直流变换器设计.doc

摘 要三电平换流器是20世纪80年代产生并发展起来的一种新兴变流技术，它通过对直流侧的分压和开关动作的不同组合，实现三电平阶梯波输出电压，能有效的提高换流器系统的容量和耐压，减少输出电压谐波和开关损耗。本课题通过三电平零电压开关直流变换器的设计，探讨了三电平软开关PWM直流变换器的基本工作原理及其控制策略，并利用电路设计软件完成了控制系统及主系统的仿真设计。讨论了超前管，滞后管实现零电压开关的差异以副边占空比丢失的原因。解决了零电压开关的移相PWM控制策略的实现、高速大功率驱动电路的实现等几个难点问题。最后，通过仿真分析以及对230V/10A样机的调试实验，验证了零电压三电平移相控制PWM三电平直流变换器的工作原理。关键词：零电压开关，三电平直流变换器，控制策略，占空比丢失第一章 绪 论1.1 直流开关电源的基本电路拓扑现代开关电源分为直流开关电源和交流开关电源两类，前者输出质量较高的直流电，后者输出质量较高的交流电。开关电源的核心是电力电子变换器。电力电子变换器是应用电力电子器件将一种电能转变为另一种或多种形式电能的装置，按转换电能的种类，可分为四种类型：直流直流变换器，它是将一种直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器，是直流开关电源的主要部件；逆变器，是将直流电转换为交流电的电能变换器，是直流开关电源和不间断电源UPS的主要部件；整流器，是将交流电转换为直流电的电能变换器；交交变频器，是将一种频率的交流电直接转换为另一种恒定频率的交流电，或是将变频交流电直接转换为恒频交流电的电能变换器。这四类变换器可以是单向变换的，也可以是双向变换的。单向电能变换器只能将电能从一个方向输入，经变换后从另一个方向输出；双向电能变换器可以实现电能的双向流动。对电力电子变换器的基本要求是：可靠性高、可维修性好、体积小、重量轻、价格便宜和电气性能好。可靠性高，就是要求电力电子变换器能适应不良的工作条件，有足够长的平均故障间隔时间。可维修性好，就是要求减少对维修人员的技术要求和维修时间短。体积小、重量轻是航空航天用电力电子变换器的重要要求，随着技术的发展，现在已成为各类产业的共同要求。价格便宜就是要求减少电力电子变换器的研制、开发、生产、试验和使用维修费用，提高其市场竞争力。电气性能好，要求电力电子变换器满足技术指标或相应技术规范的要求。1.2电力电子技术的发展方向高频电力电子技术是电力电子学的一个重要发展方向，是使电力电子变换器更好地实现基本要求的重要技术途径。开关器件和元件(磁芯和电容)的高频化是高频电力电子学的基础，功率场效应晶体管(MOSFET)，绝缘栅双极性晶体管(IGBT)和场控晶闸管(MCT，MGT，MET)已成为现代高频电力电子学的主要开关器件，低栅荷、低结电容的场效应晶体管的发展，进一步促进了高频电力电子技术的发展。非晶、微晶磁芯和高频铁氧体最近也取得了重要的进展。电力电子变换器电路拓扑的发展，是高频电力电子学的另一个重要方面，谐振变换器、准谐振和多谐振变换技术，零电压开关PWM（ZVS-PWM）和零电流开关PWM（ZCS-PWM）技术，零电压转换(ZVT)和零电流转换（ZCT）技术，以及谐振直流环节逆变器（RDCLI）技术等部分或全部实现了变换器中功率器件的零电压开关（ZVS）或零电流开关(ZCS), 克服了脉宽调制型(PWM) 功率开关管开关损耗随开关频率成正比增加的缺点，使功率器件的开关频率提高了一个数量级，甚至更多。电力电子变换器的高频化是和小型化模块化紧密相关的，而这又与变换器的高效率和结构的高绝缘性能与高导热性能联系在一起。因而高频电力电子技术是随高频开关器件和元件、零电压或零电流开关电路拓扑和装置的结构、材料与工艺的发展而发展的。1.3直流变换器的分类与特点直流变换器是电力电子变换器的一个重要部分。随着电力电子技术和计算机科学与技术的发展，以直流变换器为核心的开关电源应用越来越广，得到各国电力电子专家和学者的重视，目前已成为一个重要的新兴产业。直流变换器有非电气隔离型和有隔离型两类。以所用功率开关管的数量来分类，单管非隔离直流变换器有六种基本类型，即降压式(Buck)、升压式(Boost)、升降压式(Buck/Boost)、库克(Cuk)、瑞泰(Zeta)和赛皮克(Sepic)等。双管直流变换器有双管串接的升降压式(Buck-Boost)等。全桥变换器是常用的四管直流变换器。隔离型直流变换器也可以由所用功率开关管数量来分类。典型单管直流变换器有正激变换器和反激变换器两种，双管变换器有双管正激变换器、双管反激变换器、推挽和半桥四种。