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国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 摘 移动通信技术是现阶段通信研究中的重点，得到了越来越多人的关注。o f d m 技术凭借极强的对抗频率选择性衰落能力和极高的频谱利用效率成为4 ( 3 移动通 信系统的核心技术。它的基本思想是把调制在单载波上的高速串行数据流，分成 多路低速的数据流，调制到多个正交载波上并行传输，这样在传输时，虽然整个 信道是频率选择性衰落，但是各个子信道却是平坦衰落，有效对抗了多径效应， 同时由于各个子载波是正交的，极大提高了频谱效率。 本文研究的主要内容是把o f d m 技术应用到无线通信系统中，利用o f d m 技 术在对抗多径时延和频率选择性衰落上的优势，进行衰落信道条件下无线信号的 传输。 第一章概述，介绍移动通信的现状和发展，描述了o f d m 技术的基本思想， 给出了本文的基本内容。 第二章o f d m 的基本原理，详细阐述了o f d m 的原理和数学模型。 第三章o f d m 系统设计和仿真，根据具体的背景需求，设计了一个o f d m 传输系统，对o f d m 系统所采用的定时估计、频偏估计、信道估计的经典算法进 行了介绍，提出本文所采用的算法，并且进行了算法仿真和系统仿真。 第四章o f d m 传输系统的f p g a 实现，完成整个发送机、接收机的硬件设计。 主题词：o f d m ，无线通信，同步估计，信道估计，f p g a 第i 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 a b s t r a c t t h ew i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n t e c h n i q u e n o wb e c o m e st h e e m p h a s i s o f c o m m u n i c a t i o nr e s e a r c h ，a n dm o r ea n dm o r ep e o p l ef o c u so ni t t h em u l t i c a r r i e r t r a n s m i s s i o nk n o w na so f d mi sg o i n gt ob e c o m et h em o s ti m p o r t a n tt e c h n i q u eo f4 m g e n e r a t i o ns y s t e mf o ri t sr o b u s t n e s st om u l t i p a t hs e l e c t i v ef a d i n ga n dh i g hb a n d w i d t h e f f i c i e n c y i t sb a s i ci d e ai st od i v i d eag i v e nc h a n n e li n t om a n yp a r a l l e ls u b c h a n n e l so r s u b c a r r i e r s ，s ot h a tm u l t i p l es y m b o l sa r ei np a r r l l e l t h o u g ht h ew h o l ec h a n n e la p p e a r sa s f r e q u e n c y s e l e c t i v ef a d i n gc h a n n e l ，t h es u b c h a n n e l sa p p e a ra so r t h o g o n a ，p l a tf a d i n g c h a n n e l s t h em a i nc o n t e n to ft h i sp a p e ri st ou s et h eo f d mt e c h n o l o g yi nt h ew i r e l e s s c o m m u n i c a t i o ns y s t e n a t a k i n ga d v a n t a g eo fi t sr o b u s t n e s st o m u l t i p a t h s e l e c t i v e f a d i n g ，w ec a np r o c e s st h es i g n a lt r a n s m i t i o ni nf a d i n gc h a n n e l c h a p t e r1i n t r o d u c t i o n i nt h i sc h a p t e r ，w ef i r s ti n t r o d u c et h ep r e s