拓展后OFDM信号仍具有平滑的载波信号分量,从而IFFT.doc

护间隔的插入。这样，OFDM符号内所有载波分量都具有整数个周期。拓展后OFDM信号仍具有平滑的载波信号分量，从而IFFT/FFT的线性卷积转化为循环卷积。一个OFDM符号时间内包含完整的各个子载波信息，维持了各子载波之间的正交性，同时消除了子载波间干扰（ICI）。图6 插入循环前缀（CP）的OFDM符号符号的总长度为。其中为OFDM符号的总长度，为抽样的保护间隔长度，为FFT变换产生的无保护间隔OFDM符号长度，则在接收端抽样开始的时刻应该满足下式： （2-10）其中是信道的最大多径时延扩展，当抽样满足该式时，由于前一个符号的干扰只会在存在于中。当子载波个数比较大时OFDM的符号周期相对于信道的脉冲响应长度很大，则ISI的影响很小，甚至会没有ISI。而如果相邻OFDM符号之间的保护间隔满足的要求，则可以完全克服ISI的影响。同时，由于OFDM延时副本内所包含的子载波的周期个数也为整数，时延信号就不会在解调过程中产生ICI。通过适当选择子载波个数 N ，可以使信道响应平坦，插入保护间隔还有助于保持子载波之间的正交性，因此 OFDM 有消除 ISI 和多径带来的 ICI 的影响的条件。2.4加窗技术OFDM信号的复包络可以写成 （2-11）式中是分配给每个子信道的数据符号，是第个子载波的载波频率，。OFDM符号的功率谱密为个子载波上的信号的功率谱密度之和，即（2-12）图7 为16、64和256时的OFDM系统的PSD图7给出了为16、64和256时OFDM符号的功率谱密度。由图可以看出，OFDM符号的带外功率谱密度衰减比较慢，即带外辐射功率较大。随着子载波数量的增加，由于每个子载波功率谱的主瓣和旁瓣变窄，所以OFDM符号功率谱密度的下降速度会逐渐增加。每OFDM符号的产生是通过将MQAM或QPSK调制信号进行点的IDFT后经过串/并转换并叠加得。点的IDFT操作实际上是对原MQAM或QPSK调制信号在时域加了点的矩形窗。由数字信号处理知识可知，这种时域的加窗截短操作在对信号频谱进行平滑的同时会产生频谱泄漏现象，信号频谱的主瓣宽度会变宽且具有较高的旁瓣功率。这样当系统存在频偏时，这些由频域泄漏产生的旁瓣功率会给系统造成非常严重的ICI。在相同的频偏下，信号的旁瓣功率越高，ICI越严重。由于前述频谱泄漏问题的存在，当系统存在频率偏移时，系统性能会大大地恶化。解决这个问题，就需要对OFDM符号进行加窗（Windowing）处理。这就使符号周期边缘的幅度值逐渐过渡到零。在加窗技术中，通常使用的窗为升余弦窗函数，定义如下：（2-13）其中，表示加窗前的符号长度，而加窗后的符号长度应该是，从而允许在相邻符号之间存在有相互覆盖的区域。经过加窗处理后的OFDM符号如图8所示。图8 加窗处理后的OFDM符号实际运算中，一个OFDM符号是这样形成的：首先，在个经过数字调制的符号后面补零至点，进行点IFFT运算。然后，IFFT输出的最后个样值被插入到OFDM符号的最前面，而且IFFT输出的最前面个样值被插入到OFDM符号的最后面。最后，OFDM符号与上述升余弦窗函数时域相乘，使系统带外功率可以快速下降。图9中给出了在128个子载波的情况下，有不同滚降系数的升余弦窗函数时OFDM符号的功率谱密度。可以看到，滚降系数0.025的升余弦函数可以大大降低带外辐射功率，而时域内由于滚降系数所造成的信号叠加只占符号周期的2.5。从图中还可以得到，值越大，带外辐射功率下降的也就越快，但同时也会降低OFDM符号对时延扩展的容忍程度。只有各个子载波的幅度以及相位在FFT周期内保持恒定，才会保证子载波之间的正交性，避免ICI和ISI的出现。