（信息与通信工程专业论文）扩频测距系统中的多径消除算法研究.pdf

国防科学技术大学研究生院学位论文 摘要 本文以某国防重点预研项目为应用背景，着重研究了其接收机中的多径消除技术。本 文分为三个主要部分： 第一部分分析了多径对扩频测距系统接收机码跟踪的影响机理。首先通过对多径信号 特性的分析得到存在多径时的接收信号模型，然后在对扩频测距系统的延迟锁定环路 ( d e l a yl o c kl o o p ) 工作原理的分析的基础上，阐明了多径存在时码跟踪环路产生误差的 机理。 第二部分通过对目前常用的多径消除技术进行分析与比较，选择了m e d l l 技术作为 接收机信号处理阶段的多径消除算法。本章首先对多径消除技术进行了分类，然后主要对 基于码跟踪环路的三种技术一窄相关( n a n d wc o r r e l a t o rs p a c i n g ) 技术、e l s ( e a d yl a t e s l o p e ) 技术和m e d l l ( m u l t i p a me s t i m a t i n gd e l a yl o c kl o 叩) 技术一进行原理分析和性 能仿真，从中选择m e d l l 技术作为接收机信号处理阶段的多径消除算法。 第三部分以m e d l l 技术在接收机中的实际实现为目标，对其算法流程、参数选择以 及硬件实现做了细致地分析。 关键词：扩频测距系统；多径：多路径效应；延迟锁定环；窄相关；e l s ；睢d l l ； 第1 页 国防科学技术大学研究生院学位论文 a b s t r a c t t m st h e s i ss t i l d i e st h em u l t i p a mm i t i g a t i o nt e c h m q u e si nt l l eb a c k g r o u n do fd e v e l o p i n g r e c e i v e r so fc e r t a i ni m p o r t 趾t 舶t i o n a ld c f b n c ep r c - r e a r c hp r o j e c t i tc o n s i s t so ft 1 1 r e em a i n p a n s ： i nt h ef i r s tp a n ，w ea 1 1 a l y s et h ee a 、e c to fm l l l t i p a t ho nc o d e - t m c k i i l gl o o p so ff c c e i v e r sm s p r e a d s p e c 饥u l l 胁l g i n gs y s t c m s f i r s i ，w ee s 协b l i s hm em o d e lo fr e c e i v e ds i 印a l s 、v i t l l 也e p r e s e n to fm u l t i p a t ht h r o u g ht h ep r e s e n t a t i o no fm u l t 主p a m sc h a r a c t e r s t h e l l ，w ea l l a l y 龇 t h e o d ro fd e l a yl o c kl 0 0 p ( d l l ) ，b 鹪e do nw h i c hw ed c r i v em et m c k i n ge r r o fo fd l lc 肌s e d b ym u l t i p a m i nt h es e c o n dp 础，s o m eo ft h em u l t i p a t l lm i t i g a t i o nt e c h i l i q u e s 耐d e l yu s e dp r e s e n t l ya r e a l l a l y s e d 觚dc o m p 眦d 埘me a c ho t l l e