e n ts i t u a t i o na n d d e v e l o p m e n to ft h em o b i l ec o m m u n i c a t i o n t h e nw ed e s c r i b et h eb a s i ct h o u g h to f o f d mt e c h n i q u e ，a n df i n a l l yg i v et h el i s to ft h ec o n t e n t c h a p t e r2 ，n l eb a s i cp r i n c i p l eo fo f d m i nt h i sc h a p t e r ，w ee l a b o r a t et h ep r i n c i p l e o fo f d ma n dt h em a t h e m a t i c sm o d e l c h a p t e r3o f d ms y s t e md e s i g na n ds i m u l a t i o n i nt b j sc h a p t e r ，w ef i r s td e s i g na n o f d mt r a n s m i t i o ns y s t e m ，a c c o r d i n gt ot h ed e t a i lb a c k g r o u n dn e e d s t h e nw eg i v ea i n t r o d u c t i o no fa r i t h m e t i c sf o rt i m i n gs y n c h r o n i z a t i o n ，f r e q u e n c ye s t i m a t i o na n dc h a n n e l e s t i m a t i o n a tl a s t ，w eg i v eas i m u l m i o no ft h ea r i t h m e t i c sa n ds y s t e m c h a p t e r4t h ef p g ai m p l e m e n t a t i o no fo f d mt r a n s m i t i o ns y s t e m i nt h i s c h a p t e rw ef o c o u so nt h ei m p l e m e n t a t i o no fo f d ms y s t e ma n dc o m p l e t et h ed e s i g no f t r a n s m i t e ra n dr e c e i v e r k e yw o r d s ：o f d m ，w i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n ，s y n c h r o n i z a t i o ne s t i m a t i o n ， c h a n n e le s t i m a t i o n f p g a 第i i 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 图2 1 图2 2 图2 3 图2 4 图2 5 图2 6 图2 7 图2 8 图2 9 图2 1 0 图2 1 1 图2 1 2 图2 1 3 图2 1 4 图2 1 5 图2 1 6 图2 1 7 图2 1 8 图2 1 9 图3 1 图3 2 图3 3 图3 4 图3 5 图3 6 图3 7 图3 8 图3 9 图3 1 0 图3 1l 图3 1 2 图3 1 3 图目录 o f d m 系统调制解调原理的示意图7 o f d m 信号正交性的频域解释示意图8 无循环前缀时产生符号间干扰和载波间干扰示意图9 循环前缀抗符号间干扰和载波间干扰示意图1 0 循环前缀示意图1 0 时延扩展超过循环前缀时对星座点的影响的仿真图1 1 时延超过循环前缀时对误码率的影响仿真图1 l o f d m 信号功率谱带外衰减仿真图13 加循环前缀和未加循环前缀o f d m 信号功率谱正交性示意图1 4 加窗后的o f d m 符号示意图1 4 不同子载波情况下p a r 概率函数仿真图。1 5 载波频率偏差对接收机影响示意图1 8 信号功率和噪声功率与频率偏差的关系仿真图1 9 o f d m 频偏与误码率关系的仿真图2 0 存在定时偏差时o f d m 符号星座点的仿真图2 1 不同子载波位置处信号功率和i c i 功率仿真图2 2 抽样间隔偏差对接收机的影响2 3 采用信道估计的o f d m 相干接收机示意图2 4 块状导频和梳状导频示意图2 5 o f d m 符号频域上的结构示意图。