OLC放大器设计方法.doc

OLC放大器设计方法1各级电压增益的分配2电源电压的计算2下面是互补管T3和T4的选择以及R3,R4,R5的计算31)、T3、T4的选择。32）、R3,R4的确定33）、平衡电阻R5的确定34）、偏置电路的计算34）、推动级的设计45）、输入级电路的设计56）、反馈支路计算5音调控制电路的设计6信号在低频区72.信号在高频区9设计方法10前置级的设计11电路选择11场效应管共源放大器的设计12源极跟随器的设计12射极跟随器的设计13设计举例13OCL功率放大器设计举例13OLC放大器设计方法各级电压增益的分配a) 根据额定输出功率P0和负载阻抗RL，求出输出电压V0= (V0为有效值)。则整机中频电压增益为Avm=V0/Vi=/Vi由于前置级对输出的噪声电压影响不大，一般增益不宜太高，通常选前置级增益Avm1=510。b) 对音频控制电路无中频增益要求，一般选音频控制电压增益Avm2=1。功率输出级电压增益则可通过控制总增益来确定，若其中频电压增益为Avm3.则要求：Avm1 Avm2 Avm3AvmOLC功率电路通常可分成功率输出级、推动级（激励级）和输入级3部分。电源电压的计算a)、为了保证电路安全可靠，通常使电路最大输出功率Pom比额定输出功率P0要大一些，一般取Pom=（1.52）P0。放大器的最大输出电压Vom应根据Pom来计算：因为考虑到管子饱和压降等因素，放大器的最大输出电压Vom 总是小于电源电压。令，则称为电源电压利用率，一般取值范围为0.60.8，由此可得：式中，Ec为单边电源电压，取得Ec的计算值后，在国家标准扩音机电源电压系列中选取最接近的一种电源。b)、输出功率管的选择输出功率管应满足以下要求：V(BR)CEO2EcICMPCM0.2Pom+I0EC式中，V(BR)CEO为集电极发射级反向击穿电压，B表示反向。单位为V。ICM为集电极最大允许直流电流，C表示集电极，M表示最大。为Ec/RL壁纸的替代符号。PCM为集电极最大直流耗散功率。一般T1、T2射极电阻R1和R2去R1=R2=（0.050.1）RL；Io为静态电流，一般Io为2030mA.在选管子时，T1,T2尽量对称，大功率管亥应考虑散热器的配置。下面是互补管T3和T4的选择以及R3,R4,R5的计算1)、T3、T4的选择。T3,T4分别与T1,T2复合，其承受的最大反相电压均为2Ec，最大集电极电流时T1,T2的最大集电极电流的1/。考虑到T3,T4的静态电流及电阻R3,R4引起损耗和饱和压降的影响，T3,T4的极限参数应满足下列条件V(BR)CEO2EcICMPCM式中，Pclmax为的比值，T3为NPN型，T4为PNP型，并使2）、R3,R4的确定已知T1,T2的输入电阻为ril=rbe1+(1+1)R1, ri2=rbe2+(1+2)R2,大功率管的rbe1 、rbe2一般为10欧姆左右，并且，要让T3的射极电流大部分注入T1的基极。则R3=（510）ril=R43）、平衡电阻R5的确定已知T3,T4分别为NPN和PNP型，电路接法不同，所以两管的输入阻抗不相等，这会使加在两管基极的输入信号不对称，为了让T3,T4基极的输入信号对称，需要加平衡电阻R5以保证复合管输入电阻相等，因此，R5应满足R5=R3/ril。4）、偏置电路的计算已知VB4=VBE3+VBE1+|VBE4|设VBE3= VBE1=|VBE4|=0.7V可得VB3- VB42.1V又因为VCE9=VB3- VB4VBE9设VBE9=0.7V,则=3可得R8=2R9为了保证T9基极电压的稳定，取IR8=（510）ICQ9/。若忽略IR8和Ib3的分流作用，则ICQ9ICQ5（ICQ5的计算见下面推动级的设计），故有,为了调节偏置电压的数值，R8可改用一固定电阻与可调电阻并联，使其并联值等于R8。因为T9对最大电流和耐压要求不高，可选用普通3DG型管。4）、推动级的设计a)、ICQ5的确定推动级为一甲类小信号放大器，为了保证信号不失真，要求：ICQ5一般取ICQ5（210mA，则b)、R6和R7的计算因为T9的偏置电路输出电阻很小，T5的直流负载主要是R6+R7（R7为直流负载，R6为该电路的有效负载），并且VB4-0.7V,由此可得R6+R7=从交流通道来看，R7与RL是相互并联的。