三电平直流变换器是近年来兴起的一种新的拓扑结构。它的特点是每个桥臂由四只开关器件组成，该变换器的开关应力为输入直流电压的一半。功率开关管的电压和电流定额相同时，变换器的输出功率通常与所用功率开关管的数量成正比，即双管隔离型直流变换器的输出功率为单管的两倍，为四管全桥变换器的一半。因此三电平DC/DC变换器在直流变换器中是输出功率最大的一种，同时它还解决了低压开关器件难以用于高压场合的问题。按开关管的开关条件，直流变换器可分为硬开关(Hard switching)和软开关(Soft switching)两种。硬开关直流变换器的开关器件是在承受电压或流过电流的情况下接通或断开电路的，因此在开通或关断过程中伴随着较大的损耗，即所谓的开关损耗。变换器工作状态一定时，开关管开通或关断一次的损耗也是一定的，因此开关频率越高，开关损耗就越大。同时，开关过程中还会激起电路分布电感和寄生电容的振荡，带来附加损耗，因而硬开关直流变换器的开关频率不能太高。软开关直流变压器的开关管在开通或关断过程中，或是加于其上的电压为零，即零电压开关(ZVS)，或是通过器件的电流为零，即零电流开关(ZCS)。这种开关方式显著地减小了开关损耗和开关过程中激起的振荡，可以大幅度地提高开关频率，为变换器的小型化和模块化创造了条件。功率场效应管(MOSFET)是多子器件，有高的开关速度，但同时也有较大的寄生电容。它关断时，在外电压作用下其寄生电容充满电，如果在它开通前不将这部分电荷放掉，则将消耗于器件内部，这就是容性开通损耗。为了减小以致消除这种损耗，功率场效应管宜采用零电压开通方式(ZVS)。绝缘栅双极性晶体管(IGBT)是一种复合器件，关断时的电流拖尾导致较大的关断损耗，如果在关断前使通过它的电流降为零，则可以显著地降低开关损耗，因此IGBT宜采用零电流(ZCS)关断方式。IGBT在零电压条件下关断，同样也能减小关断损耗，但是MOSFET在零电流条件下开通并不能减小容性开通损耗。谐振变换器(RC)、准谐振变换器(QRC)、多谐振变换器(MRC)、零电压开关PWM变换器、零电流开关PWM变换器、零电压转换PWM变换器和零电流转换PWM变换器等均属于软开关直流变换器。电力电子器件和零开关变换器电路拓扑的发展，促使了高频电力电子学的诞生。1.4本课题的研究意义及主要任务本论文的选题为“直流变换器的设计”，在这种变换器中，开关管的电压应力为输入电压的一半，降低了开关管的额定电压，因此非常适用于高输入电压、中大功率的应用场合。该变换器的控制方案采用移相控制，它集PWM变换器和谐振变换器的优点，可以实现开关管的零电压开关，大大减少了开关管的开关损耗，有利于提高开关频率，提高变换效率，减少变换器的体积和重量。零电压开关三电平直流变换器适用于电力系统、邮电通讯、航空航天等领域。本课题旨在研制经济、实用的高频、大功率的直流开关电源，因此研究的主要内容有以下几点：1.三电平拓扑结构的基本工作原理及其数学模型的讨论。2.PWM DC/DC三电平变换器的控制策略。3.分析移相控制零电压开关三电平变换器的基本工作原理，实现零电压的策略，电路的设计参数，及基于Matlab工具软件的三电平直流变换器的仿真研究。4.三电平软开关直流变换器的主电路、控制系统、驱动系统、保护回路的硬件设计。5.本课题要重点解决实现零电压开关的控制策略、MOS开关管的串并联技术、以及如何利用开关管的结电容和变压器的漏感实现开关管的ZVS。第二章 三电平直流变换器的构成及原理随着电力系统、计算机技术、航空航天技术、数据交换系统和邮电交通事业的发展，对开关电源性能、体积、重量、效率和可靠性方面的要求越来越高。在中、大功率应用场合，零电压开关全桥直流变换器集PWM技术和谐振技术于一体，应用零电压开关技术，可以实现电能变换装置的小型化、轻量化、高效率。因而颇受工程研究人员的重视。在这方面的研究以相当成熟，同时，它是中、大功率应用场合较理想的拓扑。但是由于变流器输入电压等级的不断提高，在变换器中，开关管的电压应力为输入直流电压，这样就很难选择到合适的开关管。为了选择到适合的开关管，降低开关管的应力是最好的选择，于是在1980年A Narbal等人提出了三电平变流器的概念。三电平变流器与传统的变流器器相比，每个桥臂多用了两个开关器件，即每组桥臂由四个开关器件（如图2-1所示），它通过对直流侧的电压和开关动作的不同组合，实现三电平（1、0、1）阶梯波输出电压。虽然这种结构的每个桥臂多用了两个器件，而每组开关器件所承受的开关电压应力却降低为输入直流的一半，解决了低压器件难以工作于高压场合以及/太大。