2 8 不同成型因子情况下o f d m 频谱仿真图2 8 o f d m 帧结构示意图3 0 o f d m 传输系统结构示意图3 1 能量检测算法抗频偏性能检测仿真图3 3 能量相关检测算法信号流程图3 4 相关能量比算法仿真图3 5 相关能量比改进算法仿真图3 5 短前导序列相关峰值平均符号定时估计算法仿真图3 8 利用前导序列进行相关示意图仿真图3 9 频偏对前导序列定时估计算法影响仿真3 9 信噪比对频偏估计中方差的影响仿真4 3 定时估计误差对频偏估计影响的仿真4 4 第1 v 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 图3 1 4 符号定时误差对频域整数倍频偏估计的影响仿真4 6 图3 1 5 不同信噪比对估计的影响仿真4 7 图3 1 6 不同整数倍频偏对估计的影响仿真4 8 固3 1 7 不同小数倍频偏对估计的影响仿真4 8 固3 1 8 不同信道对估计的影响仿真4 8 图3 1 9 剩余小数倍频偏对星座图影响的仿真4 9 图3 2 0 频域细频偏算法对星座图影响的仿真5 0 盈3 2 l导频点在时域和频域上的结构图5 1 图3 2 2 基于训练符号的时频估计算法的结构图5 2 图3 2 3 信道估计对成型滤波的影响的仿真5 3 图3 2 4 信道估计对定时偏差进行补偿的仿真5 4 图3 2 5 信道估计对采样定时偏差进行补偿的仿真5 4 图3 2 6 信道估计对信道频率响应的估计的仿真5 4 图3 2 7 成型因子对系统误码率影响的仿真5 5 图3 2 8 频偏对系统误码率影响的仿真5 5 图3 2 9 采样定时偏差对系统误码率影响的仿真5 6 图3 3 0 信道编译码对系统误码率影响的仿真5 6 图4 1硬件平台电路板结构图5 7 图4 2 发射端结构图5 9 图4 3 加扰模块工作原理图6 0 图4 4 卷积编码结构图6 0 图4 5 块交织原理图6 1 图4 6 块交织硬件实现结构图6 l 图4 7 格雷码映射和星座图关系6 2 图4 8 插入导频与子载波分配硬件实现结构图6 3 图4 9 加入循环前缀硬件实现结构图6 4 图4 1 0 加入前导序列硬件实现结构图6 4 图4 1 1 基带o f d m 时域波形图6 4 图4 1 2 发射机前端设计结构图6 5 图4 1 3 平方根升余弦滤波器系数6 5 图4 1 4f p g a 与a d 9 8 5 7 的信号与时钟连接图6 6 图4 。15 基带频谱数字上变频示意图6 7 图4 1 6 不同成型因子的基带信号上变频后频谱图6 8 图4 1 7 接收端硬件实现结构图6 9 第v 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 图4 18 图4 1 9 图4 2 0 图4 2 1 图4 2 2 图 图 图 图 2 3 2 4 2 5 2 6 图4 2 7 图4 2 8 图4 2 9 图4 3 0 图4 3 1 图4 - 3 2 图4 3 3 图4 3 4 图4 3 5 图4 3 6 图4 _ 3 7 图4 3 7 图4 3 8 数字下变频与匹配滤波结构图7 0 数字下变频频谱搬移示意图7 0 帧同步硬件实现结构图7 1 帧同步峰值干扰图7 1 采用改进算法后帧同步中的相关能量比7 2 定时估计算法的硬件实现结构图7 2 采用定时估计算法形成的十个相关峰7 3 十个相关峰平方累加后的相关峰7 3 时域粗频偏估计硬件实现结构图7 4 短序列频偏估计算法硬件实现结构图7 4 长序列频偏估计算法硬件实现结构图7 5 频域整数倍频偏估计算法硬件实现结构图7 6 信道估计算法硬件实现结构图7 7 补偿因子r r 时域波形图7 7 频域细频偏估计算法硬件实现结构图7 8 a d 采样后信号数据的时域波形7 9 匹配滤波后i 路数据的时域波形7 9 f f t 后i 路数据的时域波形7 9 信道估计后i 路数据的时域波形：8 0 f f t 后的数据点的星座图_ 8 0 信道估计后的数据点的星座图8 0 频域细频偏估计后的数据点的星座图8 l 第v i 页 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我本人在导师指导下进行的研究工作及取得 的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含 其他人已经发表和撰写过的研究成果，也不包含为获得国防科学技术大学或其它 教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任 何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文题目：q 里逝篮箍丞统遮让盏塞理 一 学位论文作者签名： 主墓月期：卫洲7 年f 月争日 学位论文版权使用授权书 本人完全了解国防科学技术大学有关保留、使用学位论文的规定。