r ，劬mw l l i c hw es e l e c tm e d l l ( m u l t i p a m e s t i m a t i n gd e l a yl o c kl o o p ) t e c h n i q u ea st l l em u l t i p a t l lm m g a t i o na l g o r i l l l mi i ls c o p eo f s i g n a l p r o c e s s i n gi nt 1 1 er e c e i v e r s f i r s t ，w ec l a s s i f yt l l em u l t i p a t l lm i t i g a t i o nt e c l l i l i q u e si n t o f o u r c a t e g o r i e s ，a n dt h e nt h ep r e s e n 协廿o no fp r i n c i p l e s 趾ds i m u l a t i o no fp e r f b 衄a n c e sa r ed o n eo f t 1 1 r e ew i d e l y u s e dt e c h n i q u e so fm u l t i p a t l lm i t i g a t i o n ，w m c ha r eb a do nm ec o d et r a c k i i l gl o o p 谢mt l l ei m eo fn 娜w - c o 玎e l a c o r - s p a c i n gt e c l l n i q u e 、e l s a n yl a t es l o p e ) t e c h i l i q l l ea 1 1 d m e d l lt e c h l l i q u e f r o mt h ep r e s e n t a t i o na n ds i m u l a t i o n ，m em e d l l t e c h n i q u ei ss e l e c t e d 舔 t l l em u l t i p a t hm i t i g a t i o na l g 嘶t h r ni ns i g i l a lp r o c e s s i n g ss c o p e i nt h et l l i r dp a n ，a i m e da tt h ei m p l e m e n to fm e d l l t e c h n i q u ei n 也er e c e i v e r s ，w ea i l a l y s i s i nd e t a i li t sa l g o d t l l mn o w 、p a r 锄e t e rs e l e c t i n g 趾di m p l e m e n to nh a r d w a r e 1 【e yw o r d ：s p 仲a d - s p t r u mr a n g i n gs y s t 哪s ；m u l t i p a t h ；m u i t i p a t he f f e c t d d a yl o c k l o o p ；n a r r o w c o r r e i a t o r _ s p a c i n gt e c h n i q u e ；e l s ；m e d l l ； 第1 i 页 国防科学技术大学研究生院学位论文 图目录 图2 1 1 多径的产生3 图2 1 2 起伏地面造成的反射信号4 图2 1 _ 3 镜面多径模型5 图2 2 1 相干延迟锁定环接收机系统的一般形式7 图2 2 - 2 信号j ( f ) 时间延迟的准最佳跟踪系统7 图2 2 3 月 和d ( s ) 的示意图8 图2 2 4 相干超前一滞后环路9 图2 2 5 相干的超前一滞后延迟锁定环鉴别函数1 0 图2 2 6 非相干超前一滞后延迟锁定环路1 l 图2 2 7 非相干的超前一滞后延迟锁定环鉴别函数1 2 图2 3 1 存在多径时的伪随机码相关函数1 3 图2 3 2 多径存在条件下码跟踪环误差包络1 4 图3 2 。