数字式pwm可逆直流调速系统的设计.doc

电力拖动自动控制系统课程设计数字式PWM可逆直流调速系统设计一任务分析1.1 概述自从全控型电力电子器件问世以后，就出现了采用脉冲宽度调制的高频开关控制方式，形成了脉宽调制变换器直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统或直流PWM调速系统。与V-M系统相比，PWM系统在很多方面有较大的优越性：1）主电路线路简单，需用的功率器件少。2）开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。3）低速性能好，稳态精度高，调速范围宽，可达1：10000左右。4）若是与快速响应的电机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗干扰能力强。5）功率开关器件工作在开关状态，道通损耗小，当开关频率适中时，开关损耗也不大，因而装置效率高。6）直流电流采用不控整流时，电网功率因素比相控整流器高。由于有以上优点直流PWM系统应用日益广泛，特别是在中、小容量的高动态性能中，已完全取代了V-M系统。为达到更好的机械特性要求，一般直流电动机都是在闭环控制下运行。经常采用的闭环系统有转速负反馈和电流截止负反馈。1.2设计要求1、调速范围D=20，静差率S5%。在整个调速范围内要求转速无极、平滑可调；2、动态性能指标：电流环超调量 5%： 空载启动到额定转速时的转速超调量10%3、直流电动机的参数：直流电动机型号（KW）Z261额定容量（KW）40额定电压（V）300额定电流（A）148最大电流（A）296额定转速（rpm）910额定励磁电压0.61GD(kg m)1.0电动机电枢电阻Ra（）0.04电动机电枢电感la（Mh）2.05其它参数：名称数值整流侧内阻Rn（）0.046整流变压器漏感Lt（mH）0.75电抗器直流电阻Rh（）0.075电抗器电感Lh（mh）4二系统总体方案设计2.1数字控制双闭环直流调速系统原理根据设计任务要求整个系统原理如图1所示。采用了转速、电流双闭环控制结构，在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串级连接，及以转速调节器的输出作为电流调节器的的输入，再用电流调节器的输出作为PWM的控制电压。从闭环反馈结构上看，电流调节在里面，是内环，按典型型系统设计；转速调节环在外面，成为外环，按典型系统设计。为了获得良好的动、静品质，调节器采用PI调机器并对形同进行了校正。检测部分中，采用了霍尔片式检测装置（TA）对电流环进行检测，转速换则采用了光电码盘进行检测，达到了比较力量的检测效果。PWM采用8051单片机以及4858，4040共同实现，驱动电路采用了IR2110集成芯片，具有较强的驱动能力和保护功能。图1 数字式直流双闭环PWM调速系统原理图TGnASRACRU*n+-UnUiU*i+-UcTAVM+-UdIdUPEL-MTG转速、电流双闭环直流调速系统框图如图1-1所示。图1-1 转速、电流双闭环调速系统系统框图2.2桥式可逆PWM变换器的工作原理脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调节电机转速。桥式可逆PWM变换器电路如图4所示。这是电动机M两端电压的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。图4 桥式可逆PWM变换器电路双极式控制可逆PWM变换器的四个驱动电压波形如图5所示。图5 PWM变换器的驱动电压波形他们的关系是：。在一个开关周期内，当时，晶体管、饱和导通而、截止，这时。当时，、截止，但、不能立即导通，电枢电流经、续流，这时。在一个周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征，其电压、电流波形如图2所示。电动机的正反转体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，则的平均值为正，电动机正转，当正脉冲较窄时，则反转；如果正负脉冲相等，平均输出电压为零，则电动机停止。双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为如果定义占空比，电压系数则在双极式可逆变换器中调速时，p的可调范围为01相应的r=-11。