但在滚降系数存在的情况下，即使时延信号的时延长度没有超过保护间隔长度，由于各个子载波的幅度以及相位在FFT周期内发生了变化，子载波间的正交性被破坏，所以滚降系数的存在也可能带来ICI和ISI，使得保护间隔的有效长度由原来的减小到现在的。图9 =128，=0.025、0.05、0.1和0.5的升余弦窗函数时OFDM系统的PSD2.5射频调制OFDM调制器的输出产生了一个基带信号，发射机将此基带信号与所需传输的频率进行上变频操作，接收机需要对中频进行接收，之后进行OFDM基带解调。上下变频部分可由模拟技术或数字技术完成，如图10所示两种技术虽然完成同样的操作，但是由于数字调制技术提高了I、Q信道间的匹配性和数字I、Q调制器相位准性，将会使混频结果更精确。另外，上下变频中通常伴有基带成形滤波器和采样率转换器等，采用数字技术更利于实现。2.6 OFDM 的系统结构在实际的OFDM系统收发机结构中，除了 OFDM调制与解调、添加和去除循环前缀外，还要有星座映射、数模和模数转换、发送和接收滤波、上变频和下变频、编解码和交织等，如图11所示。在发送端为了克服随机噪声的影响需要对数据进行编码，为了克服突发噪声的影响需要对编图10 OFDM混频码的数据进行交织，因此二进制输入数据首先进行前向纠错编码和比特交织。然后进行PSK调制或者QAM调制，之后再串并变换，把一路信号分成并行的N路，通过N点IFFT处理把数据调制到多个相互正交的子载波上并行发送，IFFT处理后得到的N个样点值称作一个OFDM符号。然后把OFM符号的最后L个样点复制添加到最前面作为一个循环前缀，用于抑制由多径衰落引起的符号间干扰ISI。最后经脉冲成形、IQ调制和上变频把信号输入到前端放大器放大后通过发射机发送出去。接收端执行与发送端相反的过程，对射频信号下变频后进行IQ路采样，得到离散的样点，进行定时处理找到OFDM符号的起始位置，除去循环前缀部分，对剩余OFDM信号N点FFT变换，然后并/串变换，进行判决实现PSK或者 QAM的解调。如果采用相干解调，那么还需要估计信道参数来辅助解调，解调后数据进行解交织、前向纠错的解码，得到最初信源所发送的数据。3 OFDM系统实现中的关键技术概述OFDM是一项十分有发展潜力的技术，但是在实现OFDM系统的过程中有几个问题是不容忽视的，针对这些问题，OFDM实现过程中需要注意以下关键技术。3.1 同步技术同步性能的好坏对OFDM系统的性能影响很大。图11 OFDM系统框图OFDM系统中的同步包括符号同步、载波同步和样值同步三部分。与单载波调制系统相同，载波同步是为了实现接收信号的相干解调，而符号同步是为了区分每个OFDM符号块的边界。因为每个OFDM符号块包含N个样值，样值同步是为了使接收端的取样时刻与发送端完全一致。OFDM系统中的同步一般分为捕获和跟踪两个阶段，捕获阶段进行粗同步，跟踪阶段进行细同步，以进一步减小误差。对于突发式的数据传输，一般是通过发送辅助信息来实现同步。与单载波系统相比，OFDM系统对同步精度的要求更高，同步偏差会在OFDM系统中引起ISI和ICI。同步方式主要可以分为：插入导频符号的同步和基于循环前缀的同步。这两种同步方法，各有其优缺点。插入导频符号法同步性能较好，但是这种方法浪费了带宽和功率资源，降低了系统的有效性。基于循环前缀的同步法可以应用最大似然估计（Maximum Likelihood,ML）算法，克服了插入导频符号浪费资源的缺点，且简单、易实现，但是同步范围较小。3.2 信道估计调制分为连续调制和差分调制，采用差分调制时，无需进行信道估计，因为信道信息己包含在相邻符号之差中了。差分调制是通信系统常用的技术，因为它不需要用信道估计器，从而简化了接收机的复杂度，但它有两点缺点：其一，它使噪声有3dB的增强；其二，它无法利用频带利用率高的多电平调制技术。而连续调制则允许使用任何的信号星座。