l 多径和有限带宽共同影响下相关峰的平滑与偏移1 7 图3 2 2 延迟锁定环路的相关间隔与带宽对跟踪误差的影响1 8 图3 2 3e l s 技术原理图( 无限带宽) 1 9 图3 2 4 窄相关、e l s 和m e d l l 技术性能比较( 忽略噪声影响) 1 9 图4 1 1m e d l l 算法流程图( m = 3 ) 2 4 图4 2 1 参数估计模块2 5 图4 2 2 鉴别函数d a c 的获得2 8 图4 2 3m e d l l 算法的几种鉴别函数形式2 9 图4 3 1m e d l l 算法估计信号数目对时延估计精度的影响3 l 图4 4 1 不同信道带宽条件下的基准相关函数3 3 图4 4 2 基准相关函数r ( r ) 的生成框图3 4 图4 5 1m e d l l 实现框图i 3 6 图4 5 _ 2m e d l l 实现框图i i 3 7 图4 6 1 某接收机样机3 7 第1 i i 页 国防科学技术大学研究生院学位论文 图4 6 2 某接收机样机内部结构3 8 第1 v 页 国防科学技术大学研究生院学位论文 第一章绪论 1 1研究背景和意义 扩频通信( s p r e a ds p e c t r 啪c o r m l l n i c a t i o n ) 是将待传送的信息数据用伪随机编码( 扩 频序列：s p r e a d i n gs e q u e n c e ) 调制，实现频谱扩展后再进行传输，接收端则采取同样的编 码进行解调及相关处理，恢复原始信息数据【l 】。这种通信方式有着抗干扰和抗噪声性能好、 保密性强、可多址复用等优点，很多的导航定位系统，如美国的全球定位系统( g l o b a l p o s i t i o n i n gs y s t e m ，简称g p s ) 以及欧洲航天局正在开发中的“伽利略”( g a l i l e o ) 系统。 这类系统我们统称为“扩频测距系统( s p r e a d - s p e c 恤蛐r 矗g i n gs y s t e m ) ”。 近年来，各种扩频测距系统逐步建成和并日趋完善，除了确定位置、速度和时间这些 常规功能外，还能够完成动态平台的姿态和航向测定、测定大型空间构架的挠曲以及提供 精密的进近和着陆引导【2 1 。后面的一些应用场合要求有很高的实时精度。但是，在实现这 些应用时在技术上面临着一大障碍，这就是多路径效应。 多路径效应是由于反射和绕射引起的。它使信号经由多条路径到达接收机。由于多路 径信号的存在，接收机接收到的信号调制发生改变，从而导致码跟踪环路产生延时锁定误 差。 多路径误差和对流层误差、电离层误差、定轨误差一起成为制约扩频测距系统接收机 定位精度提高的重要误差来源。其中后三项为系统误差，可以通过差分系统或建模进行消 除。但多径干扰误差具有不同的特性，通过差分算法无法对其进行消除，而对不同天线位 置进行建模也是不切实际的陆【6 】。因此尽管早在二十世纪七十年代g p s ( g l o b a lp o s i t i o n i n g s y s t e m ) 的研制和论证阶段，多路径效应对扩频测距系统测量与定位的影响就被列为论证 因素之一，但是迄今为止，它仍然是一个国际上的研究热点和瓶颈问题。 在某国防重点预研项目的接收机( 以下简称“某接收机”) 中，多径消除技术同样是 制约系统性能提升的关键技术之一。本课题结合某国防重点预研项目，主要研究适用于某 接收机中的多径消除算法。 容： 1 2研究内容 本文正是在这样的背景下，主要开展针对某接收机多径消除模块的以下三方面的内 第l 页 垦堕型堂垫查盔主里壅兰堕堂垡丝苎 第二章多径的存在对扩频测距系统码跟踪的影响 2 1 1多径效应及其特性 2 1多径的特性与分类 扩频测距系统中，来自信号源的信号在其发射和传播过程中由于受到环境因素的影响 而导致接收信号中带入周围环境造成的反射或者绕射信号，这种信号畸变使接收信号的极 化方式和延迟发生变化，从而产生定位偏差甚至信号失锁，构成多径效应【1 2 】。