L1，构成电容三点式振荡电路。 图(b)中反馈线中串接隔值电容CC，隔断电源电压VCC。 图(c)中去掉CE，消除CE对回路影响，加CB和CC以保证基极交流接地并隔断电源电压 VCC；L2改为C1构成电容三点式振荡电路。 3-9 试运用反馈振荡原理，分析如图所示各交流通路能否振荡。 解：图(a)满足正反馈条件，LC并联回路保证了相频特性负斜率，因而满足相位平衡条 件。 图(b)不满足正反馈条件，因为反馈电压 f V比 i1 V滞后一个小于 90的相位，不满足相位 平衡条件。 图(c)负反馈，不满足正反馈条件，不振。 3-13 在下图所示的电容三点式振荡电路中， 已知L= 0.5 H，Cl= 51 pF，C2= 3300 pF，C3 =（12 250）pF，RL= 5 k，gm= 30 mS，Cbe= 20 pF，足够大。Q0= 80，试求能够起振的 频率范围，图中CB、CC对交流呈短路，LE为高频扼流圈。 解：在LE处拆环，得混合型等效电路如图所示。 由振幅起振条件知， iLm 1 ngg n g+(1) 式中015 . 0 21 1 = + = CC C n，其中mS30 1 pF3320 m e eb22 =+= g r CCC，。 代入(1)，得mS443. 0 L R 则能满足起振条件的振荡频率为rad/s109 .102 6 o eo = LQ R 。 由图示电路知， 21 21 3 CC CC CC + += 。 当C3= 12pF 时，C= 62.23 pF，rad/s102 .179 1 6 omax = LC 当C3= 250pF 时，C= 300 pF。 可见该振荡器的振荡角频率范围minmax= (102.9 179.2) 106rad/s， 即振荡频率范围fminfmax= 16.38 28.52 MHz。 3-15 一LC振荡器，若外界因素同时引起0、f、Qe变化，设 oo ， ff ， e Q 分 别大于Qe或小于Qe，试用相频特性分析振荡器频率的变化。 解：振荡回路相频特性如图，可见： (1)当 oo 时， oscosc ，且 oosc ； (2)当 ff 时，设为 osc ， oscosc ； (3)当Qe增加时，相频特性趋于陡峭， f不变，osc f变化，Qe osc，Qe osc。 3-16 如图所示为克拉泼振荡电路，已知L= 2 H，C1=1000 pF，C2= 4000 pF，C3= 70 pF， Q0= 100，RL= 15 k，Cbe= 10 pF，RE= 500 ，试估算振荡角频率osc值，并求满足起振条件 时的IEQmin。设 很大。 解：振荡器的交流等效电路如图所示。由 于C1C3，C2C3，因而振荡角频率近似为 rad/s1052.84 1 6 3 osc = LC 已知Re0=oscLQ0=16.9 k pF4010k95. 7/ eb22e0LL =+= CCCRRR， 求得pF4 .800 21 21 2, 1 = + = CC CC C ，08. 0 2 , 13 3 2 = + = CC C n= 88.50 L 2 2L RnR 又 m T EQ T EQ EeE i 21 1 111 2 . 0g V I V I RrR g CC C n=+=+= + =， 根据振幅起振条件， iLm 1 ngg n g+ 即， )1 ( L T EQ nn g V I 求得IEQ 3.21mA 3-18 试指出如图所示各振荡器电路的错误，并改正，画出正确的振荡器交流通路，指 出晶体的作用。图中CB、CC、CE、CS均为交流旁路电容或隔直流电容。 解：改正后的交流通路如图所示。 图(a)L用C3取代，为并联型晶体振荡器，晶体呈电感。 图(b)晶体改接到发射极，为串联型晶体振荡器，晶体呈短路元件。 3-22 试判断如图所示各RC振荡电路中，哪些可能振荡，哪些不能振荡，并改正错误。 图中，CB、CC、CE、CS对交流呈短路。 解：改正后的图如图所示。 (a)为同相放大器，RC移相网络产生 180相移，不满足相位平衡条件，因此不振。改正： 将反馈线自发射极改接到基极上。 (b)中电路是反相放大器，RC移相网络产生 180相移，满足相位平衡条件，可以振荡。 (c)中放大环节为同相放大器，RC移相网络产生 180相移，不满足相位平衡条件，因此 不振。改正：移相网络从 T2集电极改接到 T1集电极上。 (d)中放大环节为反相放大器，因为反馈环节为RC串并联电路，相移为 0，所以放大环 节应为同相放大。改正：将 T1改接成共源放大器。 3-23图（a）所示为采用灯泡稳幅器的文氏电桥振荡器，图（b）为采用晶体二极管稳 幅的文氏电桥振荡器， 试指出集成运算放大器输入端的极性， 并将它们改画成电桥形式的电 路，指出如何实现稳幅。 