在无线环境中，连续调制因具有效率高的特点而更受关注，当采用连续调制就必需进行信道估计。因此，OFDM系统的信道估计算法的性能以及复杂度成为研究的热点。OFDM系统可等效为N个独立的并行子信道，如果不考虑信道噪声，N个子信道上的接收信号等于各自子信道上的发送信号与信道的频谱特性的频率乘积。如果通过估计方法预先获知信道的频谱特性，将各子信道上的接收信号与信道的频谱特性相除，即可实现接收信号的正确解调。信道估计的方法有很多，常见OFDM系统的信道估计方法从基本设计准则上主要分为两类，一类以 MMSE为设计准则，称为MMSE信道估计，另一类以ML为设计准则，称为ML信道估计。MMSE估计综合考虑信道统计特性和加性噪声的方差，以维纳滤波器的设计方法设计出的MMSE信道估计器在均方误差意义上是最优的，但无线传播环境中，信道的特性时常发生变化，有时这种变化还非常剧烈，噪声的方差也会发生改变，因此MMSE信道估计预先统计得到的信道统计特性和噪声的方差很可能与实际传播环境有较大别，这种现象称为“失配”。失配将导致MMSE信道估计质量下降。而ML信道估计性能在均方误差意义上并不是最优的，但它受失配的影响较小。现有的文献对OFDM系统信道估计方法的研究多数为对“适配”时MMSE信道估计在性能方面的改进和实现复杂度的降低，或者改善ML程度及其与ML估计的比较。信道估计从是否使用导频信息可以分为盲估计以及非盲估计两大类。盲估计是指不使用导频信息，通过应用信息处理技术，获得信道的估计值；而非盲估计则是指利用导频信息来获得信道的估计值。盲估计不使用导频信息，使得系统的传输效率大大提高，然而由于盲估计算法运算量太大，收敛速度较慢，阻碍了它在实际系统中的应用。在实际系统中，非盲估计技术应用更为广泛。基于OFDM系统的信道估计大多采用非盲估计算法，需要有导频信息的插入。从导频插入位置而言可分为面向判决方法和导频辅助调制（PSAM,pilot symbol assisted modulation）方法；从实现准则可以分为最小均方误(MMSE)、最小平方(LS)、最大似然估计(MLE)等；从滤波器的实现及结构分为二维维纳滤波、两个一维级联滤波等。3.3 峰均功率比峰值平均功率比(PAPR)是指OFDM信号的峰值功率和其平均功率之比，即: （3-1）表示经过反傅立叶变换后的一个OFDM符号，即。由于OFDM符号是由多个独立的经过调制的子载波信号相加而成的，与单载波系统相比，OFDM信号在时域上表现为N个相互正交子载波信号的叠加。当这N个信号恰好均以峰值点相加时，OFDM信号会产生最大的峰值，该峰值功率是平均功率的N倍，峰均功率比PAPR也相应比较大。对于包含N个子信道的OFDM系统来说，当N个子信道都以相同的相位求和时，所得到的信号的峰值功率就是平均功率的N倍，因而基带信号的峰均比可以为，例如当N=256的情况中OFDM系统的PAPR=24dB。OFDM多载波系统采用正交频分信道，能够在不需要复杂的均衡技术的情况下支持高速无线数据传输，具有很强的抗衰落和抗ISI的能力。然而，OFDM系统最主要的缺点之一是具有较大的峰值平均功率比（PAPR），它直接影响着整个系统的运行成本和效率。峰均比问题是多载波调制（MCM）系统中普遍存在的一个问题。在某个时刻，若多个载波以同一个方向进行累加时，就会产生很大的峰值功率，从而要求功率放大器具有很宽的线性放大区域。否则，当信号峰值落在功率放大器的非线性区域时，就会发生信号的畸变，从而产生子载波间的互调干扰和带外辐射，破坏子载波间的正交性，降低系统性能。显然，为了避免这种情况，功率放大器应工作在大功率补偿状态下。然而，这会导致非常低的功率放大效率，并且使得发射机的成本变得非常昂贵。另一方面，OFDM技术应用在移动通信中，由于移动终端的功率很有限，从而要求高效的功率放大。