多径信号的 产生原理如图2 1 1 所示，接收天线周围的建筑物、地面和水面等都可以是反射物。 图2 1 1 多径的产生 天线 多径效应属于偶然误差范畴，具有较强的地域性和时变性。 当接收机天线位于不同位景时，由于产生多径的场景是不同的，因此接收到多径一般 是不同的。这就是多径效应的地域性。这就决定了多径效应无法采用差分技术消除。 由于信号源与接收天线的相对位置时刻在变化，信号的入射角度也相应发生变化，因 而多径效应也是时变的。扩频测距系统一般采用卫星做信号源，若接收机位置是固定的， 卫星空间结构相对于观测点是依卫星的运行周期而重复的，因此产生多路径的场景也是重 复的。这直接导致多路径效应具有重复性。但是尽管如此，从信号分析的角度来说，多路 径效应序列并不能归结为一个确定的周期性信号，也不可能用某一模型来准确预测，因此 第3 页 国防科学技术大学研究生院学位论文 它应该属于随机信号1 12 1 。 2 1 2 多径信号的分类及模型 按照产生原理来分类，多径信号可分为镜面反射多径和漫反射多径。 同样的反射面，对于不同频率的信号而言可能产生漫反射也可能产生镜面反射。根据 瑞利准则：若反射面最大起伏程度研一s 坝1 6 s ) ，则地面可看做是光滑地面。其中 为 信号波长，为信号相对反射面的入射角【1 3 】，如图2 1 2 所示。 图2 1 2 起伏地面造成的反射信号 若反射面严重起伏不平，则其对信号的反射呈漫反射的情况，反之，则为镜面反射。 以g p s 信号为例，研究表明，接收天线附近的斜面、地面、和垂直面以及粗糙度小于2 。 的平面，都会使g p s 信号产生镜面反射【1 4 1 。漫反射信号是很多延迟的接收信号之和，则它 们可模型化为独立的随机反射，在两个极化方向上近似为高斯型分布，合成振幅为瑞利分 布。研究表明：漫反射的多路径信号往往表现为一个附加的低频噪声通道，对码跟踪的影 响很小【l5 1 。本文以下主要对镜面反射多径信号进行分析。 图2 1 3 是由镜面多径信号产生环境的模型。a 是反射面的倾角，当其取不同值时可代 表不同的反射环境( 如水平地面、海平面、垂直的建筑物、倾斜的山坡、屋顶等) ，c 是 接收机天线的相位中心，h 是c 到反射面的垂直距离。因信号源一般离地面较远，不同信 号入射路径可看做是平行的。占是入射信号的仰角。声是天线法向与水平面的夹角。则直 达信号与多径信号的相对天线法向的入射角分别为( 伊口) 和( 知邶1 l p ) 。 第4 页 国防科学技术大学研究生院学位论文 d h e c ts 蟾n a l 图2 1 3 镜面多径模型 m u h 咖ms 培1 1 a l 多径信号相对于直达信号的延迟距离为： 舭= 2 日s j n ( 口+ 口) ( 2 1 1 ) 因此多径信号相对于直达信号的时延为： f = 嘎= 2 肌m ( 舢嘭 ( 2 1 t 2 ) 其中c 是光速。由此引起的多径信号相对于直达信号的载波相位延迟为： 妒舭f + 4 = 4 桃m 城 ( 2 1 3 ) 其中o 、知分别是载波角频率和波长，毋是反射面的反射系数带来的相移。 由以上的讨论，我们可以看出由于传播路径不同，多径信号的时延和相位相对直达信 号而言都发生了变化，而且由于反射过程中一般会有能量衰减，多径信号相对直达信号的 幅度也会有变化，于是建立存在多径的接收信号模型如下： 设存在m 路多径信号时，接收信号可表示为： m ，( ，) = d f p ( f f f ) c 。s ( u o f + 妒i ) + h ( f ) ( 2 1 4 ) 仁o 其中氆、而，仍分别表示第f 路信号的幅度、时延、载波相位信息，f _ 0 代表直达信号；p ( f ) 为伪随机码，码片宽度为r ( = l c 妒) ，工= l l 咖是载波角频率；呱f ) 为高斯白噪声。 