（光学专业论文）前馈线性放大器的研究与实验.pdf

摘要 摘要 本文分析了前馈功率放大系统的工作原理，得到了影响环路抑制的参量：幅 度、相位、延时，其中，延时参量是关注的重点 对前馈系统中的各个单元模块进行设计、测试、分析，得到每个单元三个参 量在工作频带内的具体数值，以及三个参量之间的关系和对整体传输特性的影 响。重点讨论了相位与延时之间存在的非线性关系以及对系统传输特性的影响。 在单元实验的基础上，进行前馈环路连接试验，实现对功率放大器非线性产 物的抑制。通过前馈环路实验验证了前馈系统中三个参量对环路抑制的不同作 用。找到了前馈系统调节的有效调节方法。 单元实验以及环路实验得到的基础数据，对今后的具体设计、实验有着重要 的指导意义。 关键词前馈；延时；反射；微带线；非线性抑制 北京工业太学理学硕士学位论文 a b s t r a c t t h e t h e o r yo fc a n c e l l a t i o nl o o p s ，w h i c hc o n s t i t u t et h ef e e d f o r w a r dp o w e ra m p l i f y s y s t e m ，w a sg i v e n t h ea m p l i t u d e ，p h a s e ，d e l a ya r ei m p o r t a n tp a r a m e t e r st oa f f e c tt h e c a n c e l l a t i o nl o o p s ，e s p e c i a l l yt h ed e l a yp a r a m e t e r t h e d e s i g n , t e s t i n ga n da n a l y s ea b o u te v e r yc e l l so ft h ef e e d f o r w a r ds y s t e mw e r e d e s c r i b e di nt h i sp a p e r t h ep a r a m e t e r si nt h eo p e r a t i n gb a n d ，r e l a t i o nb e t w e e nt h e t h r e eo n e sa n dt h ee 疗b c to na l lt r a n s m i s s i o nc h a r a c t e r i s t i c sw e r eo b t a i n e dt h e n o n l i n e a rr e l a t i o nb e t w e e nt h ep h a s e & d e l a yw a sd i s c u s s e dm a i n l ya sw e l la st h e e f f e c tt ot h et r a n s m i s s i o nc h a r a c t e r i s t i c o nt h eb a s i so ft h ec e l le x p e r i m e n t s ，t h ee x p e r i m e n to ff e e d f o r w a r ds y s t e mw a s o p e r a t e d ，a n dt h ec a n c e l l a t i o no fn o n l i n e a ro u t p u to fp o w e ra m p l i f i e rw a sr e a l i z e d w i t h t h ef e e d f o r w a r dl o o p sc o n n e c t i o ne x p e r i m e n t ，t h ed i f f e r e n te f f e c t so ft h r e e p a r a m e t e r so nl o o p sc a n c e l l a t i o nw e r ev a l i d a t e d t h ev a l i da d j u s tm e a s u r ew a sf o u n d t h eb a s i cd a t at e s t e di nc e l l sa n dt h el o o p se x p e r i m e n t sa r es i g n i f i c a t i v ei na c t u a l d e s i g n sa n de x p e r i m e n t sf o rt h ef u t u r e k e yw o r d sf e e d f o r w a r d ；d e l a y ；r e f l e c t i o n ；m i c r o s t r i p ；n o n l i n e a rc a n c e l l a t i o n 独创性声明 