经过多年的研究，三平变流器及其拓扑已经得到了很好的应用。图2-1 基本三电平直流变换器2.1三电平直流变换器的工作原理图2-1中和容量相等且很大，因而它们的电压均为输入直流电压的一半，即=/2,为四只开关管，,分别为四只开关管的内部寄生二极管和寄生电容，是谐振电感，和为续流二极管。从三电平变换器的一个桥臂出发，改变四只开关管的开关状态在AB可以输出三种状态：“+1”状态，=+/2；“0”状态，=0；“-1”状态,=-/2。为了保证单相状态变化时，通过中性点电位0的过度。表1给出了单相电位发生变化时，开关管的工作变化。在设计时无论采用何种方式生成PWM，其硬件及软件设计都应遵循表1-1的规律。表1-1 三电平拓扑开关状态变化表通过控制四只开关管，在A、B两点可以得到一个幅值为/2的方波电压，经过高频变压器和整流桥后，在C、D两点得到幅值为/2k的直流脉冲电压，再经过输出滤波器后就可以得到输出直流电压。k是变压器的一、二次匝比。同时通过调节VCD的占空比可以调节输出电压。2.2 PWM DC/DC三电平变换器的控制策略2.2.1基本控制策略为了在输出端得到一个脉宽调制电压VCD，实际上就是在高频变压器的副边得到一个交流方波电压，也就是在高频变压原边（即AB两点）得到一个交流方波电压。传统的方法见图22所示，即上面的两只开关管&和&同时导通或关断，每只开关管的导通时间小于1/2开关周期，即/2。在传统控制方式的基础上，见图2-3，和的导通时间不变，将和的导通时间向前增加一段时间或者增加到半个周期；或者和的导通时间不变，将和的导通时间向后增加一段时间或者增加到半个周期；或者将和的导通时间向前增加一段时间或者增加到半个周期，同时将和的导通时间向后增加一段时间或者增加到半个周期，那么在AB两点将得到与图2-2完全一样的电压波形。图2-2 传统的控制方式图2-3 控制策略因为只有当和同时导通时，在AB两点才能得到正的电压脉冲(1) /2，而当和同时导通时，在AB两点才能得到负的电压脉冲(1) /2。因此只要保证每对开关管的导通重叠时间不变，开关管的导通时间向前增加和向后增加对于AB两点电压没有任何影响。基于以上的思路，可以得到一族9种PWM DCDC三电平变换器的控制方式，如图2-4所示,以前的文献所提出的控制方式全部被包括在内。(a) 控制方式1 （b） 控制方式2 （c） 控制方式3（d） 控制方式4 （e） 控制方式5 （f） 控制方式6（g） 控制方式7 (h) 控制方式8 (i) 控制方式9图2-4 一族PWM三电平直流变换器的控制方式2.2.2开关管导通时间定义根据导通时间增加的时间不同，每对开关管有三种控制方式，即：不增加导通时间；增加一段导通时间，使；增加导通时间，使。定义每对开关管的导通时间如下：(1) 和导通时间定义 ：不增加导通时间，； ：向前增加一段导通时间，+； ：向前增加导通时间，使+。(2) 和导通时间定义 ：不增加导通时间，； ：向后增加一段导通时间，+； ：向后增加导通时间，使+。2.2.3 PWM DCDC三电平变换器的两类切换方式根据两对开关管导通时间增加的情况不一样，可以组合得到339种控制策略，如图2-4所示。这9种控制方式可以分两类：(1)每对开关管的两只开关管同时关断。控制方式13属于此类。(2)每对开关管的两只开关管关断时间错开，一只先关断，一只后关断。控制方式49属于此类。图2-5给出了第一类切换方式的电路开关切换时的主要波形。图2-1中，是主高频变压器的漏感。为了实现开关管的软关断，分别给开关管，并联吸收电容，如图2-1中的。当和同时关断时， =(+1) /2。而当和同时关断时，一次电流给和充电，同时给和放电，限制了开关管和的电压上升率，因此和是零电压关断的。当和的电压上升到/2时，和的电压同时下降到零，为和提供了零电压开通的条件。但是如果此时开通和，在AB两点出现的就是占空比为1的交流方波电压，不能实现三电平输出和PWM控制。如果此时不导通和，由于=(1) /2，在此负电压的作用下减少到零，然后就会与产生谐振。当和开通时，和的电压不为零，和就是硬开通。因此上面一对开关管和同时关断时，出现1/-1切换方式，无法实现下面一对开关管和的软开关。同理，当下面一对开关管同时关断时，也会出现1/+1切换方式，无法实现上面一对开关管的软开关。也就是说，如果一对开关管同时关断将导致1/-1或1/+1切换方式，无法实现软开关。如果将每对开关管的关断时间相对错开一段时间，即一只开关管先关断，另一只延迟一段时间再关断，就会改善它们的开关状态。