由于信号源相对于接收机的相位中心的运动，上式中的嘶、孙铆实际上都是时交的， 特别是伊，的变化会在载波频率之外增加一个小量，由此产生的频带扩展称为衰落带宽 第5 页 国防科学技术大学研究生院学位论文 副”】【1 6 】。在某接收机的测量环境中，由于接收机的位置固定，多径是缓慢变化的，因此在 本文以下的分析中，我们都假定q 、孙仇在我们处理的时间内是保持恒定不变的。 一般的，多路径信号具有以下特性【3 1 ； 1 ) 由于传播路径比较长，多径信号总是晚于直达信号而到达接收机； 2 ) 由于在反射过程中会有能量衰减，多径信号一般比直达信号功率低，除非直达信 号被遮蔽。 因此我们假设荜o 时，有露 硒，口l 勺o 。 2 2 延迟锁定环路 延迟锁定环路是扩频测距中的中心环节，用于扩频码的跟踪。多径对伪码测距的影响 主要表现为对码跟踪环路的影响。本节介绍两种延迟锁定环( d e l a yl o c kl 0 0 p ，简称d l l ) 结构：准最佳结构和超前一滞后结构。本节中的讨论虽然是用连续时间系统的形式给出， 但我们应该知道，在实际实现时，是采用数字信号形式的。 2 2 1 相干的准最佳延迟锁定环路 图2 2 1 是包含相干延迟锁定环路的接收机系统的一般形式。 假定不存在多径信号，则接收信号具有以下形式： r ( f ) = 印p ( r r o ) c o s 0 吖+ 蜘) + 砸)( 2 2 1 ) 符号定义同公式( 2 1 4 ) ，其中以( f ) 可用下式表示 ”( f ) = c ( ，) c o s ( 咖，+ 伊o ) + 以( r ) s i n 0 吣f + 蜘)( 2 2 2 ) 在图2 2 1 【2 1 中，假定载波恢复是完全精确的，即痧o = 矿o ，则低通滤波器的输出为： s ( ，) = o o p ( f f o ) + 胛c ( f )( 2 。2 3 ) 其中n 。( f ) = 。( f ) 。 跟踪信号p ( r 一7 0 ) 延迟的最佳跟踪系统可以用图2 2 2 来近似。假定真延迟fo 与其估 计值蠢足够接近，则p o r o ) 可以用泰勒级数展开如下式【2 1 ： 。2 p o 一7 0 ) 兰p ( ，一o ) + 占- p ( f 一o ) + 三- p ( f 一o ) + ( 2 2 4 ) 其中s = r o 一o ，即为延迟跟踪误差。 第6 页 国防科学技术大学研究生院学位论文 m ( f ) 兰一口o g 巧+ 玎j d ( f )( 2 2 1 1 ) 这样，对于较小的s 图2 2 2 中的低通滤波器产生了一个与延迟误差成线性关系的修 正量。利用这一修正量可以反馈控制数控振荡器n c 0 ，进而控制基准产生器产生的伪随机 码的相位，就可以使环路跟踪延迟了。 2 2 2 相干的超前一滞后延迟锁定环 准最佳延迟锬定环的基准信号是p n 码的微分，这在实际中很难实现。超前一滞后延 迟锁定环就很好地解决了这一问题。它使用两个基准信号：个超前基准信号( 又称之为 “早码”) j ( ，) = p ( 卜f o d 2 ) 和一个滞后基准信号( “晚码”) 虬( ，) = ，( f 一o + d 2 ) ，如 图2 2 4 所示【2 1 。 我们定义两基准信号的时间间隔d 为相关间隔。可以得到脚( ，) 的表达式； ( f ) = b o p ( f f o ) + ”。( f ) b ( f 一o d 2 ) 一p ( f 一o + d 2 ) 】f d ，p ， 兰口o 陬f d 2 ) 一r ( f + d 2 ) 】+ h 。( f ) p a ( f 一o ) l h ，p 。( 2 2 1 2 ) = d o d c ( s ) + ”。o ) p ( f 一0 1 ，o 。p 啦， 其中州= r ( s 蚴嘏0 + d 口) 为超前一滞后延迟锁定环路的鉴别器的特性，我们称之为鉴 另4 函数，p ( ，) = p ( f 一o d ，2 ) 一p ( f f o + d 2 ) 。 