本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研 究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他 人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得北京工业大学或其它教育机构 的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均 已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 关于论文使用授权的说明 本人完全了解北京工业大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权 保留送交论文的复印件，允许论文被查阅和借阅；学校可以公布论文的全部或部 分内容，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。 ( 保密的论文在解密后应遵守此规定) 签名：j 璧乏二整导师签名： 黛醯嘶趔 第1 章绪论 第1 章绪论 在现代移动通信系统中，地面蜂窝系统及p c n ( 个人通信系统) 基站由于受 到服务半径的要求，必须保证一定范围的信号覆盖，为此通常使用功率放大器来 进行信号放大，放大器的失真产物一定要很小，以保证通信质量“1 。移动通信的 快速发展，促进了近年来对高线性功率放大器的研究”1 。 a 类放大器的线性度最好。3 ，但电源效率最低，由于它只有工作在低于l d b 压缩点7 一1 0d b m 的地方，才能够达到4 0 一 5 5 d b c 的载波一互调比，由此进一步限制了功率放 大器的电源效率。如果采用b 类、c 类或a b 类 功率放大器，由于这些放大器工作在非线性段“3 ， 必然会出现组合频率产物，造成对信道的干扰，图1 - 1 静态特性曲线 f i g u r e1 1s t a t i c 概t e r i s t i cc u r v e 并且难以达到3 g p p 规范规定的频谱辐射屏蔽 一 ( s p e c t r u me m i s s i o nm a s k ) 要求“1 。如图1 1 、表1 - 1 所示。 表卜1放大器工作模式比较 t a b l e1 1t h ee o m p a r i s o no fa m p l i f i e r ss t a t e s a 类b 、c 类 优点缺点优点缺点 线性度好电源效率低电源效率高线性度差 ( 无组合频率干扰)( 出现组合频率干扰) 为了尽量提高系统效率，降低供电系统的能量消耗( 这一点在移动通信的 便携端和卫星通信中显得尤为重要) ，同时提高功率放大器对失真产物的抑制， 可以通过设计合理的外部电路，使已有的高功率放大器( a b 或c 类) 获得线性 化输出。 目前，功率放大器线性化方法主要包括：负反馈技术、预失真技术和前馈技 术。三种方法对功率放大器的失真，尤其是互调失真，有不同程度的改善。见表 1 _ 2e “。 北京工业大学理学硕士学位论文 表卜2不同线性化方法对互调失真的改善 t a b l e1 2t h ei n t e r m o d u 】a t i 0 1 1d is t o t t i o f li m p r o v e m e n to fd i f f e r e n t1 i n e ar iz a t i o t i s 线性化方法互调失真改善 负反馈技术 1 0 15 d b 预失真技术 1 0 - 2 0 d b 前馈技术 2 5 - 4 0 d b 此外，还出现了由于d s p 技术的发展而出现的数字预失真技术等”。前馈 线性化技术是极具吸引力的技术之一其优点是：( 1 ) 可以大大改善功放的线性 度；( 2 ) 它不损失器件的增益和增益带宽；( 3 ) 其第二个辅助放大器仅处理误差信 号，所以是低功率和低噪声，这导致总噪声性能的改善；( 4 ) 它是无条件稳定的 电路，因此前馈法在线性功率放大器中被迅速采用和发展。因为它可以在较宽的 频带内实现有效抑制非线性失真产物，更适合动态信道分配的需要。蜂窝系统的 带宽一般要求大于3 0 m h z ，使用前馈技术的宽带线性放大器，就可以避免使用 高功率有耗功率合成器，及大量的单通道放大器，提高了系统功效。同时，经前 馈线性化处理的a b ( 或c ) 类功率放大器，其信号的非线性失真远小于a 类放 大器”。 应用前馈技术不仅可以大大的提高蜂窝系统多通道的性能，且免去了复杂 的滤波器，具有良好的应用前景和实际经济效益近来它逐渐成为放大器线性化 研究的主流发展方向。 理论上，前馈线性化可以用于宽带，并可以得到很好的抑制失真性能，但 在实际应用中，特别是在宽带应用和需要大动态范围时，前馈系统所要求的抑制 环路的相位、延迟、幅度平衡很难精确获得，且对环境温度的变化和器件老化很 敏感，从而限制了实际应用中前馈放大系统的性能同时前馈系统相对其它线性 化方法电路结构又比较复杂，因此，尽管前馈技术的思想早在上个世纪七十年代 就已经提出，但是其发展却远远落后于预失真补偿等技术。 