本人授权 国防科学技术大学可以保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子 文档，允许论文被查阅和借阋；可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据 库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文 ( 保密学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者始主望 作者指导教师签名：至嗵 日期：夕留年月午日 日期：z 吨f 1 月c 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 第一章概述 现代移动通信是一门复杂的高新技术，不但集中了无线通信和有线通信的最 新技术成就，而且集中了网络技术和计算机技术的许多成果。目前，移动通信已 从模拟通信发展到了数字移动通信阶段，并且正朝着个人通信这一更高级阶段发 展。未来移动通信的目标是，能在任何时间、任何地点、向任何人提供快速可靠 的通信服务。 i i 无线移动通信发展的概况 1 1 1 第一代移动通信 第一代移动通信系统出现于2 0 世纪8 0 年代初，主要包括模拟蜂窝和无绳电 话系统，其最重要的特点体现在移动性上，这是其他任何通信方式和系统不可替 代的，从而结束了过去无线通信发展过程中，无线通信时常被其他通信手段替代 而处于辅助地位的历史。第一代移动通信的特点是模拟频率调带i j ( f m ) 、频分双工 ( f d d ) 、频分多址( f d m a ) 以及基于电路的交换技术。蜂窝技术的使用解决了频率 复用问题，尽管第一代移动通信f d m a 方式在小区内的频率利用率还不高，而且 当时移动通信终端的成本很贵，但其发展速度已超出人们的预期。由于各国在开 发第一代移动通信系统时只考虑了本国当时可用的频率资源，彼此的频率并不协 调，标准不统一。 第一代移动通信系统对移动通信做出的最大贡献是： ( 1 ) 使用蜂窝结构，从而使得频带可重复利用，实现了大区域的覆盖； ( 2 ) 支持移动终端的漫游和越区切换，实现移动环境下不间断通信。 第一代移动通信系统得到迅猛发展的原因，除了用户要求迅速增加这一主要 推动力之外，还有几方面技术进展所提供的条件。首先，微电子技术在这一时期 得到迅速发展，使得通信设备能够小型化、微型化：其次，提出并且形成了移动 通信新体制，即贝尔实验室在7 0 年代提出的蜂窝网的概念：再次，随着大规模集 成电路的发展，微处理器技术日趋成熟，计算机技术迅猛发展。 1 1 2 第二代移动通信 频谱是不可再生的资源，是移动通信赖以生存的基础，因此在第一代移动通信 投入商用后的几年，以提高频谱利用率为目标的第二代移动通信系统的研究逐步 展开了。这些系统采用了更先进的数字技术，使得通信质量、传输效率和系统容 第1 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 量都有了很大提高。第二代移动通信系统主要是为支持话音和低速率的数据业务 而设计的。 1 9 8 2 年北欧n o r d i c 电信和荷兰邮电向欧洲邮电会议( c e p t ) 提议开发新的数字 蜂窝移动通信标准以满足欧洲移动网的需要，c e p t 成立了移动通信特别研究组开 发泛欧公共陆地移动通信系统，并提出了高频谱利用率、低成本、手持终端和全 球漫游等要求。1 9 8 7 年，g s m 选定基于时分多址( t d m a ) 的无线传输技术。随后 几年欧洲电信标准组织( e t s i ) 完成了g s m9 0 0 m h z 和18 0 0 m h z ( d c s ) 的规范，1 9 9 2 年世界上第一个g s m 网在芬兰投入运营。与此同时日本、美国也在开发数字移动 通信系统。日本1 9 8 9 年开发出p d c 系统，1 9 9 1 年被确定为日本标准，该系统使 用t d m a 技术，工作在8 0 0 m h z 和1 5 g h z 之间，1 9 9 4 年实现商用。美国1 9 9 1 年开发出i s 5 4 、i s 1 3 6 ( d a m p s ) 系统，也使用t d m a 技术。它们的主要区别是 载频间隔和每帧时隙数，相同的特征是低比特率话音编码，射频为g m s k 或q p s k 数字调制，双工方式仍为f d d ，它们统称为第二代移动通信系统，它们的出现离 第一代移动系统整整相隔1 0 年。 1 1 3 第三代移动通信 随着人们对通信业务范围和业务速率要求的不断提高，已有的第二代移动通 信网将很难满足新的业务需求。i t ut g 8 1 早在1 9 8 5 年就提出了第三代移动通信 系统的概念，最初命名为f p l m t s ( 未来公共陆地移动通信系统) ，后在1 9 9 6 年更 名为i m t 2 0 0 0 ( i n t e m a t i o n a lm o b i l et e l e c o m m u n i c a t i o n s2 0 0 0 ) 。第三代移动通信系 统的目标是： ( 1 ) 世界范围内设计上的高度一致性； ( 2 ) 与固定网络各种业务的相互兼容，支持多媒体功能及广泛业务的终端； ( 3 ) 高服务质量； ( 4 ) 具有全球漫游能力。 