超前一滞后基准信号 图2 2 4 相干超前一滞后环路 第9 页 国防科学技术大学研究生院学位论文 图2 2 5 相干的超前一滞后延迟锁定环鉴别函数 当8 = 0 时，伪随机码的自相关函数足( ) 达到最大值，即峰值点，且无多径存在的情况 下r 0 ) 关于峰值左右对称( 见图2 2 3 所示) 。因此，忽略噪声的影响，当s = d 时，有r ( ，d 口) = r ( d 口) ，因此有p a c ( 0 ) = o ，且当一扰9 野坦时，仇c ( 是单调的( 如图2 2 5 所示) ，即： d a c ( s ) = d 盖c ( o ) f 当一d ，2 占d ，2 ( 2 2 1 3 ) 成为一个与延迟误差成线性关系的修正量，从而可以控制基准产生器产生的伪随机码的相 位，已达到本地码与接收码的同步。 由公式( 2 2 1 3 ) 还可以看出，相关间隔d 越大，鉴别函数的单调区间越宽，即具有越 强的初始捕获能力。 2 2 3 非相干的超前一滞后延迟锁定环 由于进入相干延迟锁定环路的信号先要经过载波恢复，上述讨论中我们假定载波恢复 足够精确。但是实际情况下载波相位跟踪误差不可避免地存在，载波跟踪过程中的跳周现 象甚至会导致d l l 的失锁，而且由于相位锁定环路( p l l ) 跟踪的是直达信号与多径信号 的复合信号，因此“相干”也就变成了与复合信号的相干。因而在实际应用中，相干跟踪 的性能是很脆弱的。采用非相干的延迟锁定环可以避免这一影响。非相干延迟锁定环路的 第1 0 页 国防科学技术大学研究生院学位论文 结构如图2 - 2 6 所示【2 1 。 非相干d l l 在有调制载波环境下工作，并且仅是用一个中频滤波器和一个平方率包络 检测器去取代了图2 2 4 中的低通滤波器。因此非相干d l l 的信噪比特性不如相干d l l 。 图2 2 6 非相干超前一滞后延迟锁定环路 上图中低通滤波器的输出m ( o 具有以下形式： 坍( f ) = 4 0 r ( s d 2 ) + h ( r ) p ( ，一o d 2 ) 】1 2 6 田i ，口拈+ 【4 0 只( f + d 2 ) + ”( r ) 。芦0 一o + d 2 ) 】1 2 自”l 车对i = 。0 2 r 2 ( s d 2 ) 一r 2 ( s + d 2 ) 】+ ”6 ( f ) = 。0 2 d a ( s ) + ( r ) ( 2 2 1 4 ) 其中d ( s ) ；尺2 忙一d 2 ) 一r 2 0 + d ，2 ) ，是非相干d l l 的鉴别函数。与相干的情况相同，上h c ( s ) 在扰9 剑2 的范围内也是单调的，因此也可以用来实现伪随机码的跟踪。 第1 1 页 国防科学技术大学研究生院学位论文 m ( s ) = 口f 月啦+ f ，一d 2 ) c o 纯一) ( 2 3 3 ) f - o 其中，矗是对直达信号的时延估计，s = 硒一f o ，巧= 弓一功；d 是早、晚码间的时间间隔( 相 关间隔) 。 将( 2 3 2 ) 、( 2 3 3 ) 两式相减得到鉴别函数： 吖 d c ( 占) = 拧e ( p ) 一r l ( s ) = 芝：口f c o s ( 竹一) 【凡( 占+ f i d ，2 ) 一只( 占一r + d ，2 ) 】 ( 2 3 4 ) 直达信日相关自文蜘 图2 3 1 存在多径时的伪随机码相关函数 关函羲 当不存在多径信号时，跟踪误差s 为零的位置对应鉴别函数的零值点。超前一滞后结 构的d l l 通过跟踪鉴别函数的零值点来跟踪直达信号的时延。但当多径存在时，相关函数 发生畸变( 如图2 _ 3 1 ) ，鉴别函数的零值点不再对应跟踪误差的零值，因此若令d 6 c ( 0 = 0 ， 对应的8 即为多径引入的跟踪误差。例如只存在一路多径信号( 扫1 ) 时的码跟踪误差如 下式所示： 垒! ! ! ! ! 蝤二丝2 吼口i + c o s ( 纯一纯) _ 兰_ c 。s ( 仍一纯) ， 2 嘞口l j ：i 考；兰( d ，z + r 一r - x2 口o l c o s ( 许一口，c ) 。 ” 0 0 f 1 气 气 o 厅 ，若r “矗f ( f m 姒) ) o 若r e ( 毫( f m 缸) ) = o 且i m ( 角( f m 舡) ) 敞联”一1 ) ，则保留全部h + l 路的估计结果，继续进行第玎+ 2 路信号的估计 及全部胛+ 2 路信号的循环优化，m 增加一：若艘烈n ) 艘足0 一1 ) ，舍弃当前全部行+ l 路的 估计结果，认为刀为合适的估计数目，最终采用估计厅路信号时的结果，即卅= n 。很明显， 这种估计余量的方法中存在计算量的浪费，而且每增加一路估计信号，计算量的增加接近 一倍，随着 的增大，计算量的递增尤为巨大。 综合比较两种肌的获取方法，可以看到两种方法各有利弊，但同时又是互补的，可以 同时使用两种方法：设定一个估计信号数目的上限值m 。，在m h 。的范围内，采用余 量估计的方法控制m 。这样既可以避免处理时间过长，又可以对估计信号数目做到实时的 控制，可以达到较好的估计效果，如图4 3 1 所示 4 4初始化数据的获取与检验。 m e d l l 算法的初始化数据包括基准相关函数r ( f ) 和鉴别函数i c ( s ) ，这两组数据是 在算法开始翦获取并固化到接收机中的。在4 2 2 中我们已经看到鉴别函数是依据基准相关 函数计算得到的，因此本节主要讨论基准相关函数的获取与检验。 4 4 1 基准相关函数的特性 理想的伪随机码基准相关函数是在没有多径和噪声干扰下获得的相关函数，其特性主 要与伪码特性和接收机的内部结构( 如信道带宽等) 有关。 由于扩频测距系统中采用不同的伪随机码来区分不同的用户，而不同的伪随机码有不 同的自相关函数。以1 0 阶g 0 1 d 码为例，在正负一个码片处，其归一化的基准相关函数的 第3 2 页 国防科学技术大学研究生院学位论文 取值可以是1 1 0 2 3 、6 3 1 0 2 3 或6 5 ，1 0 2 3 。 对于同一个伪随机码，接收机的内部结构不同，其相关函数也会发生变化。其中接收 机的信道带宽对相关函数的影响尤为明显。若信道无限宽时伪随机码的相关函数可以看作 是理想的尖三角形，只包含主瓣，则随着带宽的逐渐变窄，相关函数的主瓣逐渐变得平滑， 边缘会出现一些小的旁瓣( 吉布斯波纹) ，而且旁瓣峰值逐渐增大，如图4 4 1 所示。 图4 4 1 不同信道带宽条件下的基准相关函数 接收机结构对基准相关函数的影响还表现在：在实际测量环境中，由于接收机器件的 影响，接收信号中的伪随机码可能会发生部分的畸变，导致其与本地码间的相关函数不再 具有对称性。 由以上的分析，我们在进行基准相关函数的获取处理时需要注意以下几点： 基准相关函数与接收信号中的伪随机码一一对应。因此接收机如果可以处理不同 的用户信息，则需要获取对应不同伪随机码的基准相关函数； 基准相关函数与接收机一一对应。一旦更改接收机器件，基准相关函数应该重新 获取： 第3 3 页 国防科学技术犬学研究生院学位论文 有限带宽作用下的基准相关函数在主瓣之外包含有较长的拖尾( 旁瓣) ，因此如果 接收机带宽不同，应存储的基准相关函数长度也应该不同。但是距主瓣峰值点越远，旁瓣 的值越小。根据图4 4 1 的仿真，可以看出，当信道双边带宽b 降2 2 仃时，若| i 2 曲枷，则 r ( f ) = o ，因此基准相关函数可以只存储士2 曲扛艚之内的部分。 4 4 2 基准相关函数的获取 如前一节所述，基准相关函数是在无噪声和无多径的影响下得到的。但在实际测量环 境中，这两种干扰总是不可避免的。为使噪声的影响降低到可以忽略的程度，基准相关函 数可通过对接收机测量得到的相关函数做长时间( 百秒量级) 的平均得到的。在选择接收 机的放置地点时，应尽量使接收机放置在存在较少多径的地点，远离建筑物等反射物体。 基准相关函数的具体获取方法如图4 4 2 所示： 敷据处理模块 帝。兰p 旷 习竺 长 时 整 叫 掣 间 - 合 平 i 均 ， a 厂相母( f 化i ) j， ! 羔： i 山 f 时一f 一怂i ) 鉴崩函数l调节本地 计l 码韧相 图4 4 2 基准相关函数r ( 力的生成框图 图中接收信号经过下变频后与本地码做相关，本地共- ( ，+ 1 ) 个相关器，他们的时间 间隔固定，设为l ，初相可调。