直至近几年来，随着移动通信的广泛应用和飞速发展，以码分多址 ( c d m a ) 技术为基础的25 g 和3 g 通信技术迅速进入应用领域，对线性放大 技术提出了更高的带宽要求；与此同时，电子器件制造技术的不断进步，测量手 第1 章绪论 段的不断完善，使得实现前馈线性化技术所要求的精确控制相位、延迟、幅度平 衡成为可能，带动了对前馈放大系统的研究与开发。 国外已有多家公司从事前馈线性放大器的开发性研究，并应用于c d m a 产 品，主要指标集中于失真抑制度”l 、效率、稳定性。大都采用自适应技术，用微 处理器技术( d s p 技术等) 来提高前馈系统的稳定性”l ；主放大器采用较为复杂 的电路结构( d o h e r t y 放大器) ”1 ，或采用f 类工作模式，以提高前馈系统的效 率”3 。这些都使得前馈系统更加复杂，同时提高了系统的造价。目前还没有发现 有关于前馈系统各硬件网络具体参数指标的实验分析报告。在前馈理论方面，都 在强调相位、幅度的关系，要求0 】8 0 度范围内相位要对准，幅度要一致，而忽 略了若干周期变化造成的时间延迟问题。而时间延迟在数字通信中是十分关键的 【101 在国内，关于前馈技术的文献已经有很多，但只是对前馈理论进行推导说 明，而且同样存在忽略时间延迟的问题虽然有前馈放大器实验结果的文献，但 还没有关于前馈放大器各网络单元的实验研究文献以及各网络参数之间关系的 分析文献。 本课题主要对线性功率放大器( l p a ) 进行了基础研究。但由于基站的发 射信号对功率放大器的增益有很高的要求，这就对前馈放大的有源放大部分提出 了很高的要求通常基站所需的功率增益太都在4 0 d b 以上，输入功率一般为 一1 0 d b m ，输出功率达到3 0 d b m 以上。本课题重点并不是在实现大功率增益，而 是要尽可能实现前馈线性化的方法和掌握各网络的重要指标参数以及彼此之间 的关系。所以，输人功率与通常通信系统( c d m a ) 基站功率放大器一样为一 1 0 d b m ，线性前馈放大器的增益设计为1 0 d b ，输出功率为0 d b m 。这样有利于前 馈线性化方法的分析。在此条件下，如果前馈系统得以很好的实现，并且有充足 的分析数据，将可以进行趸高增益的前馈系统实验并得到在高功率条件下各网络 的参数指标。 通过对已有前馈理论的分析，在8 7 0 m h z - - 8 8 0 m h z 频带宽度内( 中国联通 所使用的频段) ，设计一个线性前馈功率放大器，进行基础研究实验，掌握前馈 系统中各网络的结构功能、重要的指标和参数以及他们之间的关系。重点不仅是 要关注相位、幅度的一致，更加强调时间延迟与相位的关系；从硬件人手，得到 各网络详细参数指标，为以后的实验奠定基础；这样的设计可以降低系统结构的 北京工业大学理学硕士学位论文 复杂程度和制造成本，有利于前馈线性化方法的实现，同时降低前馈放大器的造 价。通过分析各参数指标之间的关系和实际实验结果，得到前馈系统有效的调整 办法。 第2 章前馈放大器的基本理论 第2 章前馈放大器的基本理论 2 1 失真的产生与抑制 实际的电路元器件按其特性可分为线性器件和非线性器件两大类，凡是其 传输特性可以表征为通过原点的直线的元件称为线性器件，否则为非线性器件。 信号的非线性失真正是由电路元器件的非线性引起的。如图2 一l 所示为丙类放大 图2 - 1 丙类放 f i g u r e2 - lc h a r a c t e r i s t i cc u r v eo fc l a s sca m p i f i e r 器非线性示意图。由于放大器输入端处于反偏置状态( v 。o ) ，输入波形只有一 部分处于放大器线性区，输出电流、电压就都产生了一定程度的失真。实际放大 器的传输特性是非线性的，其传输特性可用下式表示： e 。= t 。+ 2 。+ 如3 + k 4 e ；：t + = 岛p ： = i ( 2 - t ) 通常按照幂级数表示时，越高次项的系数越小，对器件的传输特性的影响越 小，一般仅考虑其前三项，即： e 。，= 七l p 。+ 七2 p ：+ t 3 p ： ( 2 2 ) 对于点频信号，二阶失真表现为正弦波波峰的伸长和波谷的压缩，三阶失真 表现为正弦波的波峰和波谷同时伸长或压缩。为了便于理论分析，现以三信号为 代表来说明。设瞬时输入电压为： e ，。= a c o s g + 口c o s b + c c o s c ，( 口b c ) 。 将其带入式( 2 - 2 ) ，利用三角公式得到输出信号如表2 - l ： 北京工业大学理学硕士学位论文 表2 - 1 三信号的三阶以内非线性失真 基波成分：k l e h = ；个基波成分，它们是线性放大 k l a c o s a + k l b c o s b + k l c c o s c 的结果，k 是放大器的线性增益 二阶失真产物：七：e 。