一般外面的两只开关管和分别在里面的开关管和之前关断。因此可以定义先关断的开关管和为超前管，后关断的开关管和为滞后管。 和是硬开通 和是零电压关断和谐振工作 和是硬开通图2-5 1/1切换方式2.3本章小结根据前面的讨论，可以得到以下结论：PWM三电平直流变换器有9种控制方式；在这9种控制方式中，根据每对开关管的开关情况可以分为两类方式，一类是同时关断；另一类是两只开关管的关断时间相互错开。前者不能实现软开关，后者可以实现软开关，由此引入了超前管与滞后管的概念。第三章 ZVS PWM DC/DC三电平变换器3.1软开关功率变换技术3.1.1硬开关技术与开关损耗60年代开始得到发展和应用的DC/DC PWM功率变换技术是一种硬开关技术。所谓“硬开关”是指功率开关管的开通(turn-on)或关断(turn-off)是在器件的电压或电流不等于零的状态下进行的，即强迫器件在其电压不为零时开通，或电流不为零时关断。开关器件开关过程中，器件上的电压和电流发生变化，有一个过渡过程。开通时，其电流由零逐步上升，电压则逐步下降，电流上升与电压下降有一个交替过程，使开通过程中开关管有功率损耗开通损耗。同理开关器件关断时，电流下降与电压上升也有一个重叠过程，使关断过程中开关管也有功率损耗关断损耗。显然，开关频率越高，开关损耗(开通损耗和关断损耗)也越大。由于变换器电路中寄生参数的存在，使开关过渡过程中器件的电流与器件电压在开关过程中振荡，如图3-1所示。图3-2表示开关过程中和的相轨迹图，虚线表示器件的安全运行区边界。相轨迹与纵、横轴之间覆盖的面积即为开关能耗01VTiTdt。开通时，由于电流振荡超出了开关管的安全运行区，而由于电压振荡也超出了安全运行区，这样会使开关器件损伤。同时过高的dv/dt，di/dt将产生严重的电磁干扰。由此可见，应用硬开关技术的PWM功率变换器的频率不宜太高，否则开关损耗太大，变换器的效率将大大降低。图3-1 开关器件开关过程中的电流、电压波形图3-2 开关过程中开关器件的电流、电压轨迹3.1.2高频化与软开关技术提高开关频率是开关变化技术的重要发展方向之一。高频化可以使开关变换器(特别使变压器、电感等磁性元件以及电容)的体积、重量大为减少，从而提高变换器的功率密度(单位体积的输出功率)。此外，提高开关频率对降低开关电源的音频噪声和改善动态相应也大有好处。为了使开关电源能够在高频下高效运行，在70年代提出了软开关技术，所谓软开关技术是指零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)。它是应用谐振原理，使开关变换器的开关器件中的电流或电压按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过零时，使器件关断；或电压为零使，使器件开通，实现开关损耗为零。从而可将开关频率提高到兆赫(MHz)级。3.1.3零电压开关(ZVS)和零电流开关(ZCS)准谐振开关是在PWM开关上附加谐振网络，利用局部谐振实现ZCS或ZVS。图3-3(a)为PWM开关(即硬开关)示意图，图3-3(b)和(c)分别为ZCS和ZVS谐振开关。图中谐振电感包括电路中可能有的杂散电感和变压器漏感，谐振电容包括功率晶体管结电容。由图8(b)可见，在ZCS谐振开关中，当功率晶体管导通时，谐振网络，接通，器件中电流按正弦规律变化，但注意这时谐振频率并不一定等于开关频率。当电流振荡到零时，令晶体管关断，谐振停止，故图3-3(b)称为ZCS准谐振开关。图3-4给出ZCS条件下开关器件上的电压、电流波形图。由图3-3(c)可见，当功率管处于关断状态时，LC串联谐振，电容 (包括开关管S的输出电容)上的电压按准正弦规律变化，当它自然过零时，令S开通，因此图3-3(c)是一种准谐振开关。(a)PWM开关 （b）ZCS谐振开关 (c)ZVS谐振开关图3-3 PWM开关和谐振开关示意图图3-4 ZCS谐振开关的电压、电流波形3.2移相控制零电压开关PWM三电平直流变换器3.2.1工作原理图3-5为移相控制零电压开关PWM三电平直流变换器的主电路及主要波形。图3-5(a)中，电容和容量相等且很大，因而它们的电压均为输入直流电压的一半，即=/2，为四只开关管，分别为这四只开关管的内部寄生二极管和寄生电容，是谐振电感，它包括变压器的漏感。、为续流二极管，另外，在两对开关管的中心还接入一电容，用来将两对开关管的开关过程连接起来，变换器稳定工作时，电容上的电压恒为/2。