当p0.5时，r为正，电动机正转；当p1.5I21.553.5/2=40.1(A) UR1.5U2=1.5120=254.52 (V)查表得取二极管型号为ZL063.2回路参数计算及元件选择3.2.1.交流侧过压过流保护再变压器副边并联电阻和电容，可以把变压器铁芯释放的磁场的能量转换为电场能量并储存再电容中，因为电容不可以使两端电压突变，所以可以达到抑制过电压的目的，而串入电阻的目的是为了在能量转换的过程中消耗一部分能量，从而防止因变压器漏感和并联电容构成的震荡回路再闭合时产生的过电压，抑制了LC回路出现震荡，电路图如下所示：其中，C和R的计算公式为C6i%S/U；R2.3*U/S*；其中，C和R的计算公式为C6i%S/U；R2.3*U/S*；在公式中：S变压器每相平均电压计算容量，单位VA U 变压器二次侧相电压有效值，单位 V I%变压器激磁电流百分数 U%变压器的短路比3.2.2直流侧的过压过流保护PWM变换器的直流电源由交流电网经不控的二极管整流器产生，并采用大电容滤波，以获得恒定的直流电压。由于电容容量较大，突加电源时相当于短路，势必产生很大的充电电流，容易损坏整流二极管，为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间传入电阻Rz，合上电源后，用延时开关将Rz短路，以免在运行中造成附加损耗。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电动机制动时只好对滤波电容充电，这式电容器两端电压升高称作“泵升电压”。为了限制泵升电压，用镇流电阻Rx消耗掉这些能量，在泵升电压达到允许值时接通。3.2.3快速熔断器短路保护为了防止由于电流过大而烧毁电力二极管，在二极管回路上加快速熔断器，在主回路中应加入熔断器。熔断器的作用：当电路发生故障或异常时，伴随着电流不断升高，可能损坏电路中的某些重要器件，也有可能烧毁电路甚至造成火灾。若安装熔断器，则熔断器就会在电流异常升高到一定高度的时候，自身熔断，切断电流，从而起到保护电路的作用。3.3 PWM生成电路PWM波可以由具有PWM输出的单片机通过编程来得以产生，也可以采用PWM专用要求过高，当他频率太低时，其产生的电磁噪声就比较大，在实际用用当中，当PWM频率在 180KHz左右时，效果最好。在本系统内，采用两片四位数值比较器4585和一片12位串行计数器4040组成了PWM信号发生电路。如下图所示：图5 PWM生成电路两片数值比较器4585，即如图生U2、U3、的A组接12位串行4040计数输出端Q2-Q9，而U2、U3的B组接到单片机的P1端口。只要改变P1端口的输出值，就可以使得PWM信号的占空比发生变化，从而进行调控控制。12位串行计数器4040的计数输入端CLK接到单片机C5晶振的震荡输出XTAL2。计数器4040每来8个脉冲，其输出Q2-Q9加1，当计数值小于或者等于单片机P1值X时，图中U2的（AB)输出端保持低电平，而当计数值大于单片机P1端口输出值X时，图中的U2的(AB)输出端保持高电平。随着计数值的增加，Q2-Q9由全1变为全“0”时，图中U2的（AB)端得到了PWM信号，它的占空比为（255-X/255*100%),那么只要改变X的数值,就可以相应的改变PWM信号的占空比，从而进行直流电机的转速控制。使用这个方法是，单片机只需要根据调整量输出X的值，而PWM信号由三片通用数字电生成，这样可以使得软件大大简化，同时也有利于单片机系统的正常的工作。由于单片机上电复位时P1端输出全为“1”，使得数值比较器4585的B组与P1端口相连，升速时P0端口输出X按一定规律减少，而降速时按一定规律增大。3.4 PWM功率放大驱动电路设计 该驱动电路采用了IR2110集成芯片，该集成电路具有较强的驱动能力和保护功能。3.4.1.芯片IR2110性能的特点：IR2110时一种双通道高压，高速的功率器件栅极驱动的单片式集成驱动器。它把驱动高压侧和低压侧MOSFET或IGBT所需的绝大部分功能集成在一个高性能的封装内，外接很少的分立元件就能提供极快的功耗，它的特点在于，将输入逻辑信号转换成同相低阻输出驱动信号，可以驱动同一桥臂的两路输出，驱动能力强，响应速度快，工作电压比较高，可以达到600V，其内设欠压封锁，成本低，易于调试。