2 = 三七：爿：+ 三七：口：+ 1 k ：c z 由于二阶失真产生的三个直流 2 2 2 成分，表现为平均电平的位移 + 女2 a b e o s ( a + b ) + k 2 a c e o s ( a c ) 六个“和差”成分，出现在输入 + 七2 b c c o s o c ) 信号二倍频率处 + 三 一2c o s 如+ l k ，b 2c o s 2 b + ! c 2c o s 2 c 三个二次谐波成分，出现在输入 2 。2 2 2 信号二倍频率处 三阶失真产物：如p ：= ；也c 。s 勃+ ；岛护c 。s 劲+ ；毛c 3 c 。衄 三个三次谐波成分，出现在输入 信号三倍频率处 + k 3 a 2 b c o s ( 2 a 6 ) + 丢k 3 a z cc o s ( 2 a c ) + 言岛砌c 。s a ) + j 3 k ，脚c 。s c ) 十二个互调失真产物 + ；屯c 2 爿c 。s ( 2 c n ) + ；心c 2 口c 。s ( 幻6 ) 一_ z + k 3 a b c c o s 0 6 c )四个三阶差拍成分 ) 影响基波振幅的三个产物，k ，为 + ；。3 4c o s a + 4 3 _ k 3 b 3c o s 6 + ；。3 c 3 c 。s c 负时，引起自身压缩；k ，为正时， 自身伸长 + a b 2 c o s a + ：3 _ k 2 c o sn 引起交调失真的六个成分，k ，为 + 3 2k 3 b a 2 c o s 3 2 k 3 b c 2 c o s6 负时，引起压缩交调；丘为正时， + 3 2 k ，c a 2 c o s c + 2 3 _ k 3 c b 2 c 。s c引起伸长交调 第2 章前馈放大器的基本理论 表2 - 1 中的非线性失真频率表示为组合频率干扰，这些频率的位置有可能出 现在工作频带内。 在窄带通信中通常用截取点法来衡量失真情况，因为截取点很容易测得。图 2 - 2 为典型放大器在不同输入功率下，输出功率及二阶、三阶失真产物电平。图 中a 点为l d b 压缩点，b 、c 分别是二阶截取点和三阶截取点。放大器的n 阶裁 图2 - 2 典型放大器的输入一输出功率特性 f i g u r e2 - 2 t h ep o w e rc h a r a c t e r i s t i cc u r v e o ft v o i c a la m ) l i f i e r 取点越高，其n 阶非线性失真 越小 由放大器的非线性特性， 产生的信号失真，在宽带通信 系统中有较大影响。而功率放 大器由于工作在非线性状态， 信号失真更为严重，因而在输 出的信号中，必定会掺杂因失 真而形成的额外信号。它们会 引起频谱扩展，形成邻频干 扰，降低信号质量。 因此，通常要求在发射器 和接收器中使用高线性放大 器，以便将失真降低到可以忍 受的程度。虽然 类放大器的 线性度较高，但是功率效率 低，能量耗散高。所以实际的功率放大器较少使用 类，而是通过设计合理的外 部电路使已有的高功效放大器( 如a b 类或c 类放大器) 线性化。 目前抑制非线性失真的方法主要有预失真补偿、反馈和前馈技术。 预失真补偿( p r e d is t o r t i o n ) 预失真线性化技术具有无条件稳定、易于实现等优点，目前应用较广泛，但 由于受到计算速率限制，带宽限制在1 2 个蜂窝信道，当用于处理模拟信号时， 准确性也受到限制。 反馈( f e e d b a c k ) 反馈线性化技术电路简单，但它是以牺牲有效能量和增益为代价的，违背了 北京工业大学理学硕士学位论文 系统优化设计的初衷。 前馈( f e e d f o r w a r d ) 2 2 前馈放大器工作原理 如图2 3 所示，前馈 放大器主要由“l o o p l ”、 “l o o p 2 ”两个环路组成。 “l o o p l ”是基波信号抑制 环路( 或称为求失真环 路) ，输入信号经耦合器1 分成两路：一路经主放大 器放大，由耦合器2 分出 壤基l 羹 图2 3 前馈放大器原理图 f i g u r e2 - 3 t h et h e o r yo ff e e d f o r w ar da m p lj f i e r 部分信号功率送至耦合器3 ；另一路作为参考信号，经延迟线1 适当延时，与第 一路信号同时到达耦合器3 ，并以基波信号彼此幅度相等，同时相位相反的方式 相互叠加抵消。主放大器作为功率放大器，工作在非线性状态，因而会产生明显 的非线性失真，即在输出的信号中，必定会掺杂因失真而形成的额外分量。l o o p l 通过抑制基波信号，提取由主放大器引入的失真分量。 l o o p 2 为抑制失真环路，由于误差放大器的输入电平比较低( 为放大器的失 真产物) ，属于a 类工作状态，其产生的非线性失真很小，即误差放大器的传输 特性被设计成线性传输的。l o o p 2 的工作原理与l o o p l 相同，经误差放大器放大 后的失真分量，在耦合器4 处与主通道中的失真分量相互抵消，从而使输出信号 中失真分量被很好地抑制。 