本变换器采用移相控制方案，开关管和、和分别成180互补导通，、分别超前、一个相位移相角，通过调节移相角的大小即可调节输出电压。如图3-5(b)所示，在一个开关周期内，该直流变换器共有18种开关状态。在分析之前，先作如下假设：(1)所有开关管、二极管均为理想器件(整流二极管除外，可以将它们看作为一个理想二极管与一个电容的并联)；(2)所用电感、电容均为理想元件；(3)设，；(4) /，K是变压器原、副边匝比；(5)由于电容，的容量较大且相等，可以看作电压为/2的两个电压源。（a） 主电路(b) 主要波形图3-5 主电路及主要波形（a）时刻 （b），（c）， (d) ，(e) ， (f)，（g）， （h），（i），图3-6 各种开关状态的等效电路图3-6给出了该变换器在不同开关状态下的等效电路，各开关状态的工作情况描述如下：1.开关模态0时刻之前见图3-6(a)时刻之前，开关管、导通，原边电流流经、谐振电感、变压器的原边绕组，最后回到。副边电流回路为：副边绕组的正端，经整流二极管、输出滤波电容与负载电阻，回到的负端。2.开关模态1，见图3-6(b)在时刻关断，从转移至、支路中，给充电，同时通过给放电。由于有、是零电压关断。由于放电，下降，副边电压也相应下降，因而整流二极管的结电容放电。在此过程中，滤波电感电流可以看作一个恒流源。此时电路可进一步等效成如图3-7所示。图中，为整流二极管结电容折算至原边的等效电容，是折算至原边等效滤波电感电流，即时刻的原边电流。是折算至原边的等效二极管，设电容=，在这段时间里，由图3-7，可以得到电容、的电压及。=（t-）+（t-） (3-1) =（t-）（t-） (3-2) =（t-）+（t-） (3-3) =（t-） (3-4)式中=到时刻，降至零，=0，A点电位降至/2，自然导通，此时可以零电压开通。开关模态1结束。与驱动信号之间的死区时间。3.开关模态2，见图3-6(c)在此模态中，=0，的结电容继续被放电，电路可进一步等效为图3-8。=（t-）+（t-） (3-5)=(t-）+(t-） (3-6)式中=，=到时刻，=0，自然导通，该模态结束。由式6可得该模态的持续时间为： = (3-7)图3-7 开关模态1的等效电路 图3-8 开关模态2的等效电路4.开关模态3，见图3-6(d)时刻零电压开通，虽然被开通，但是中并没有电流流过，流经、谐振电感、变压器原边绕组和续流二极管，此时0，为0状态。处于自然换流状态。副边两个整流二极管同时导通。= （3-8）5.开关模态4，见图3-6(e)时刻，关断，此时，给电容充电，同时通过给放电，由于和的存在，是零电压关断。当电压降至0(时刻)，自然导通，此段时间里和电容、的电压为:=cos(t-) (3-9)=sin(t-) (3-10)=sin(t-) (3-11)式中=，=其中该模态的时间为：= (3-12)6.开关模态5，见图3-6(f)时刻，自然导通，将开关管的电压钳位于0，此时可以零电压开通。注意此时与的驱动信号之间的死区时间，即： （3-13）由于此时不足于提供负载电流，副边两个整流二极管都导通，因此变压器副边绕组的电压为零，原边绕组的电压也为零，这样电源电压/2直接加在谐振电感的两端，线性下降：=(t-) （3-14）到时刻，下降到零，二极管、自然关断，开关管、中将流过电流，开关模态5的时间为：= （3-15）7.开关模态6，见图3-6(g)时刻，由正值过零，且向负方向增长，此时，开关管、为提供通路，由于仍然不足以提供负载电流，负载电流仍然由两个整流管提供回路，因此，原边电压为零，加在谐振电感两端的电压为/2，线性下降。=（t-） （3-16）到时刻，下降至折算到原边的负载电流为/K时，该开关模态结束，此时整流管关断，流过全部负载电流。开关模态5的持续时间为：= （3-17）8.开关模态7，见图3-6(h) 时刻，整流二极管关断，继续导通，此时谐振电感与关断的整流二极管的结电容发生谐振，等效电路见图3-9。为了降低输出管上的电压振荡，一般要增加RC吸收网络。在时刻，电路进入稳态，电容上的电压为/K，降到折算至原边的滤波电感电流。图3-9 开关7的等效电路9.开关模态8，见图3-6(i)在该模态中，电源为负载供电，稳定后的原边电流为：=（t-） （3-18）由于上式可以简化为：=（t-） （3-19）在时刻，关断，开始另半个周期，其工作情况类似于上述半个周期。3.2.2超前管与滞后管实现ZVS的差异3.2.2.1实现ZVS的条件由上一节的分析可以知道，要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量来抽走将要开通的开关管结电容(或外部附加电容)上的电荷，并给同一桥臂将要关断的开关管结电容(或外部附加电容)充电。