R7的值太小会损耗信号输出功率，太大则使R6减小。R6太小会使推动级的增益下降。一般取（R6+R7）/3R720RL确定R7后就可以确定R6.c)、自举电容C1的确定自举电容的取值依据是：在下，其容抗XC1VCE5max=2EcPCMEc*ICQ5一般取PCM=5Ec*ICQ55）、输入级电路的设计a)、差分管工作电流的确定输入级为一差分放大器，差分管T6，T7的集电极电流若太大，会增加管耗，并使失调电压和漂移增大；若太小又会降低电路的开环增益。一般选取IC6=IC7(0.52)mA, IC8=IC7+ IC6,T6,T7的值应高一些，两管的参数应尽量一致。b)、R10,R11和R12的计算式中，VBE50.7V。为了使恒流源T8的工作点稳定，D1、D2的电流应满足IDIB8,IB8=IC8/8,一般取ID3mA，则式中，VD1=VD2=0.7VC)、T6,T7和T8管的选择T6，T7和T8应满足V(BR)CEO 1.2Ec ，PCM5PC=5(IC6EC), 6=7,并且T6，T7和T8的反向电流越小越好。6）、反馈支路计算差分电流引入电压串联负反馈，使其输入电阻提高，因此，基极电阻R15对该级 输入电阻影响很大。一般取R15=1547k另外，要使电录对称，要求R13=R15。由闭环增益Auf1+R13/R14,可得反馈电容C2应保证在fL时，其容抗XC2C3.图c 高音衰减图b高音提升信号在低频区 由于C3的值很小，R4支路可视为开路。反馈网络主要由上半边起作用。并且UA741开环增益很高，放大器输入阻抗也很高，所以(虚地)，故R3的影响可以忽略。当电位器W2的滑动块移到A点时，C1被短路，其等效电路如图2所它与图a很相似，可以得到低频提升。现在分析图2所示电路的幅频特性：因为Z1=R1,Zf=所以 （1） （2）则 ,根据前边假设条件：R1=R2=R3=R,RW1=RW2=9R,C1=C2C3，则 =10，= 当时，即信号接近中频时，则有 当=时，则有 当=时，则有7.07 当时，则有10 综上所述，可以画出图3的幅频特性曲线.当f=fL2和f=fL1时（提升量分别为3dB、17dB），曲线变化较大，称fL1和fL2为转折频率，在两转折频率之间曲线斜率为-6dB/倍频程，若用折线（图中虚线）近似表示曲线，则fL2 和fL2为折线的拐点，此时，低频最大提升量为20dB，即 （3）同样分析方法可知，当电位器W2的滑动端移到B时，可得到图4 所示低频衰减幅频特性曲线。转折频率为 最大衰减量为 （4）2.信号在高频区C1和C2对高频可视为短路，此时C3和R4支路已起作用，等效电路如图5所示，为了便于分析，将电路中Y形揭发的R1、R2和R3，变换成形接法的Ra,Rb和Rc，如图6所示。其中，R1=R2=R3=R。 由于前级输出电阻很小（300），输出信号Vo通过RC反馈到输入端的信号被前级输出电阻旁路，所以，RC的影响可以忽略，视为开路。当W1滑动端至C和D点时，等效电路如图7和8（W1的数值很大，所以可以视为开路）。通过幅频特性的分析，高频最大提升量为 （5）最大衰减量为 （6）高频转折率为 （7） （8）将音调控制电路的高、低频提升衰减曲线画在一起，可以得到如图所示曲线。在和之间，曲线按6dB/倍频程的斜率变化，假设给出低频处和高频处的提升量，又知,500k,因此取W1和W2的阻值为150k的线性电位器。（3）、计算各元器件参数，有式11和2可得： , 由式7和式8可得：, 式中，Ra=3R1。（4）、计算耦合电容。在低频时音频控制电路输入阻抗近似为R1，要求： 式中，fL为低频截止频率（5）、UA741按引脚界限要求连接，调零端可接电位器（中点接负电源），也可以接两个等值的电阻，再接负电源。前置级的设计电路选择根据总机指标要求，前置级输入阻抗应当较高，输出阻抗应当较低，以便不影响音调控制网络正常工作。同时要求NF尽可能小。为此，为本级选用场效应管共源放大器和场效应管源极跟随器组成，如图9a，该电路输入阻抗高，rilR1,并引入电流串联负反馈，提高了电路的稳定性。适当选取R3和R4，可得到满意的增益。第二级源极跟随器可以得到较小的输出阻抗，同时其输入阻抗较高，对前级影响很小，为了节省场效应管，第二级也可用晶体三极管射极跟随器，如图9b，此电路亦可满足指标要求。