2 3 前馈放大器幅度、相位、延时的理论分析结果 由于前馈放大器的两个抑制环路，都是通过使两个幅度几乎相等而相位相反 的信号分量相抵消，来抑制特定的信号，实现抑制非线性失真分量的。所以两信 号分量间的幅度失配、相位失配、延迟失配都会直接影响前馈放大器的性能指标。 同时，它对器件容限、漂移、及当信道载波数变化引起的功率电乎的变化也很敏 感“。 第2 章前馈放大器的基本理论 图2 4 抑制环路简化模型 f i g u r e2 - 4t h es i m p l i f i e dm o d e lo f c a n c e l l a t i o nl o o p 将抑制环路简化，讨论两信号 分量间的幅度失配、相位失配、延 迟失配对单环抑制能力的影响。 若用无耗传输线代替延迟线， 并设其它器件无延迟作用，则可将 前馈放大系统的任意一个抑制环 路用图2 4 的简化模型表示。同时假设，图2 4 中上下支路的信号无反射传输； 上下支路间完全隔离，仅在抑制环的输出端输出信号。 图中：听= v 。c o s ( 2 n f , t - f l ；，l + ) ( 2 - 3 ) = 0 0 圪一。) c o s ( 2 9 , t 一声；z ：+ 1 8 0 。+ 庐口。，) ( 2 4 ) 其中：。某信号频率； 吃信号k 的幅度； 圪一。和目。，分别为两支路信号间的幅度差及相位差： f 1 、i z 为两支路传输线的物理长度； 反在频率在正处传输线相移常数； 信号嵋的初相位。 抑制环输出的归一化平均功率为：鼻h + 心l 。= 专眠+ _ ) 2 硪 ( 2 5 ) 为了定性讨论，定义抑制环路的抑制性能c p ( c a n c e l l a t i o np e r f o r m a n c e ) 为： c p ( 船) = - l o l g 笺鬻器，c p ( d b 蒯、( 绝对值黼，环 路的抑制效果越好。 则图2 - 4 中抑制环路的c p 为： v ：， c p ( a b ) = 一1 0 l g = l o l 9 4 + 口2 2 以傩慨“一，：) 1 ) ( 2 6 ) 其中笃 ( 2 7 ) 通过对抑制环路模型相位、幅度、延时的数学分析，以及m a t l a b 仿真，得 北京工业大学理学硕士学位论文 到这样的结果“1 ： 两路信号时间对准、幅度相等、相位刚好相差1 8 0 。，是环路的抑制效果最 佳状态。幅度失配、相位失配、延迟失配对线性化环路抑制性能c p 及线性化带 宽都有影响。其中，相位失配决定了环路的中心频率；幅度失配影响环路中心频 率处的抑制度。要获得一个很好的c p 及线性带宽时，就要使得两路信号幅度、 相位、延时满足无失配条件。用类似的方法，也可以得到幅度、相位、延时对整 体前馈环路的影响，结果与单环路相似，再此就不再论述，实际电路调试中会涉 及。 总之，幅度、相位、延时对于前馈系统来说是非常总要的三个调节参数。所 以要实现前馈系统的有效调节和输出，要得到系统中每个单元的幅度、相位、延 时的量化关系。 2 4 延时及群延时 群延时被定义为给定频率带宽范围内信号通过被测网络时，所用通过时间的 度量值。如果这是一个很好的线性网络，那么相位与带内频率之间应为一线性关 系，如图2 5 中虚线所示。但通常情况下，被测网络都是非线性的，当信号的频 率发生变化时，网络响应会产生偏移相位，即出现高次项产物，导致相位与频率 之间的线性关系发生变化， 2 0 0 如图2 5 中实线所示。虽然 1 5 0 络的电长度特征，描述的是 一2 0 0 宽频带内信号传输时间的平 均值，即宽频带信号的平均 传输时间。 图2 - 5 中，高阶分量是 指不同频率的传输时间的变化率， 6 0 07 0 u8 0 09 删 1 0 0 01 1 0 0 1 2 0 01 3 0 0 f ( 1 i i t z ) 图2 - 5 移相网络群延时响应 f i g u r e2 - 5t h eg r o u pd e l a yr e s p o n s eo fp h a s e s hif t e rn e t w o r k 及信源信号的失真度。由此定义群延时( f 。) 印 0 锄 l l l 啷一日二厶 但非与 。网 ，种位的测的这相考被 续 ，内参了连的带为明是性以系说系线是关量 关是化性化 化再变线变变不的的个 个经性率这这已线频而 第2 章前馈放大器的基本理论 f 。= 一d f a d c o ( 2 - 8 ) 可见，群延时是给定带宽条件下，相位变化斜率的相反数。如果一个被测网络线 性度良好，则在给定带宽内，延时应为一个恒定值。对于点频来说，不存在群延 时响应，只有延时参量但通常的工作状态和测量是在一定带宽条件下进行的， 所以一般所说的延时为群延时量。对于长延时网络，r 。有着重要的意义，不同 频率下的r 。意味着相位偏差及群延时偏差“2 。“。 当频带不断加宽时，f ，会减小，即平均值逐渐逼近线性量。而频带变窄时， f 。会增加。为了能够较好的测得f 。，通常可以将测量频段适当变宽，使得f 。的 变化更加平缓，同时可以利用平均值和平滑曲线的方法来测量。 