解：电桥形式电路如图所示。 (a)中灯泡是非线性器件，具有正温度系数。起振时，灯泡凉，阻值小(Rt)，放大器增益 大，便于起振。随着振荡振幅增大，温度升高，Rt增加，放大器增益相应减小，最后达到平 衡。 (b)中 D1、D2是非线性器件，其正向导通电阻阻值随信号增大而减小。起振时，D1、D2 截止， 负反馈最弱，随着振荡加强，二极管正向电阻减小，负反馈增大，使振幅达到平衡。 4-1 如图是用频率为 1 000 kHz 的载波信号同时传输两路信号的频谱图。试写出它的电 压表达式，并画出相应的实现方框图。计算在单位负载上的平均功率Pav和频谱宽度BWAM。 解：(1)为二次调制的普通调幅波。 第一次调制：调制信号：F= 3 kHz 载频：f1= 10 kHz，f2= 30 kHz 第二次调制：两路已调信号叠加调制到主载频fc= 1000 kHz 上。 令= 2 3 103rad/s 1= 2 104rad/s 2= 2 3 104rad/s c= 2 106rad/s 第一次调制：v1(t) = 4(1 + 0.5cost)cos1t v2(t) = 2(1 + 0.4cost)cos2t 第二次调制：vO(t) = 5 cosct+ 4(1 + 0.5cost)cos1t +2(1 + 0.4cost)cos2t cosct =51+0.8(1 + 0.5cost)cos1t +0.4(1 + 0.4cost)cos2t cosct (2) 实现方框图如图所示。 (3) 根据频谱图，求功率。 1 载频为 10 kHz 的振幅调制波平均功率 Vm01= 2V，Ma1= 0.5 W5 . 4) 2 1 1 (2W2 2 1 2 1a01av1 2 01m01 =+=MPPVP； 2 f2= 30 kHz Vm02= 1V，Ma2= 0.4 W08. 1) 2 1 1 (2W5 . 0 2 1 2 2a02av2 2 02m02 =+=MPPVP； 3 主载频fc= 1000 kHz Vm0= 5V W5 .12 2 1 2 0m0 =VP 总平均功率Pav=P0+Pav1+Pav2= 18.08 W 4 BWAM 由频谱图可知Fmax= 33 kHz 得BWAM= 2F= 2(1033 1000) = 66 kHz 4-3 试画出下列三种已调信号的波形和频谱图。已知c (1)v(t) = 5costcosct(V)； (2)v(t) = 5cos(c+)t； (3)v(t) = (5 + 3cost) cosct。 解：(1) 双边带调制信号(a)；(2) 单边带调制信号(b)；(3) 普通调幅信号(c)。 4-6 何谓过调幅？为何双边带调制信号和单边带调制信号均不会产生过调幅？ 答： 调制信号振幅大于载波信号振幅的情况称为过调幅。 因为双边带和单边带调制信号 已经将载波信号抑制，故均不会产生过调幅。 4-8一非线性器件的伏安特性为 = 00 0 D v vvg i 式中v=VQ十v1 v2=VQV1mcos1tV2mcos2t。若V2m很小，满足线性时变条件，则在 VQ V1m/2、0、V1m三种情况下，画出g(v1)波形，并求出时变增量电导g(v1)的表示式， 分 析该器件在什么条件下能实现振幅调制、解调和混频等频谱搬移功能。 解：根据伏安特性画出增量电导随v的变化特性g(v)如图所示。 (1) 1mQ 2 1 VV=时，画出g(t) 波形如图所示。 图中通角由， 2 1 2 1 cos m m = V V 求得 3 = D 3 3 D0 3 1 d 2 1 gtgg= ) 3 sin( 2 dcos 1 D 3 3 Dn n n g ttngg= tn n n g gtg n 1 1 D D cos) 3 sin( 1 2 3 1 )( = += (2)VQ= 0 时，画出g(v) 的波形如图所示。 ) 12(cos ) 12( 2 ) 1( 2 1 )cos3 3 2 cos 2 2 1 ()()( 1 1 1 D 11D11D tn n g ttgtKgtg n n += += = (3)VQ=V1m，g(t) =gD，如图所示。 可见，(1)、(2)中g(t) 含有基波分量，能实现频谱搬移功能，而(3)中g(t)仅有直流分量， 故无法实现频谱搬移功能。 为实现消除一些有害无用的组合频率分量， 使输出有用信号的质量提高， 在实现频谱搬 移功能时，应遵循有用信号较弱，参考信号较强的原则。 