高压侧驱动采用外部自举电容上电，与其他驱动电路相比，它在设计上大大减少了驱动变压器和电容的数目，使得MOSFET和IGBT的驱动电路设计大为简化，而且它可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，还具有快速完整的保护功能。3.4.2 12IR2110的引脚图以及功能引脚1（L0)与引脚7（HO）：对应引脚12以及引脚10的两路驱动信号输出端，使用中，分别通过一电阻接主电路下上通道MOSFET的栅极，为了防止干扰，通常分别在引脚1与引脚2以及引脚7与引脚5之间并接一个10K的电阻。引脚2（COM）:下通道MOSFET驱动输出参考地端，使用中，与引脚13（Vss）直接相连，同时接主电路桥臂下通道MOSFET的源极。 引脚3（Vcc）：直接接用户提供的输出极电源的正极，并且通过一个较高品质的电容接引脚2。引脚5（Vs）：上通道MOSFET驱动信号输出参考地端，使用中，与主电路中上下通道被驱动MOSFET的源极相通。引脚6（Vb）：通过一阴极连接到该端阳极连接到引脚3的高反压快恢复二极管，与用户提供的输出极电源相连，对Vcc的参数要求为大于或等于-0.5V,而且小于或等于+20V。引脚9（VDD）：芯片输入级工作电源端，使用中，接用户为该芯片工作提供的高性能电源，为抗干扰，该端应通过一高性能去耦网络接地，该端可与引脚3 （Vcc）使用同一电源，也可以分开使用两个独立电源。引脚10（HIN)与引脚12（LIN）:驱动逆变中同桥臂上下两个功率MOS器件的驱动脉冲信号输入端。应用中，接用户脉冲形成部分的对应两路输出，对此两个信号的限制为Vss-0.5V至Vcc+0.5V，这里Vss与Vcc分别为连接到IR2110的引脚13（Vss）与引脚9（VDD）端的电压值。引脚11（SD）:保护信号输入端，当该引脚为高电平时，IR2110的输出信号全部被封锁，其对应的输出端恒为低电平，而当该端接低电平时，则IR2110的输出跟随引脚10与12而变化。引脚13（Vss）：芯片工作参考地端，使用中，直接与供电电源地端相连，所有去耦电容的一端应接该端，同时与引脚2直接相连。 引脚8、引脚14、引脚4：为空引脚。如下图所示：3.5 PWM控制H桥双极性主电路 从上面的原理可以看出，产生高压侧门极驱动电压的前提是低压侧必须有开关的动作，在高压侧截止期间低压侧必须导通，才能够给自举电容提供充电的通路。因此在这个电路中，Q1、Q4或者Q2、Q3是不可能持续、不间断的导通的。我们可以采取双PWM信号来控制直流电机的正转以及它的速度。 将IC1的HIN端与IC2的LIN端相连，而把IC1的LIN端与IC2的HIN端相连，这样就可以使得两片芯片所输出的信号恰好相反。 在HIN为高电平期间，Q1、Q4导通，在直流电机上加正向的工作电压。其具体的操作步骤如下： C1的L0为低电平和H0为高电平的时候，Q2截止，C1上的电压经过VB、IC内部电路和HO端家在Q4的山脊上，从而使得Q4导通。 电源经Q1至电动机的正极经过整个电流电机后再通过Q4到达零电位，完成整个的回路。此时直电机正转。 在HIN为低电平期间，LIN端输入高电平，Q2、Q3导通，在直流电机上加反向工作电压。具体操作如下： 当IC1的L0为高电平而H0为低电平的时候，Q2导通且Q1截止，此时Q2的漏极近乎于零电平，Vcc通过D1充电，为Q1的又一次导通做准备。同理可知，IC2的HO为高电平而L0为低电平，Q3导通且Q4截止，Q3的漏极近乎于零电平，刺死后Vcc通过D2向C3充电，为Q4的又一次导通作准备。 电源经Q3至电动机的负极经过整个直流电机后再通过Q2到达零电位，完成整个的回路。此时，直流电机反转。 因此电枢上的工作电压是双极性矩形脉冲波形，由于存在着机械惯性的缘故，由电机转向和转速时由矩形脉冲电压的平均值来决定的。 设PWM波的周期为T，HIN为高电平的时间为t1，这里忽略死区时间，那么LIN为高电平的时间就为T-t1。HIN信号的占空比为D=，从而达到了改变Vout的目的。D在0-1之间变化，因此在之间变化。如果我们连续改变那么便可实现电机正向的无级调速。当=5时，Vout=0，此时电机转速为0;当0.51时，Vout为正，电机正转；当=1时，Vout=V，电机正转全速运行。如下图所示：图6 PWM控制H桥双极性主电路四、控制回路的设计调节器的输出量总是正比于其输入量，而PI调节器则不然，其输出量在动态过程中决定于于输入量的积分，到达稳态时，输入为零，输出的稳态值与输入无关，而是由它后面环节的需要决定的。