在前馈系统中，群延时量非常重要，对系统的宽带响应有着直接的影响。 2 5 前馈系统的增益分析 在前馈系统中，为了实现良好的线性输出，必须对环路信号的相位、幅度、 群延时进行调整，达到环路抑制要求。所以，系统中要有相应的调节单元，如图 2 - 6 所示。输入端、输出端采用功分器方式，目的是为了使得主信号通路与误差 信号通路得到很好的隔离效果。同时，在环路1 、2 中加人了对信号相位、幅度 进行调节的可调移相、可调衰减单元 1 2g l f l c ) p i n + ( 1 一c ) p n l ，2p i h 可调移相 伫 功率分配 1 1 2 p i n 可调衰减 定向耦合 可 延时线 1 2g i f i q f i t ) p i n + ( 1 c ) f j t ) p n 1 2 9 c p i n + c p n 环路2 c p 町2 一可调移相 图2 - 6 前馈放大器系统框图 f i g u r e2 - 6t h ed i a g r a mo ff e e d f o r w a r ds y s t e m ，o 埘 功率合l - 一 成2l 可调衰减 f 为定向耦合单元的耦合系数，为延时线插入损耗系数，g ，毋分别为主 单 荸 端 一线剐二埘 环 厂 北京工业大学理学硕士学位论文 放大和误差放大单元的放大倍数，假设幅度相位处于平衡状态( 即暂不考虑移 相器、衰减单元的作用) 。当输入信号为只。时，通过功率分配单元将输入信号分 为相等的两路，都为，彦只。一路经过移相单元由主放大单元放大，由于此单 元处于非线性工作状态，所以它的输出信号为_ 【力舒心+ 只( 只为非线性失真产 物) ，再经定向耦合单元分为两路：将其中一路为力g ，f 只。+ c 只，与环路1 另一支路信号进行叠加，提取失真信号，另一路为j 力g ，臼一只。+ 门一d 只， 经过延时线2 到达功率合成2 单元处，此时的信号为占，门一d 臼一刀 只。+ “一d 口一刀只。功率分配单元另一路信号经过环路l 的衰减单元、延时线到 达功率合成器1 的输入端，此时信号为1 2 仃一刀只。功率合成1 单元将两路信 号进行叠加，由于两路信号的主信号幅度、延时一致，相位相差1 8 0 。，所以输出 信号中只有失真信号，为纪，2 ，再经过误差放大单元，到达功率合成2 单元输 入端。由于误差放大单元工作在线性状态，所以其输出信号为( 函只2 。因为功 率合成2 单元的输人端两信号的失真信号部分幅度、延时一致，相位相差】8 0 。， 于是在输出端得到不失真的输出信号只。 根据功率合成单元1 、2 对输入信号的要求，可以得到一下的关系： 功章台双隼元、避：1 ，2 ( 1 一t ) p 帝1 ，2 9 ? c p 。g ? = l i d ，c 功率合成单元2 处：n c ) n 一 p ，= c g ：p o 2 ，9 2 = 2 n dn c ) c 前馈系统的增益凸 g = p 。t | p i = gl l l c ) 1 1 一t ) p l ，| p 。= g 。i l c ) l l t ) = ( 1 - t ) q c ) c 在理想状态下，两放大器的增益与延时线插入损耗、定向耦合器耦合系数密 切关；前馈系统的增益与两放大器的增益无关，与延时线插入损耗、定向耦合器 耦合系数相关。 第2 章前馈放大器的基本理论 2 6 本章小结 本章介绍了功率放大器失真产生的原因，由数学推导得出失真产物的具体表 象，从而提出前馈放大器进一步介绍了前馈系统的工作原理以及前人的理论分 析结果。讨论了前馈系统中一个重要参量一群延时，给出了它的定义以及物理 含义。最后分析得到理想前馈系统信号提取、抑制对放大器的要求以及影响前馈 系统总体增益的参数表达式这些为接下来的实验步骤提供了很好的理论依据。 北京工业大学理学硕士学位论文 第3 章前馈放大器环路单元试验 根据第二章的理论分析结果，本章要对87 0 m h z 一8 8 0 m h z 前馈系统各个单元模 块进行具体的电路实验，来得到它们对相位、幅度、群延时的影响，为前馈系统 整体连接实验提供可靠的依据。 3 1 功率分配、合成单元 3 1 1 功率分配、合成单元要求及实现方法 功率分配单元要实现将工作带宽( 8 7 0 8 8 0 m i t z ) 内的输入信号均等的分为两 路输出，输出信号的幅度、相位、群延时量要一致，两路输入要实现很好的隔离， 避免信号串扰，同时，为了便于连接，各个端口要实现与5 0 q 系统匹配。 实现功率分配、合成的方法有很多，这里只介绍两种，并通过比较选择一种 比较好的方法。 一种方法是利用4 ：1 传输线结构方式实现；另一种是微带线结构方式实现。 下面对这两种方法一一介绍 3 1 1 1 基于4 ：1 传输线阻抗变换结构 传输线阻抗变换器由同轴电缆构成，其结构如图3 - 1 中a ) 所示，原理图如 图3 - 1 中b ) 所示“”。 