同时，考虑到变压器的原边绕组电容，还要一部分能量来抽走变压器原边绕组寄生电容和整流二极管折算到原边的结电容上的电荷。也就是说，必须满足下式：E+ =， (3-20)如果开关管式MOSEFT，而且MOSEFT不并联外结电容，只是利用它自身的结电容来实现ZVS，同时综合考虑MOSEFT的结电容是一个非线性电容，其容值是反比于其两端电压的平方根的,需要乘一个系数4/3那么上式可变为：E+ （3-21）一般来讲，由于滤波电感较大，其能量足以在很宽的负载范围内实现超前管的ZVS。3.2.2.2超前管实现ZVS超前管容易实现ZVS。这是因为在超前管的开关过程中，输出滤波电感是与谐振电感串联的，此时用来实现ZVS的能量是和中的能量。一般来说，较大，在超前管的关过程中，其电流近似不变，类似于一个恒流源。这个能量很容易满足(3-21)式。3.2.2.3滞后管实现ZVS滞后管要实现ZVS比较困难，见开关模态4。这是因为在滞后管的开关过程中，变压器副边是短路的，此时整个变换器就被分为两部分，一部分是原边电流逐渐改变流通方向，其流通路径由逆变桥提供；另一部分是负载电流由整流桥提供续流回路，负载侧与变压器原边沿有关系。例如，要实现滞后管的ZVS，必须有足够的能量用来抽走将要开通的开关管的结电容上的能量，同时还要给关断的开关管的结电容充电。即： E+= （3-22）同样考虑到MOSFET管的结电容的非线性，乘上一个系数4/3，上式可写为： E （3-23）从图3-6(e)可以看出，此时用来实现ZVS的能量只是谐振电感中的能量，如果不满足式(3-20)，那么就无法实现ZVS。而谐振电感的电感值相对于滤波电感等效至原边的电感值来说小得多，也就是说，与超前管相比，滞后管实现ZVS要困难得多。实现滞后管的ZVS的条件为：+ （3-24）3.3实现ZVS的策略及副边占空比的丢失从上面的讨论中可以知道，超前管容易实现ZVS，而滞后管则要困难些。只要满足条件使滞后管能够实现ZVS，那么超前管就肯定可以实现ZVS。因此ZVSPWM三电平直流变换器实现ZVS的关键在于滞后管。滞后管实现ZVS的条件就是式(3-24)。由式(3-24)可以看出，要满足该条件，要么增加谐振电感，要么增加。1增加励磁电流对于一定的谐振电感，必须有一个最小的值来保证谐振电感中的能量能实现ZVS。另外根据参考文献增加励磁电流的办法来实现ZVS，实质上就是提高。由于增加了励磁电流，使得原边电流在负载电流的基础上多了一份励磁电流，因而增加了它的最大电流值，也使通态损耗加大。同时，励磁电流的增大，也增大了变压器损耗。因此在励磁电流的选取上，应充分考虑器件和变压器损耗。2增大谐振电感由于励磁电流与负载无关，因而在轻载时，变换器的效率很低。实现ZVS的另一种方式，就是增加谐振电感。在一定的负载范围内实现ZVS，可以知道一个最小的负载电流，根据这个电流，忽略励磁电流，可得到的最小值，再利用式(3-24)计算出所需的最小谐振电感。3副边占空比的丢失副边占空比的丢失是ZVSPWM三电平变换器中一个特有的现象。所谓副边占空比丢失，就是说副边的占空比小于原边的占空比，即：，其差值就是副边占空比丢失：= （3-25）副边占空比丢失的原因是：存在原边电流从正向(或负向)变化到负向(或正向)负载电流的时间。在这段时间里，虽然原边有正电压方波(或负电压方波)，但原边不足以提供负载电流，副边整流桥的所有二极管导通，负载处于续流状态，其两端电压为零。这样副边就丢失了这部分电压方波。在图3-5中，阴影部分就是副边丢失的电压方波，这部分时间与二分之一开关周期的比值就是副边的占空比丢失即：= （3-26）由于很小，可以忽略，同时根据式(3-15)、式(3-17)，上式可变为：= （3-27）从该式可以得到：越大，越大；负载越大，越大；越低，越大。的产生使减小，为了在负载上得到所要求的输出电压，就必须减小原副边的匝比。而匝比的减小，带来两个问题：原边的电流增加，开关管的电流峰值要增加，通态损耗加大；副边整流桥的耐压值要增加。为了减小提高，可以采用饱和电感的办法，就是将谐振电感改为饱和电感，但还是存在。3.4整流二极管的换流情况在ZVSPWM三电平变换器中，变压器在，时间里工作在短路状态，本节讨论在这个特殊的工作状态下整流二极管的换流情况。一般而言，输出整流电路有两种，另一种是四个整流二极管构成的全桥整流方式，另一种是两个整流二极管构成的双半波整流方式，全波整流方式。当输出电压比较高、输出电流比较小时，一般采用全桥整流方式。