相关积累时间为乃，每次的累加结果还需经过d s p 中百 秒量级的长时间平均，以降低噪声影响，经过了相关累加和平均处理便得到了个基准相 关函数的样值。然后由d s p 控制调整相关器中本地码的初相，每次调整的步进为所要求的 基准相关函数相邻样值点间的时间间隔，设为l 。同样再经过相关累加和平均处理又得到 第3 4 页 国防科学技术大学研究生院学位论文 一组相关值。 重复以上步骤，直到得到的相关函数长度符合要求为止。整合起来就组成了我们所需 要的基准相关函数。 需要注意的是，每次调整本地码的初相，都必须要保证码跟踪环路处于正常跟踪的状 态下，因此相关函数的峰值不能移出| 个相关器组成的延迟窗口。这在一定程度上限制了 我们可以得到的基准相关函数的长度。 4 4 3 基准相关函数的检验 基准相关函数是决定算法精度的关键因素之一，在获取了基准相关函数的数据之后， 对其证确性进行检验是必须的。 检验的规则可以从相关函数的对称性出发。没有多径和噪声影响时的伪随机码相关函 数是关于其峰值左右对称的。但实际情况下，多径信号、噪声甚至是接收机器件的影响都 会导致相关函数的不对称。 如| j i 所述，多径信号的影响可以通过选址来削弱，而长时间的平均可以降低噪声作用， 但是这些影响都不能完全消除。鉴于这两方面的因素，我们可以对相关函数两侧的不对称 性采用门限判决法，当“不对称度”小于某一门限时，可以判定是对称的。关于“不对称 度”的定义及其门限设定还有待于下一步的深入研究。 另外接收机器件的影响是我们无法预知也无法排除的，因此我们需要在不同的地点进 行多次的观测，若每次都出现同样的不对称性，可判定是由于器件的影响。 4 5m e d l l 硬件实现框图 图4 5 1 给出了m e d l l 算法一般的硬件实现框斟1 0 1 。每个j 、q 通道都有a 砖岱+ 1 ) 个相关器，得到相关函数的个采样值。由于在捕获阶段合成相关函数峰值的粗略位置已 知，设置相关器组本地码的时间参数，以使大部分相关采样点落在相关函数峰值右侧，这 样可获得更多的多径信息，因为一般情况下多径信号时延大予直达信号。 经过m e d l l 模块的处理后，较为纯净的直达信号的相关函数送入码环和载波环，从 而可获得较高精度的时延和载波相位估计。 但是注意到m e d l l 由于采用了循环迭代的方法，处理一次数据的时间较长，采用图 4 5 1 的实现方式，会限制码环和载波环的处理速度，容易造成硬件的浪费。 图4 5 2 是改进的m e d l l 算法硬件实现框图。由于多径是缓慢变化的，m e d l l 模块 第3 s 页 国防科学技术犬学研究生院学位论文 可以离线操作。根据m e d l l 的结果修正后的相关函数送入码环和载波环。根据m e d l l 模块的输入是多径修正静的相关函数还是修正后的，可分为开环和闭环两种结构。 开环结构中，m e d l l 模块每隔r 时间运行一次( 在血内多径认为基本保持不变) ， 将估计得到的川路多径的参数信息保存下来，在此后的址时间内多径修正均可采用这组 估计值。由于修正后的相关函数会直接送入码环和载波环，因此要求每次的估计尽可能精 确。 闭环结构中，m e d l l 模块仍是每隔f 时间运行一次，但由于其输入为多径修正后的 相关函数，每次估计可只估计一至两路信号。将每次得到的多径信号参数信息整合后送入 多径修正模块，对后续输入的相关函数做更高精度地修正。环路稳定后，可达到较高的修 正精度。 需要注意的是，送入修正模块的多径时延信息应该是( t - f 口) ，而不是研，因为在f 时间内，直达信号以及多径信号的绝对时延发生了变化，而且它们相互间的相对时延可认 为是不变的。 图4 5 1m e d l l 实现框图i 第3 6 页 国防科学技术大学研究生院学位论文 图4 5 2m e d l l 实现框图i i 4 6实际实现 目前，m e d l l 算法已经在某国防重点预研项目接收机中得到应用，实现性能较好。 图4 6 1