调制时：v1=Vcmcosct(载波)，v2=Vmcost(调制信号) 解调时：v1=Vcmcosct(参考信号)，v2=Vsm(1 +Macost)cosct(调幅信号) 混频时：v1=VLmcosLt(本振信号)，v2=Vsm(1 +Macost)cosct(调幅信号) 4-9 在如图所示的差分对管调制电路中，已知vc(t) = 360cos10 106t（mV） ，v(t) = 5cos2 103t（mV） ，VCC=VEE= 10 V，REE=15 k，晶体三极管 很大，VBE(on)可忽略。 试用开关函数求iC=（iC1 iC2）值。 解：由教材(4-2-14)可知 iC=iC1iC2= ) 2 (th T c 0 V v i 令， T CM c V V x=i0=I0+ i(t) 其中mA)(102cos(10 3 1)( )(mA 3 1 V5 33 EEEE EE 0 t R tv ti R V I = ， mA)(102cos(101 3 1 33 0 ti+= 又1085.13 mV26 mV360 T cm c = V V x 则 +=ttttKt x cccc2c c 5cos 5 4 3cos 3 4 cos 4 )()cos 2 (th 所以 )mA()1050cos(084. 0)1030cos(14. 0)1010cos(42. 0)102cos(101 )()102cos(101 3 1 )cos 2 (th 66633 c2 33 c c 0C += += tttt tKtt x ii 4-11 一双差分对平衡调制器如图所示，其单端输出电流 kT qv R vI kT qviiI i 2 th 22 th 22 1 E 201650 I + += 试分析为实现下列功能（不失真） ，两输人端各自应加什么信号电压？输出端电流包含哪些 频率分量，输出滤波器的要求是什么？ （1）混频（取 I =L C） ； （2）双边带调制； （3）双边带调制波解调。 解： (1) 混频：v1(t) =vL(t) =VLmcosLt，v2(t) =vS(t) =Vsmcosct， 当VLm 260 mV，Vsm 2F的带通滤波器。 (3) 双边带调制波解调：v1(t) =vr(t) =Vrmcosct，v2(t) =vS(t) =Vm0costcosct。开关工作 时，产生的组合频率分量有，2c，4c，2nc。输出采用低通滤波器，BW0.7 2F。 4-16 采用双平衡混频组件作为振幅调制器，如图所示。图中vc(t) =Vcmcosct，v(t) = Vmcost。各二极管正向导通电阻为RD，且工作在受vC(t)控制的开关状态。设RLRD，试 求输出电压vO(t)表达式。 解：作混频器，且vCv，各二极管均工作在受vC控制的开关状态。 当 vC 0，D1、D2导通，D3、D4截止 当 vC 0 时，等效电路，iI=i1 i2 回路方程为： =+ =+ 0 0)( CD2LI L21D1C vRiRiv RiiRivv 1 2 2(i1 i2)RL+ 2v+ (i1 i2)RD= 0 DL 21I 2 2 RR v iii + = 考虑vC作为开关函数K1(ct) 所以)( 2 )(2 c1 DL I tK RR tv i + = (2) 同理可求vCRD )()()()( 2 2 )( c2c2 DL L O tKtvtKtv RR R tv + = 4-23 晶体三极管混频器的输出中频频率为fI= 200 kHz， 本振频率为fL= 500 kHz， 输人信 号频率为fc= 300 kHz。 晶体三极管的静态转移特性在静态偏置电压上的幂级数展开式为iC=I0 avbe 2 be bv 3 be cv。设还有一干扰信号vMVMmcos（23.5105t） ，作用于混频器的输 人端。试问： （1）干扰信号vM通过什么寄生通道变成混频器输出端的中频电压？（2）若转 移特性为icI0avbe 2 be bv 3 be cv+ 4 be dv，求其中交叉调制失真的振幅。 （3）若改用场效应 管，器件工作在平方律特性的范围内，试分析干扰信号的影响。 解：(1)fM= 350 kHz，fc= 300 kHz，由 IMc 1 f p p f p q f =得知，p= 1，q= 2 时，2fM 2f2 = 300 kHz， 表明频率为fM的干扰信号可在混频器输出， 它由静态转移特性三次方项中 2 ML 3vcv 项产生。 (2) 静态特性四次方项 4 MLS 4 be )(vvvddv+=中产生 2 M 2 LS )(6vvvd+分量，而 )2cos1 ( 2 1 )2(6)(6 M 2 Mm 2 LLS 2 S 2 M 2 LS tVvvvvdvvvd+=+中分量 2 MmLS 6Vvv产生中频 I 分 量，其幅值为 2 MmLmsm 3VVdV，包含了干扰信号包络变化造成