为了实现上述目标，对第三代无线传输技术提出了支持高速多媒体业务、比 现有系统有更高的频谱效率等基本要求。第三代移动通信的三大标准是w c d m a ， c d m a 2 0 0 0 还有t d s c d m a 。 w c d m a 全名是w i d e b m a dc d m a ，在高速移动的状态下，可提供38 4 k b p s 的传输速率；在低速或是室内环境下，可提供高达2 m b p s 的传输速率。而g s m 系 统目前的传输速率是9 6 k b p s ，固定线路m o d e m 也只是5 6 k b p s 。 c d m a 2 0 0 0 由美国高通北美公司为主导提出，摩托罗拉、l u c e n t 和韩国三星 参与，韩国现在成为该标准的主导者。这套系统是从c d m ao n e 数字标准衍生出 来的，可以从原有的c d m ao n e 结构直接升级到3 g ，建设成本低廉。但目前使用 第2 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 c d m a 的地区只有日、韩和北美，所以c d m a 2 0 0 0 的支持者不如w c d m a 多。 不过c d m a 2 0 0 0 的研发却是目前各标准中进度最快的，许多3 g 手机己经率先问 世。 我国提出了t d - s c d m ar t t 建议，这是对第三代移动通信做出的贡献。 t d s c d m a 技术具有较高的频谱利用率，且成本较低。达到高性能和低成本的主 要原因是t d s c d m a 使用了如下主要技术： ( 1 ) 智能天线技术极大的降低了多址干扰，提高了系统容量和接收灵敏度， 降低了发射功率和无线基站成本； ( 2 ) 上行同步技术简化了基站硬件，降低基站成本； ( 3 ) 软件无线电技术使系统可以灵活地使用新技术，也降低了产品开发周期 和成本。 1 1 4 第四代移动通信 虽然第三代移动通信系统的最高数据速率己经达到了2 m b p s ，但仍然不能满 足多媒体通信的要求，并且由于各标准之间不兼容，不能实现网间的互通，所以 第四代移动通信系统的研究提上了议事日程。第四代移动通信系统的研究起源于 本世纪初，它具有以下技术特点： ( 1 ) 建立在新的频段上，分组数据的传输速率在5 0 m b p s 以上，能够承载大 量的多媒体信息，具有非对称的上传下传链路； ( 2 ) 实现真正全球统一的，基于全新网络体制的通信系统，能够使得各类媒 体、通信主机及网络之间进行“无缝 连接； ( 3 ) 采用多天线等技术使得通信质量，抗干扰性能得到很大的提升，真正满 足人们对移动性、稳定性的要求，实现无障碍通信； ( 4 ) 将数字通信、数字音频、数字视频和因特网接入融合在一起。 第四代移动通信系统要求有更高的数据传输速率、更好的传输质量且同时能 很好地克服多径衰落、消除高速数据传输时严重的符号间干扰并大大提高频谱利 用率，正交频分复用o f d m 技术作为一种强有力的数字调制方式，以其突出的优 点成为4 g 移动通信系统的核心技术。 1 2o f d m 的发展及其现状 o f d m 是一种特殊的多载波频分复用( f d m ) 技术。在传统的多载波频分复用 系统中，各个子信道采用不同的载波并行传送数据，子载波之间间隔足够远，采 用隔离带来防止频谱重叠，故频谱效率很低。在均衡器未被采用以前，人们就是 用这种多载波方式在时间色散信道中进行高速通信的。 第3 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 1 9 6 6 年，r w c h a n g 分析了在多载波通信系统中如何使经过滤波和带限的 子载波保持正交【1 , 2 】。随后不久b 。r s a l t z b e r g 给出了一篇性能分析的文章【3 j ，他指 出在设计一个有效的并行传输系统时，应该把注意力更多地集中在减少相邻信道 的串扰上，而不是使各个独立的信道工作得更好，因为此时信道串扰是造成信号 失真的主要因素。1 9 7 1 年，s b w e i n s t e i n 和p m e b e r t 提出用傅立叶变换( d f t ) 进 行基带o f d m 调制和解调1 4 j 。通过d f t 进行o f d m 基带调制和解调避免了生成 多个子载波和多个窄带带通滤波器，使系统的模拟前端由多个变为一个，同时由 于d f t 可以用f f t 来快速实现，这进一步降低了系统实现的复杂度。为对抗符号 间干扰和载波闻干扰，他们提出在符号间插入一段空白时隙作为保护间隔。他们 的系统虽然没有能在色散信道中获得很好的子载波正交性，但对o f d m 仍是一个 很大贡献。另一个重要贡献来自a p e l e d 和a ，r m z ，他4 i j - - 人提出了采用循环前缀 来解决色散信道中子载波间的正交性问题1 5 j 。