因此在OFDM多载波系统中，必须采用一定的技术来降低信号的峰均比值，使得发射机中的功率放大器能够高效工作，并提高系统的整体性能。降低PAPR的方法主要有：信号预畸变技术、信号扰码技术和编码技术等。3.4 信道编码在OFDM系统中，为了抵抗突发脉冲错误和多径衰落，可以通过信道编码和交织技术来进一步改善整个系统的性能。OFDM技术本身已经利用了信道的频率分集特性，如果衰落不是特别严重，就无法再利用信道的分集特性来抵抗多径衰落。但是，OFDM系统的结构却为各个子载波进行编码提供了机会。通过将各个信道联合编码，可以使系统具有很强的抗衰落能力。这种将信道编码和OFDM结合起来的技术称为信道编码正交频分复用技（COFDM）。COFDM是最早的OFDM技术之一，它在进行OFDM 调制之前，在子载波中引入了前向纠错码（FEC），以进一步补偿频率选择性衰落信道的影响，提高了系统误码率。现在的发展方向是在OFDM系统中结合多天线技术使用空时编码，即所谓的MIMO-OFDM技术，这项技术可显著地提高OFDM系统的性能，成为下一代无线通信系统的热点技术。交织使信息在频域和时域扩展，使传输时各单元码信号受到的衰落可以认为统计独立，利用信道编码技术可以使部分由于频率选择性衰落或干扰而被破坏的数据依靠另外一些频率分量得到增强的部分数据恢复，这说明了OFDM系统具有频率隐分集和时间隐分集的作用，这对频率选择性衰落及时间选择性衰落是有效的。4 OFDM系统的优缺点概述OFDM技术之所以越来越受关注，是因为OFDM有很多独特的优点，具体概括来说主要有以下几点：(1)有效对抗ISI。通过对高速率数据流进行串并转换，使得每个子载波上的数据符号持续长度相对增加。经过这种处理，从而有效地减少由于无线信道的时间弥散所带来的ISI，进而减小了接收机内均衡器的复杂度。经过精巧设计的OFDM系统，通过插入循环前缀的方法，有时只需要一个简单的一阶频域均衡器就能完全消除ISI。(2)频谱利用率高。传统的频分多路传输方法是将频带分为若干个不相交的子频带来并行传输数据流，各个子信道之间要保留足够的保护频带。频谱效率比串行系统高近一倍，OFDM信号的相邻子载波相互重叠，从理论上讲，其频谱利用率可以接Nyquist极限，这一点在频谱资源短缺的时代尤为重要。(3) 工程实现方便。各个子信道的正交调制和解调可以分别通过采用IDFT和DFT的方法来实现。在子载波数很多的系统中，可以通过采用IFFT和FFT，来实现。而随着大规模集成电路技术与DSP技术的发展，IFFT与FFT都是非常容易实现的。(4) 可以灵活分配带宽。无线数据业务一般存在非对称性，即下行链路中的数据传输量要大于上行链路中的数据传输量，这就要求物理层支持非对称高速率数据传输。OFDM系统可以通过使用不同数量的子信道来实现上行和下行链路中不同的传输速率。而且OFDM系统可以通过动态地分配比特和子信道的方法充分利用信噪比较高的子信道，提高系统的性能。(5)OFDM易于和其他多种接入方法结合使用，构成OFDMA系统。例如多MC-CDMA、跳频OFDM以OFDMTDMA等等，使得多个用户可以同时利用OFDM技术进行信息的传输。由于OFDM系统的发送信号是多个正交子载波上的发送信号叠加而成的，因此，OFDM系统存在两大固有的缺点:(1)OFDM对系统定时和频率偏移敏感由于子载波的频谱是相互交叠的，这就对子载波间的正交性提出了更为严格的要求。然而由于无线信道的时变特性，在传输过程中会出现无线信号的频率偏移、多普勒频移，或者由于发射机载波频率与接收机本地振荡器之间的频率偏差，都会破坏OFDM系统子载波之间的正交性，从而导致ICI，恶化了OFDM系统的性能。（2） 存在较高的峰值平均功率比。