当输出电压比较低、输出电流比较大时，为了减小整流桥的通态损耗，提高变换器的效率，一般选用全波整流方式。无论采用何种整流方式，如果忽略励磁电流，变压器原副边的电压和电流关系为：=/K （3-28）=/K （3-29）图3-10是全波整流方式的电路图及其主要波形，图3-10 全波整流方式各个电流的参考方向如图所示，其中：= （3-30）= （3-31）在时刻，负载电流流经DR1。在，时段里，变压器原边电流减小，其副边绕组1的电流相减小，小于输出滤波电感电流，即，不足以提供负载电流。此时导通，由副边绕组2为负载提供不足部分的电流，即：+= （3-32）变压器原副边的电流关系为：+= （3-33）由式(3-30)(333)可以解出各个电流的表达式：=(+) （3-34）=() （3-35）=(+) （3-36）=() （3-37）根据式(3-36)和(3-37)，可以知道整流管的换流情况： ，时段，0，流过的电流大于流过的电流，即： （3-38） 时刻，0，两个整流管中流过的电流相等，均为负载电流的一半，即： =/2 （3-39） ，时段，0，中流过的电流小于中流过的电流，即： （3-40） 时刻，/2，中流过全部负载电流，的电流为零，即： = （3-41） =0 （3-42）此时，关断，承担全部负载电流，从而完成整流管的换流过程。3.5建模与仿真为了验证ZVS-PWM三电平直流变换器的工作原理，本节利用Matlab软件对ZVSPWM三电平变换器进行了建模，得出了相关的仿真结果。仿真所需的主要数据为：直流输入电压：=540V；变压器变比： K=1.5；谐振电感： 20H；输出滤波电感： 31H；输出滤波电容： 4.6F；开关频率： 100kHz。图3-11 ZVSPWM三电平直流变换器的仿真波形图3-11为变换器原边电压，变压器原边电流及整流后电压的仿真波形，从该图可以看出，当原边电流丛正方向上(或负方向)变化到负方向(或正方向)负载电流时，副边存在占空比丢失。分析可知，当滞后管(或)关断时，二极管提供续流。同时由的波形可以看出，在由/2降至零的过程中，大幅下降，进一步验证了理论分析结果。图3-11中超前管的驱动信号及漏、源极电压，该图表明，当超前管的漏、源极电压为零时，关断超前管，的寄生电容和的寄生电容的存在保证是零电压关断。超前管的情况亦然。同理可得，当滞后管的漏、源极电压降至零，其反并二极管导通时，开通滞后管。3.6本章小结本章主要讨论了移相控制PWM三电平直流变换电路的基本原理，主要包括换流过程和零电压开关的实现，得出以下结论：(1)控制策略采用移相控制方案，实现了零电压开关，因而减小开关损耗，利于提高开关频率，减小变换器的体积；(2)超前管实现ZVS的能量来自于滤波电感和谐振电感的能量，用来抽走将要开通的开关管结电容上的电荷，并给关断开关管的结电容充电，还要抽走关断的输出整流管的结电容上的电荷和变压器原边绕组电容上的电荷；(3)滞后管实现ZVS的能量来自于谐振电感的能量，用来抽走将要开通的开关管上的电荷，并给关断开关管的结电容充电，因为谐振电感远小于滤波电感值，所以超前管比滞后管容易实现零电压开关；(4)由于谐振电感串联于主回路中，副边存在占空比丢失；(5)副边整流电压存在尖峰，在整流二极管中有损耗；(6)在考虑输出整流管的结电容的情况下，当超前管关断时，原边电流有一个下降的过程；(7)在零状态中，两个整流二极管同时导通，而不是只有一个整流二极管导通。第四章PWM DC/DC三电平变换器的硬件系统设计在上一节中，主要讨论了PWM DC/DC三电平变换器的软开关技术。从本质上讲，无论是采用何种控制方式，无论是硬开通还是软开关ZVS，其不同之处只是在于变压器原边采用不同的拓扑，而其输入滤波电容、高频变压器、输出滤波电容和滤波电感的设计都是相同的。本文PWM DC/DC三电平变换器的控制方式采用移相控制方式，针对这种控制方式，Unitrode公司推出了UC3875集成芯片，在这一章中，将详细介绍它的使用方法。驱动电路是电源中一个十分重要的部分，MOSFET驱动电路的设计对提高MOSFET的工作频率具有举足轻重的作用，它对MOSEFT类电力电子设备的效率、可靠性、都用重要的影响。4.1移相控制电路的设计UC3875是美国Unitrode公司针对移相控制方案最近推出的PWM控制芯片。图4-1给出了它的内部结构图。它主要包括以下九个方面的功能：工作电源、基准电源、振荡器、锯齿波、误差放大器和软起动、移相控制信号发生电路、过流保护、死区时间设置、输出级。