当信道响应长度小于循环扩展时， 循环前缀的存在使信号与信道响应的线性卷积变成循环卷积，从而使色散o f d m 信号可以通过频域单点均衡进行去相关。当然，循环扩展的引入会导致少量的信 噪比损失。由于无线信道的多径传播会使宽带o f d m 信号产生频率选择性衰落， 导致各个子信道上的信噪比不同，因此实际的o f d m 系统都是与交织、纠错编码 结合在一起，形成编码的正交频分复用( c o f d m ) 。交织和编码能够使o f d m 系统 获得良好的频率和时间二维分集。 o f d m 技术的优点主要有： ( 1 ) o f d m 调制方式适用于多径和衰落信道中的高速数据传输。当信道因为 多径的影响出现频率选择性衰落时，只有落在频率凹陷处的载波及其携 带的信息受到影响，其它子载波未受损害；。 ( 2 ) 在o f d m 调制方式中，通过插入保护间隔，可以很好地克服符号间干 扰( i s i ) 和载波间干扰( i c i ) ( 3 )由于o f d m 各子载波相互正交，允许各子载波有1 2 重叠，因此可以 大大提高频谱利用率： ( 4 )由于深度衰落而丢失的一些子载波可通过编码、交织等措施来很好的恢 复，提高系统抗误码性能，且通过各子载波的联合编码，具有很强的抗 衰落能力； ( 5 ) o f d m 技术抗脉冲及窄带干扰的能力很强，因为这些干扰仅仅影响到很 小一部分的子信道； ( 6 ) 与单载波系统相比，对采样定时偏移不敏感。 o f d m 技术的缺点主要有： ( 1 )由于要求各子载波正交，所以对频率偏移和相位噪声很敏感； 第4 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 ( 2 )由于各子载波相互独立，峰值功率与均值功率比相对较大，且随子载 波数目的增加而增加。高峰均比信号通过功放时，为了避免信号的非 线性失真和带外频谱再生，功放需要具有较大的线性范围，导致射频 放大器的功率效率降低。 国外对o f d m 技术的研究已有近5 0 年的历史。最初无线o f d m 传输系统是 用在军用无线高频通信链路中，随着数字信号处理( d s p ) $ 1 超大规模集成电路 ( v l s i ) 技术的发展，o f d m 技术获得了长足的进步并广泛应用于社会生活的各个 方面。其应用主要有： ( 1 ) 广泛应用于音频和视频传输中，如欧洲数字音频广播1 8 j ( d a b ) 、数字视 频广播【9 1 ( d v b ) 以及日本的综合业务数字广播( i s d b ) 等； ( 2 ) 非对称数字用户链路( a d s l ) ； ( 3 ) 无线局域网标准i e e e 8 0 2 1 l a 、欧洲电信标准协会( e t s i ) 推出的局域网标 准h y p e r l a n 2 等； ( 4 ) 无线城域网标准i e e e 8 0 2 1 6 a ； ( 5 ) 已具雏形的4 g 蜂窝系统。 1 3 本文主要内容 本文主要内容安排如下： 第一章主要介绍了无线移动通信发展的概况，然后介绍了o f d m 技术的发展 及现状。 第二章介绍了o f d m 的基本原理，重点是调制解调原理、保护间隔和循环前 缀、加窗、峰均功率比问题、同步技术以及信道估计技术。 第三章是本文重点，首先根据背景需求对系统的参数和结构进行了设计，然 后着重介绍了系统的帧同步模块、时域定时同步模块、频偏估计模块以及信道估 计模块；对各模块采用的经典算法进行了分析，选择合适的算法或在现有算法基 础上进行改进，并进行了算法仿真；最后对系统的整体性能进行了仿真和分析。 第四章也是本文的重点，主要介绍了系统各个模块的f p g a 硬件实现，而且 分析了硬件实现后各模块的性能。 第5 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 第二章o f d m 基本原理 在宽带无线通信系统中，影响高速信息传输的最主要一类干扰是频率选择性 干扰。它表现为对信号的某些频率成分衰减严重，而对另外一些频率成分有较高 的增益。为克服这类衰落，一个很自然的想法是在信道上划分多个子信道，使每 一个子信道的频率特性都近似于平坦，使用这些独立的子信道传输信号并在接收 机中予以合并，以实现信号的频率分集，这就是多载波调制的基本思想。在无线 通信中应用最广的是o f d m 多载波调制技术，它的每一个子载波都是正交的，提 高了频谱的利用率。还可以在o f d m 符号之间插入保护间隔，令保护间隔大于无 线信道的最大时延扩展，最大限度的消除由于多径带来的符号间干扰。 2 1 调制与解调 o f d m 系统的一个重要优点是可以利用f f t 实现信号的调制和解调，从而大 大的简化系统的复杂度。 调制后的o f d m 符号是多个经过调制的子载波信号之和，其中每个子载波的 调制方式可以选择p s k 或者q a m 。如果用表示子信道个数，r 表示o f d m 符 号宽度，刃( f = o ，1 ，n 一1 ) 是分配给子信道的数据符号，丘是载波频率，r e c t ( t ) 表示一个中心在零点，时长为丁且幅度为1 的矩形方波。