a ) 连接方式 b ) 等效原理 a ) t h ec o r m e e f i o nm o d eb ) t h ee q u i v a l e n tt h e o r y 图3 - 14 ：1 传输线阻抗变换 f i g u r e3 - 1t h e4 ：1tr a n s n l is s i o i l1i n ei m p e d a n c ec o l i v e r t o r 如果传输线的特征阻抗为3 端口负载阻抗的2 倍，则i 端口输入阻抗就为3 端口负载阻抗的4 倍，从而实现了l 端口到3 端口的4 ：1 阻抗变换。在此基础上， 如果信号源、传输线、负载按照图3 1 中a ) 所示的方式连接，就构成了功率合 第3 章前馈放大器环路单元实验 成器或功率二分配器当满足r 。：r 。( = r 。) ：r 。= l ：2 ：4 时，可以实现同相功率 合成或分配，且1 、2 端口之间相互隔离、各自独立。 这种传输线结构简单，在5 0 0 m h z 以下的通信系统中，可以有效地缩小体积， a ) 功率合成 b ) 功率分配 a ) p o w e rs y n t h e siz atio n b ) p o w e rd i s t r i b u t i o n 图3 - 2 功率合成、分配结构 f i g u r e3 2t h ep o w e j - s y n t h e s i z a t i o n d 1s t r i b u t i o nc o n f i g u r a t i o d 提高工艺可靠性。但是其工作参量对于更高的频率段，会有较大的误差。 3 1 1 2 徽带线 为了系统部件仿真试验的参数给定，这里对微带线基本理论做扼要说明。 微带线的结构有两种形式，如图3 - 3 所示。图中a ) 为标准开放式微带线 一。一 图3 - 3 微带线结构( 横截面) 7 a ) 开放式微带线b ) 屏蔽微带线 f i g u r e3 3 t h em i c r o s tr i ps tr u c t u r e a ) o p e nm i c r o s tr i pb ) s h i e l dm i e r o s t r i p b ) 为屏蔽微带线微带线是由介质基片和介质基片上的金属导体以及金属接地板 构成的。在图3 - 3a ) 中f 是介质基片上的金属导体带的厚度，为其宽度，导体 带常用导电率较高的材料如金、铜、银等。中间是介质基片，其厚度为打，介质 基片一般采用损耗小、介电常数较高、随温度和频率变化不明显、纯度和击穿强 度高、热传导性能好的材料，常用的有9 9 的氧化铝陶瓷、石英、蓝宝石、聚 四氟乙烯玻璃纤维等。介质基片的下一层为金属接地板。实际微带线在导体带和 北京工业大学理学硕士学位论文 接地板之间填充有介质，上方是空气，因此，这个系统不仅存在介质与导体的 分界面，而且还存在空气与导体、空气与介质的分界面。在这种混合介质系统中， 是不存在纯t e m 模的。根据电磁场理论，微带线中存在任何模式的电磁场除满足 麦克斯韦方程之外，同时还必须满足所有不同媒质分界面的边界条件。必须指出， 同在微带中传输的波在空气和介质基片中必须有相同的相位常数，否则不可能满 足其边界面上的边界条件。因为在介质区t e m ( 横电磁波) 波实现相位匹配是不 可能的。因为在介质区t e m 波的相速为c 居，而在空气中的相速是光速c ，因 、 此在空气与介质的分界面上对t e m 波实现相位匹配是不可能的。所以，在一般情 况下，微带线中不可能单独存在无色散的纯t e m 模式，而只能是一些具有色散性 质的波导模式和表面模式，称为混合模式，称为混合t e t m 模式。但是，当微 波频率较低，例如低于5 g h z ，且对于常规截面尺寸的微带线( 即r r h 为1 ) ，实 验表明，此时微带线中纵向场分 量比较弱，其场分布与纯t e m 模很相似，微带线实际的相速、 特征阻抗等基本参量和按纯 t e m 模计算的结果也十分接近。 但是，由于这种场分布与充满均 匀介质的双导线、同轴线和带状 线中的纯t e m 模略有差异，所以 i 一一乒一“、一、 图3 - 4 微带线传输的准t e m 模 f i g u r e34t h ep r e t e mm o d u l eo fm i c r o s t r i p 称为准t e m 模。严格地讲，准t e m 模是具有色散特性的，这是因为它有纵向场分 量的存在，只是较弱而已。在频率较低时，为了使微带线问题分析简单，又能适 合工程上的需要，通常把微带线中的t e m 模近似为纯t e m 模处理，起场分布如图 3 4 所示。 随着频率的升高，微带线中准t e m 模的纵向场分量的比重越来越大，色散现 象也越加显著。这里只讨论在较低微波频率范围内的传输特性，因为在这种情况 下，可以把微带线中的波近似地按纯t e m 模处理，采用准静态方法( 即近似于静 态方法) ，通过求微带线的分布参数来求其特性阻抗、相速及衰减常数等。 第3 章前馈放大器环路单元实验 ( 1 ) 相速蚱 假设实际微带线的特性阻抗、相速与某一等效微带线相同，而等效微带线填 充的介质是均匀的，且介电常数为。设等效微带线传输纯t e m 模的电磁波， 则相速聆为c s ，。