根据各调节器的给定与反馈值计算有关的反馈系数转速反馈系数 （11）电流反馈系数 （12）-IdLUd0Un+-+-UiACR1/RTl s+1RTmsU*iUcKs Tss+1Id1Ce+Eb T0is+11 T0is+1ASR1 T0ns+1a T0ns+1U*nn图7 双闭环调速系统的动态结构图4.1电流调节器电流调节器使电流紧紧跟随其给定电压（即外环调节器的输出量）变化。对电网电压的波动起及时抗扰的作用。在转速动态过程中，保证获得电机允许的最大电流，从而加快动态过程。由于电流检测中常常含有交流分量，为使其不影响调节器的输入，需加低通滤波4.1.1电流调节器的选择根据设计技术参数要求1、调速范围D=20，静差率S5%。再整个调速范围内要求转速无极、平滑可调，电流环超调量 5%，可用PI调节器，使电流环设计成典型系统4.1.2电流环的简化在图1-2虚线框内的电流环中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将给设计工作带来麻烦。实际中，对电流环来说，饭电动势是一个变化比较慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即E0.其中忽略反电动势对电流环的近似条件是 （13）式中 电流环开环频率特性的截止频率。如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改为，则电流环便等效成单位负反馈系统，如图13b所示，从这里可以看出两个滤波时间常数取值相同的方便之处。最后，由于和一般都比小得多，可以当作小惯性群而近似看作是一个惯性环节，其时间常数为 （14）则电流环结构框图最终简化成图13c所示。简化的近似条件为 （15）(a)(b)(c)图13电流环的动态结构框图及其简化(a)忽略反电动势的动态影响 (b)等效成单位负反馈(c)小惯性环节近似处理4.1.3电流调节器的设计典型型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成 （16）式中 电流调节器的比例系数； 电流调节器的超前时间常数。为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择 （17）则电流环的动态结构框图便成为图14所示的典型形式，其中 （18）图14 校正成典型型系统的电流环动态结构框图上述结果是在一系列假定条件下得到的，现将用过的假定条件归纳如下，以便具体设计时校验。（1） 电力电子变换器纯滞后的近似处理 （19）（2） 忽略反电动势变化对电流环的动态影响 （110）（3） 电流环小惯性群的近似处理 （111）4.1.4计算电流调节器参数平波电抗器的电感 Ld=5.45*Unom/Inom（2Lt+La）=12.06 其中Lt：整流变压器的漏感，0.75mH； La：电动机电枢电感，8.85mH；L=La+2Lt+Lh+Ld=8.85+2*0.75+4+12.06=26.41mHR=Ra+Rn+2Rh=0.476；Tl=26.41/0.476=0.055；电动机的时间常数Ce=（Un-InRa）/Nn=（220-53.5*0.28）/1500=0.137；电动机额定励磁的转矩电流比 Cm=30Ce/=1.3；Tm=9.8*=9.8*0.56*0.476/375*0.137*1.3=0.04s；整流时间常数Ts=0.0017s；电流滤波时间常数Toi=0.002s；T=Toi+Ts=0.0017+0.002=0.00375s；=U*im/Idim=10/53.5=0.187；=U*um/Nmax=10/1500=0.007；由设计要求知电流环的超调量5%；查表可得KT=0.5;T=Ti=0.00375s，=Tl则K=0.5/0.0037=135.1；由 得Ki=135.1*0.055*0.476/0.187*40=0.47；所求 4.1.5.电流参数的校验校验近似条件：电流环截止频率 校验PWM调压系统传递函数的近似条件是否满足。因为，所以满足近似条件。校验忽略反电动势对电流环影响的近似条件是否满足。现在，满足近似条件。校验小时间常数近似处理是否满足条件。现在，满足近似条件。按照上述参数，电流环满足动态设计指标要求和近似条件。4.1.6.