则从f = f 。开始的0 f d m 符号可以表示为哺 ： ) ：r e n - 1 巾嘶一一了t ) e j 2 n ( f , 峙x f _ 0 f t + t l i = 0 。 j j o ) = 0尹 + z ( 2 1 ) 在多数文献中，通常采用复等效基带信号来描述o f d m 输出符号，见公式( 2 2 ) 。 其中实部和虚部对应于o f d m 符号的同相和正交分量，在实际中分别可以与相应 的子载波的c o s 和s i n 分量相乘，构成最终的o f d m 符号。图2 1 给出了o f d m 系 统调制解调原理的示意图。 s ( f ) ：窆z r e c t ( f 一一要) e 伽如r 等+ 丁 j ( f ) = 0f + t ( 2 2 ) 第6 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 图2 1o f d m 系统调制解调原理的示意图 因为每个子载波在每一个o f d m 符号周期内都包含整数倍个周期，而在各个 相邻子载波之间相差一个周期，所以： 兰c r e 伽；te - j 2 n 手d t ；三f e 胁孚d t = 1 扛j 丁山t山 10f ， ( 2 3 ) 这就是子载波之间的正交性。调制后的o f d m 信号经过理想信道后，在时域上对 任意的第j 个( 0 j n 1 ) 子载波进行解调，然后在时间长度t 内进行积分， 即： 。 z = 事f + t e - j 2 n 等( t - t , ) 篓4 e 口手。_ r j ) 出 = 专善4e + t e j 2 x k 手- ( t - t , ) d t = d j ( 2 4 ) 根据以上公式可以知道，对第j 个子载波进行解调可以恢复出期望符号露，。 也可以从频域上来解释o f d m 符号的正交性。根据式( 2 2 ) ，每个o f d m 符号 在周期t 内包含多个非零的子载波，因此其频谱可以看作是周期为t 的矩形脉冲的 频谱与一组位于各个子载波频率上的6 函数的卷积。矩形脉冲的频谱幅值为 s i n c ( f f ) ，这种函数的零点出现1 丁的整数倍位置上，见图2 2 。在每个子载波频 率的最大值处，所有其它子载波频谱的值恰好为零。因此可以从多个相互重叠的 子信道符号频谱中提取出每个子信道符号，而不会受到其他子信道的干扰。 第7 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 图2 2o f d m 信号正交性的频域解释示恿图 从图2 2 可以看出，o f d m 符号的频谱实际上可以满足无符号间干扰的奈奎斯 特准则。传统的奈奎斯特准则是在时域上保证前后发送符号之间无干扰影响，但 在此处指的是在频频域中各个子信道上不存在干扰，这种消除子信道干扰的方法 通过在时域中使用矩形脉冲成型，在频域中每个子载波的最大值处取样来实现 6 1 。 式( 2 2 ) 定义的o f d m 复等效基带信号可以采用离散逆傅立叶变换( i d f t ) 实 现。为了表示方便，令式( 2 2 ) 中的= 0 ，f = k r n ( k = o ，1 ，n - 1 ) ，可得： 舭) - - - - s ( 争：芝4e 百2 k ( 。) ( 2 5 ) 在接收端，可以对s ( 七) 进行离散傅立叶变换( d f t ) ，得到盔，即： 4 = s ( 七) e 叫可 ( o f _ 1 ) ( 2 6 ) 从以上公式可以看出，o f d m 的调制和解调可以用i d f t d f t 来实现，在实际 应用中，采用更加方便快捷的i f f t f f t 来实现，可以显著的降低运算量。 2 2 保护间隔和循环前缀 应用o f d m 的一个最主要原因是它可以有效地对抗多径时延扩展。为了最大 限度地消除符号间干扰，可以在每个o f d m 符号之间插入保护间隔( g u a r di n t e r v a l ) ， 而且该保护间隔长度一般要大于无线信道的最大时延扩展，这样一个符号的多径 分量就不会对下一个符号造成干扰。在这段保护间隔内，可以不插入任何信号， 即是一段空闲的传输时段比 ，然而在这种情况中，会破坏子载波之间的正交性。 为了消除由于多径所造成的载波间干扰，o f d m 符号需要在其保护间隔内填入循 环前缀符号。这样就可以保证在f f t 周期内，o f d m 符号的延时副本内所包含的 波形的周期个数也是整数。这样，时延小于循环前缀疋的时延信号就不会在解调 第8 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 过程中产生载波问干扰。为了清楚的说明循环前缀抗符号间干扰( i s i ) 和载波间 干扰( i c i ) 影响，本文将通过图2 3 和图2 4 进行详细说明。 图2 3 是无循环前缀时产生符号问干扰和载波间干扰韵示意图。