4.1.1 UC3875功能简介(1)工作电源UC3875的工作电源分为两个：(pin 11)和(pin lO)，其中是供给内部逻辑电路用，它对应于信号地GND(pin 20)；供给输出级用，它对应于电源地PWRGND(pinl2)。这两个工作电源应分别外接有相应的高频滤波电容，而且GND和PWRGND应该相联于一点以减小噪声干扰和减小直流压降。设有欠压锁定输出功能(UnderVoltage LockOut，简称UVLO)，当的电压低于UVLO门槛电压时，输出级信号全部为低电平，当高于UVLO门槛电压时，输出级才会开启，UC3875的UVLO门槛电压为10.75V。一般而言，最好高于12V，这样能保证芯片更好地工作。一般在3V以上时就能正常工作，在12V以上工作性能会更好。因此通常把和接到同一个12V的电压源上。(2)基准电源UC3875在l脚提供一个5V的精密基准电压源，它可为外部电路提供大约60mA的电流，内部设有短路保护电路。同时，也有UVLO功能，只有当达到4.75V时，芯片才正常工作。为了获得最佳的基准电压，在引脚1()和引脚20(GND)之间接入等效串联电阻与电感很小的0.1F的电容器。使用中，可以作为用户的给定或保护门槛的设定电源。图4-1 UC3875的内部结构图(3)振荡器芯片内有一个高速振荡器，在频率设置脚FREQ SET(pin 16)与信号地GND之间接一个电容和一个电阻可以设置振荡频率，从而设置输出级的开关频率。为了能让多个芯片并联工作，UC3875提供了时钟同步功能脚CLOCKSYNC(pinl7)。虽然每个芯片自身的振荡频率不同，但一旦它们联接起来，所有芯片都同步于最快的芯片，即所有芯片的振荡频率都变为最高的振荡频率。芯片也可同步于外部时钟信号，只要CLOCKSYNC接一个振荡频率高于芯片的外部时钟信号。如果CLOCKSYNC作为输出用，则它为外部电路提供一个时钟信号。(4)锯齿波斜率设置脚SLOPE(pinl8)与某一个取样电压之间接一个电阻只，为锯齿波脚RAMP(pinl9)提供一个电流为/的电流。在RAMP与信号地GND之间接一个电容，就决定了锯齿波的斜率：= (4-1)选定值和，就决定了锯齿波的幅值。如果取样电压接整流后直流电压的采样电压，就可实现输入电压前馈。一般在电压型调节方式中，直接接1脚的5V基准电压。RAMP是PWM比较器的一个输入端，PWM比较器的另一个输入端是误差放大器的输出端。在RAMP与PWM比较器的输入端之间有一个1.3V的偏置，因此适当地选择和的值，就可使误差放大器的输出电压不能超过锯齿波的幅值，从而实现最大占空比限制。(5)误差放大器和软启动误差放大器实际上是一个运算放大器，在电压型调节方式中，其同相E/A+(pin 4)一般接基准电压，反相端E/A(pin 3)一般接输出反馈电压，反相端E/A与输出端E/A OUT(COMP)(pin 2)之间接一个补偿网络，E/A OUT接到PWM比较器的一端。软启动功能脚SOFT-START(pin 6)与信号地GND之间接一个电容，通常为1F。，只要低于欠电压锁定门限值，SOFT-START(pin 6)将保持地电位或当电流检测端C/S(pin 5)电压高于2.5V时，SOFTSTART的电压被拉到0V。当上述两种情况均不存在时，SOFTSTART恢复正常工作。当SOFTSTART正常工作时，芯片内有一个9A的恒流源给充电，SOFTSTART的电压线性升高，最后达到4.8V。SOFTSTART在芯片内部与过误差放大器的输出相接，当误差放大器的输出电压低于SOFTSTART的电压时，误差放大器的输出电压被钳位在SOFTSTART的电压值。因此SOFTSTART工作时，输出级的移相角从0逐渐增加，使三电平变换器的脉宽从0开始慢慢增大，直到稳定工作，这样可以减小主功率开关管的开机冲击。(6)移相控制信号发生电路移相控制信号发生电路是UC3875的核心部分。振荡器产生的时钟信号经过D触发器(Toggle FF)2分频后，从D触发器的“”和“”得到两个180。互补的方波信号。这两个方波信号从OUTA和OUTB输出，延时电路为这两个方波信号设置死区。OUTA和OUTB与振荡时钟信号同步。PWM比较器将锯齿波和误差放大器的信号比较后，输出一个方波信号，这个信号与时钟信号经过“或非门”后送到RS触发器，RS触发器的输出“”和D触发器的“”运算后，得到两个180，互补的方波信号。这两个方波信号从OUTC和OUTD输出，延时电路为这两个方波信号设置死区。OUTC和OUTD分别领先于OUTB和OUTA一个移相角，移相角的大小决定于误差放大器的输出