电流调节器的实现 模拟式电流调节器电路如图4所示 U*i 为电流给定电压； bId 为电流负反馈电压； Uc 电力电子变换器的控制电压 电流调节器电路参数的计算公式： 图4 各电阻和电容值计算如下：Ri=KiRo=0.47*40=18.8KCi=i/Ri=0.055/（18.8*1000）=2.92FCoi=4Toi/Ro=4*0.002/（40*1000）=0.2F按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标满足设计要求。4.2转速调节器转速调节器是调速系统的主导调节器，它使转速n很快地跟随给定电压变化，稳态时可减小转速误差，如果采用PI调节器，则可实现无静差。它对负载变化起抗扰作用。其输出限幅值决定电机允许的最大电流。由于测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波。4.2.1电流环等效传递函数由校正后的电流结构框图可知 （117）忽略高次项，可降阶近似为 （118）近似条件为 （119）式中 转速环开环频率特性的截止频率。接入转速环内，电力换等效环节的输入量为，因此电流环在转速环中应等效为 （120）这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节。4.2.2转速调节器的结构选择把电流环的等效环节接入转速环后，整个转速控制系统的动态结构框图如图a所示。和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成，再把时间常数为和的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中 （121）则转速环结构框图可简化成图16b由于需要实现转速无静差，而且在后面已经有一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为 （122）式中 转速调节器的比例系数； 转速调节器的超其时间常数。（a）（b）（c）图16 转速环的动态结构框图及其简化（a）用等效环节代替电流环 （b）等效成单位负反馈系统和小惯性系统的近似处理 （c）校正后成为典型型系统这样，调速系统的开环传递函数为 不考虑负载扰动时，校正后的调速系统动态结构框图如图16c所示。4.2.3.转速调节器的参数计算电流环时间常数1/K。由电流环设计可知KT=0.5，则 1/K=2T=2*0.0037=0.0074；转速滤波时间常数Tom。根据所用测速发电机纹波情况，取Ton=0.01s转速时间常数T=1/K+Ton=0.0074+0.01s=0.0171s按跟随和抗扰性能都好的原则，取h=5，则ASR的超前时间常数为 =h T=5*0.0174=0.087s由 得 Kn=396.4Kn=10.6=4.2.4转速参数的校验校验近似条件：转速环截止频率=Kn=396.4*0.087=34.5s电流环传递函数简化条件为 =63.7 s满足条件；转速环的小时间常数近似处理条件为 =38.7 s满足条件；4.2.5转速调节器的实现含给定滤波和反馈滤波的PI型转速调节器的原理图如图17所示，图中为转速给定电压，为转速负反馈电压，调节器的输出是电流调节器的给定电压 。图17含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器与电流调节器相似，转身调节器参数与电阻、电容值的关系为 参考文献 5孙立志.PWM与数字化电动机控制技术应用.北京.中国电力出版社，2008 1 陈伯时.电力拖动自动控制系统.第3版.北京：机械工业出版社，2003.72 王兆安，黄俊.电力电子技术.第4版.北京：机械工业出版社，2007.73 张东力,陈丽兰,仲伟峰.直流拖动控制系统.北京：机械工业出版社，19994 杨荫福，段善旭，朝泽云.电力电子装置及系统.北京：清华大学出版社，20065 李荣生.电气传动控制系统设计指导.北京:机械工业出版社，20046周渊深.交直流调速系统与MATLAB仿真.北京:中国电力出版社 ,2007感想A这次课程设计历时一周，在整整一个星期的日子里，可以说得是苦多于甜，但是可以学到很多很多的东西，同时不仅可以巩固了以前所学过的知识，而且学到了很多在书本上所没有学到过的知识。经过这次课程设计我感受颇多。在正式进行设计之前，我参考了一些网上的资料，通过对这些设计方案来开拓自己的思路，最后终于有了自