，e r e 是有效相对介电常数：用准静态方法得到近似公式： 铲竿+ 丁8 r - 1 丽1 净， 从式( 3 1 ) 可知有效介电常数s ，。与频率无关，因此相速阼也与频率无关，即没 有色散效应，s 。的取值范围式1 。 s ，从而可得到： cc 万 霄“ 或 咋 介质层相对介电常数( e r ) 介质层相对磁导率( m u r ) 导体带电导率( c o n d ) 覆盖层厚度( h u ) 导体带厚度( t ) 介质层损耗因数( t a n d ) 导体带表面粗糙度 图3 7 电路板板材 f i g u r e3 - 7t h em a t e r i a lo f c i r c u i tb a n d 北京工业大学理学硕士学位论文 m 口w e sh r a m s 段 s t o l ， s t e p = 图3 - 8w i l l d n s o n 功率分配、合成器a d s 仿真原理图 f i g u r e3 - 8t h es i m u l a t i o nt h e o r yo f w i l k i n s o np o w e rs p l i t t e r 为了保证电路设计的准确性，在实际锖4 作电路板之前要进行仿真设计。这里 采用a g i l e n t 公司的a d v a n c e dd e s i g ns y s t e m ( a d s ) 仿真工具进行仿真。如图 3 8 所示为w i l k i n s o n 功率分配、合成器a d s 仿真原理图，其中必须给出介质数 据，即s u b l 的数据；以及工作频带，即s - p a r a m e t e r s 的数据。由于此次试验的 工作带宽设定在8 7 0 m h z - - 8 8 0 m h z ，属于射频段，介质应选用高频响应较好的材 料，这里选用了比较常用的聚四氟乙烯作为介质材料，其相对介电常数为4 5 ， 相对磁导率为l ，厚度为l m m ，导体带所用的材料为铜，其厚度为0 0 3 5 ，电导 率为5 8 8 e + 7 ，衰减常数为0 0 1 5 ，粗糙度为0 。这样就可以给据要求计算出微 带线的长度和宽度。由于忽略了微带线的色散效应，所以在计算其宽度和长度时， 取频率为8 7 5 m h z 。这样做在工程设计中是可以的。如图3 - 8 中所标注，每段微 带线都设定了宽度( 肋、长度( ) ，这些是根据w i l k i n s o n 功率分配、合成器的 宇、 第3 章前馈放大器环路单元实验 s 1 f 、 s 2 2 、3 3 l ( d e g o ：l 3 i 、1 3 f r e q m h z c ) ( d b ) - 3 1 3 7 4 1 8 7 08 7 28 7 48 7 68 7 88 8 0 f r e q m h z b 1 34 6 8 捌 3 4 6 8 4 e 一1 s 7 7 j 8 7 0盯28 7 4 8 7 68 7 88 8 0 s p 2s 户f r e qm h z d ) 图3 - 9a d s 仿真结果 a ) ：端口匹配参数；b ) ：传输幅度参数；c ) ：传输相位参数；d ) ：传输群时延参数 f i g u r e3 - 9a d ss i m u l a t i o nr e s u l t a ) ：m a t c h i n gp a r a n z e t e r s ；b ) ：t r a n s m i s s i o na m p l i t u d ep a r a m e l e r s ： c ) ：t r a n s m i s s i o np h a s ep a r a m e t e r s ；d ) ：t r a n s m i s s i o ng r o u pd e l a yp a r a m e t e r s 原理以及a d s 的优化设得来的，其数值与先前提到的1 _ 4 1 4 z o 是有一些差距的， 但差距并不大，主要是a d s 在优化时会考虑到一些实际的综合因素。同时，也考 虑到隔离电阻的放置和焊接。还必须给出a d s 仿真对象，也就是对那些参数进行 仿真的设定。这里要对s 参数进行仿真，所以给出s p l 、s p 2 参数，其中要设定频 带宽度，仿真步长等。p o r t l 、2 、3 放置系统终端t e r m l 、t e r m 2 、t e r m 3 ，阻抗 都为5 0 q 。仿真中的微带线结构包括以下几种：直通型、t 型、圆弧型、直角弯 曲型。 如图3 - 9 所示，分别给出了s 。的幅度( d 8 ) ，s a 。、，。的幅度( d b ) 、 相位( d e g ) 、群延时( s ) 。 从图3 - 9 ( a 中可以看出，w i i k i n s o n 功率分配、合成器的3 个端口的匹配特 性很好，般工程设计端口的匹配参数( s 。：，。) 小于一1 8 d b 即可，而由图3 - 9 a ) 啪啪 l 暑m 帆幻 ： j 让 怍 咋 郇 4 4 4 4 3 3