多载波系统的输出是多个子信道信号的叠加，因此如果多个信号的相位一致，所得到的叠加信号的瞬时功率就会远远高于信号的平均功率，导致较大的峰值平均功率比PAPR。这就对发射机内放大器的线性度提出了很高的要求。若使放大器的线性范围满足信号峰值的要求，则绝大部分时间里放大器都工作在线性范围的一小部分内。这是对大线性范围放大器的浪费。若使放大器的线性范围缩小，则信号峰值超出线性范围，带来信号畸变，使信号的频谱发生变化，从而导致各个子信道间的正交性遭到破坏，产生干扰，导致系统的性能恶化。5 OFDM系统的仿真分析可以证明以射频为中心频率的带通信号可以用与之相对应的基带信号等效。因此不进行射频调制和解调并不影响对系统性能的评估，于是这里只对基带系统进行原理仿真。OFDM调制解调模型如图12所示，其中，Token0和Token6是代表输入数据，为频率为64Hz的伪随机序列，Tokeng和Tokens是采样器，采样频率为64HZ，数据经过采样后送入Tokenl4，OFDM调制模块(每周期内的符号数为64，符号间隔为1s，保护间隔为0.25)，经过调制后I(同相)通道和Q(正交)通道信号分别送入时间为1s的延迟模块Token10和Tokenll，然后再送Tokenl5，即OFDM解调模块(每周期内的符号数为64，符号间隔为l5，保护间隔0.2s)，Tokenl、Token2、Token3、Token4、Token5和Token7是分析窗口，用来分析进行观察和分析输出结果。Token5和Token7分别显示Token9和Token8输出后经过时间为3s的延迟模块Token12和Tokenl3的结果。系统时钟NO.of Samples256 Sample Rate 64Hz图符编号 库/图符名称参数Token0，Token6 Source: PN Seq Amp = 1v Rate = 64 Hz Levels = 2Token 8，Token 9 Operator:Sampler InterpolatingRate = 64 Hz Token 12，Token13 Operator:Delay Non-InterpolatingDelay = 3 secToken 14 Comm:OFDM Mod Samples Per Block=64，Symbol Time=1sec ，Guard Time=0.2secToken 7Comm:OFDM dModSamples Per Block=64 ，Symbol Time=1sec，Guard Time=0.2，Input Delay=1sToken 18Source: Gauss Noise Std Dev = 1 v Mean = 0 vToken 17Comm:Mpath Chnl No.Paths = 5 Max Delay = 0.2sec，K-Factor=4Token 16 Comm:Rice ChnlCorr Time = 0.02sec K-Factor = 0Token 1,2,4,5,7Sink:Analysis图12 基于SystemView的OFDM调制与解调仿真下面用Matlab对OFDM系统的基本原理进行仿真，仿真采用16-QAM调制，一个OFDM的载波数为64，其OFDM的符号长度为64。可得到下列的仿真结果：图13 误码率与信噪比曲线图14 星座图图15 波形图16接收符号的星座图6 总结与展望OFDM多载波调制技术在对抗多径延迟和多普勒频移上特有的优势，可以改善无线通信的质量，降低误码率，OFDM的理论研究和仿真对系统设计具有很好的指导意义。而且随着人们对通信数据化、宽带化、个人化和移动化的需求，OFDM技术在综合无线接入领域将越来越得到广泛的应用，OFDM技术必将在未来无线通信技术中占据举足轻重的地位，也