场效应管共源放大器的设计1.选择静态工作点 普通结型场效应管可满足指标要求，所以选择3DJ6或3DJ7均可。 为了既降低NF又保证足够的动态范围，要求管子参数IDSS、VP和gm的值不能太小。一般要求：IDDS1V, gm0.5mA/V。 适当选取VOS,使IDQ值小一些（保证NF小），如图10.根据公式IDQ= IDDS（1-VGS/VP）2,并且Vs=-VGS,取VDS=(1至2)Vs, VD=VDS+Vs2.求电阻R4，R3，R2，R1已知R4=（Ec- VD）/IDQ , R2+ R3=Vs/ IDQ| VGS|/IDQ并且，RL=ri2R5(ri2为次级输入电阻，选R5=1M)，可得： 场效应管共源放大器中频电压增益为 当1时，-R4/R3时有 为了保证输入电阻500k,选取R1=1M。3.计算电容C1和C2C1和C2主要影响低频响应，要求： ，式中，为低频截止频率。源极跟随器的设计为了得到较大的动态范围，一般把静态工作点选在转移特性的中点，如图10， ,Vs=- ， ,即源极跟随器传输系数： 式中，=Rs/1/gm输入阻抗：ri2R5输出阻抗：r0=R5/1/gm=R6/1/gm。射极跟随器的设计减小NF，并希望不产生非线性失真，工作电流ICQ应选小一些（但又要保证有合适的动态范围）。一般取： ICQIE=(1.52)IOm , Re=(12)RL ,VCEQVom+(23)V 式中，IOm为电流幅值，Vom为输出电压幅值根据指标可知Vi（输入电压），前级已求出电压放大倍数A和，所以本级输入电压幅值为Vi2m=又因为射极跟随器电压传输系数近似为1，本级输出电压为Vo2m=则可求出：由上述经验公式确定，射极跟随器静态工作点取值为 ICQ=2IO2m VEQ=EC-VCEQ, R6=Re=VEQ/ICQ取 IR=(510)IBQ ,为了提高本级输入阻抗，IR可选小一些；当然太小又会影响偏执电路的稳定性。 , 输出阻抗为 式中，Re=R6，=R4/R5/R7。设计举例OCL功率放大器设计举例已知Pom=8W,RL=8,Auf=20(Auf为电压放大倍数)，r2Ec=30VICMIc12maxPCM0.2Pom+Ec*Io当去Io=20mA, PCM1.9W按以上极限参数选择3DD57A，并测得(4)、选择互补管T10、T11并计算R31，R32,R27,R30,R34 a) 选择互补管T10、T11。要求： V(BR)CEO2Ec=30VICM1.5Ic12max/ 47mAPCM1.5/48mW则T10为3DK4A或3DG69A；T11为3CG22C或3CG8E.测得c) 计算R31, R32,R27,R30,R34,根据R31=R32=(0.050.1)RL，选R31和R32的电阻为0.5（电阻丝绕制，功率1W）.因为 ri12=rbe12+(1+)R31=40.5所以 R27=R30=5 ri12=202.5(取R27和R30为220)。 R34=R27/ ri12=40（取R34为39）。（5）、计算推动级电路 取ICQ8=3Ic10max/ 2.5mA （a）、计算T9偏置电路。选取T9为3DG6A，=50。 忽略分流作用，ICQ9ICQ8，则流过T9基极偏置电阻的电流为 IR (取R23=1.5k) 所以 R24/R25=2R23=3K 取R24为6.2k电阻，R25为6.2的电位器。 （b）、计算R28和R29的电阻值。因为 要求： 1.9kR29160所以取 R29=1K,R28=4.7K （c）、选择T8管。已知PCM5Ec*ICQ8=187mW V(BR)CEO2Ec=30V 所以选择3CG型管即可满足要求（PNP型） （d）、自举电容。自举电容取值为 （取C19=33uF）（6）计算输入级电路 （a）、确定差分管工作电流。差分管工作电流为 IC5=IC6=0.8mA IC7=2IC5=1.6mA （b）、计算R17,R18,R19和R20。一般取R17+R18=|VBE8|/ IC5=900 若R17=470，则R18可用1k可调电位器。调节时，应使R18由小向大。为了防止在调节R18时，T8电流过大而烧毁晶体管，可用在T8射极串接