从图中可以看 到，o f d m 两个子载波都采用了b p s k 调制，即在符号边界处，载波相位可能产 生1 8 0 度的跳变。 ( 1 ) 从图2 3 ( a ) 可以看出，在理想的高斯信道条件下，可以保证在f f t 的运 算时间内，不会发生信号相位的跳变，因此o f d m 接收机接收到的信 号仅是多个单纯连续的正弦波的叠加，这种叠加不会破坏子载波之间的 正交性。 ( 2 ) 从图2 3 ( b ) 可以看出，在多径信道下，会产生信号的延迟。在图中，载 波2 的延迟信号会在f f t 的运算时间内产生相位的跳变，破坏了子载 波的正交性，从而在接收机中会对载波2 的解调造成符号间的干扰。 ( 3 ) 从图2 3 ( c ) 可以看出，载波2 的延迟信号会在f f t 的运算时间内产生相 位的跳变，破坏了子载波的正交性，从而在接收机中会对载波1 的解调 造成载波间的干扰。 陕瓮蚕沥舅波2k 1 、弋人 产吖 ( b ) 多径信道下有符号间干扰示意图 时间 ( c ) 多径信道下有载波间干扰示意图时间 图2 3 无循环前缀时产生符号间干扰和载波间干扰示意图 图2 4 是有循环前缀时，o f d m 信号抗符号间干扰和载波间干扰的示意图，其 中o f d m 两个子载波也采用了b p s k 调制。图中，c p 代表循环前缀的位置。 ( 1 ) 从图2 4 ( a ) 可以看出，在理想的高斯信道条件下，在f f t 的运算长度内， 不会发生信号相位跳变，相位跳变仅发生在循环前缀的位置内，在接收 端进行f f t 之前会将其去掉，因此o f d m 接收机接收到的信号也仅是 多个单纯连续的正弦波的叠加，这种叠加不会破坏子载波之间的正交 性。 ( 2 ) 从图2 4 ( b ) 可以看出，在多径信道下，会产生信号的延迟。在图中，载 第9 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 波2 的延迟信号会在循环前缀内产生相位的跳变，但在f f t 的运算时 间内没有跳变，保持了子载波的正交性，从而在接收机中不会对载波2 的解调造成干扰，这就是循环前缀抗符号间干扰的体现。 ( 3 ) 从图2 4 ( c ) 可以看出，载波2 的延迟信号会在循环前缀内产生相位的跳 变，但在f f t 的运算时间内没有跳变，保持了子载波的正交性，从而 在接收机中不会对载波1 的解调造成干扰，这就是循环前缀抗载波间干 扰的体现。 ( c ) 多径信道下无载波间干扰示意图 时间 图2 4 循环前缀抗符号间干扰和载波间干扰示意图 图2 3 和图2 4 是o f d m 符号仅仅存在两个子载波对的情况，实际的o f d m 接收机接收到的是多个子载波和这些子载波不同延迟的信号的叠加，是较为复杂 的，一个实际的o f d m 结收机接收到的o f d m 信号如图2 5 。 幅 间 循环前缴 图2 5 循环前缀示意图 通过仿真可以直观的说明时延超过循环前缀对o f d m 系统造成的影响。仿真 的o f d m 系统有1 0 2 4 个子载波，循环前缀长度是其1 4 ，信道为高斯信道且无噪 声影响。图2 6 给出的o f d m 信号采用1 6 q a m 调制，不考虑频偏和定时等因素， 第1 0 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 只经过信道估计条件下时延对循环前缀的影响。图26 ( a ) 表示时延投有超过保护 间隔时，星座点投有畸变；图26 ( ”表示的是时延超过循环前缀长度的2 时，这 时载波间干扰仍然较小，星座点较为清晰；图26 ( c ) 表示的是时延超过循环前缀长 度的6 时，这时载波间干扰干扰非常严重，星座点非常模糊，导致很高的错误概 率。 )m 图2 6 时延扩展超过循环前缀时对星座点的影响的仿真图 图2 7 表示的是在上面的仿真条件下，采用q p s k 、1 6 q a m 、6 4 q a m 调制时， 时延对星座点的影响。其中横坐标表示时延与循环前缀长度的比，纵坐标表示误 码率。从图中可以发现，调制的阶数越高，受时延影响越大，当采用6 4 q a m 调制 时，若时延超过循环前缀的长度8 ( 当循环前缀长度为2 5 6 时，约为2 0 个采样 点) ，误码率就已经接近05 。 国2 7 时延超过循环前缀时对误码率的影响仿真图 o f d m 加入循环前缀后，显然会带来功率和信息速率的损失，其中功率损失定 义为7 l ： 第1 i 页 一瓣一一 了? 骥豢一一 一瓣藕一一 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 丁 v = 1 0 1 9 ( 等+ 1 ) ( 2 7 ) 从上式可以看到，当循环前缀占到2 0 时，功率损失不到l d b ，带来的信息 速率损失达2 0 。o 。但是插入循环前缀- - ip a 消除符号间干扰和多径所造成的载波间 干扰的影响，因此这个代价是值得的。 2 3 加窗 征公瓦( 2 1 ) 甲，令鬈= 0 ，z = f + q t ，那么得到归