（控制理论与控制工程专业论文）电压型pwm整流器及其在变频器中的应用.pdf

摘要 通用变频器是电网污染的主要来源，本文在通用变频器的基础上，采用三相 电压型p w m 整流器取代原有的不控整流，能消除变频装置对电网的谐波污染， 提高功率因数，节约能源，同时提升变频器的调速性能。 本文在p w m 整流电路的拓扑结构与数学模型的基础上分析了电压型p w m 整流器稳态条件下四象限运行工作原理，得出p w m 整流器的控制关键在于对网 侧电流控制。三相电压型p w m 整流器有两种电流控制方法：间接电流控制和直 接电流控制。针对直接电流控制，采用双闭环( 电压外环和电流内环) 控制的设计 思路，采样网侧两相电流瞬时值，通过3 s 2 r 坐标变换得到网侧电流的有功分量 和无功分量，直接控制网侧电流的相位和幅值。对于逆变侧变频调速系统，论文 从理论上分析了异步交流电动机变频调速系统的几种控制方案，重点研究了 s v p w m 技术在交流电动机变频调速系统中的应用。 在理论分析的基础上，本文用m a t l a b 仿真技术对p w m 整流器进行了仿 真实验，采用t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 ad s p 芯片实现了p w m 整流器双闭环数字控制， 设计了双p w m 变频器，包括主电路、控制电路、采样及保护电路，并给出了设 计方案，得到了较为满意的结果。 关键词：脉宽调制( p w m )电压型p w m 整流器双p w m 变频器d s p 电压空间矢量p w m ( s v p w m ) a b s t r a c t t h eg e n e r a li n v e r t e rp r o d u c eh a r m o n i cp r o b l e mi np o w e rs y s t e m i nt h i st h e s i s ， t h r e e - p h a s ep w mv o l t a g es o u r c er e c t i f i e ra r ea p p l i e di nt h ef r e q u e n c yi n v e r t e ri n p l a c eo fc o n v e n t i o n a ln o c o n t r o lr e c t i f i e r t h i sk i n do fd e v i c ec a ne l i m i n a t ea c s i d e h a r m o n i cp o l l u t i o no fi n v e r t e r , r a i s er e - s i d ep o w e rf a c t o r , e c o n o m i z ee n e r g yr e s o u r c e s ， a n di m p r o v ep e r f o r m a n c eo fi n v e r t e r t h ep w mr e c t i f i e r , i n c l u d i n gi t st o p o l o g ya n dm a t h e m a t i c a lm o d e l ，i sm a i n l y s t u d i e d u n d e rs t e a d ys t a t e ，t h ef o u r - q u a d r a n tw o r k i n gp r i n c i p l eo fp w mr e c t i f i e rh a s b e e ne x p l a i n e d a f t e ra n a l y z i n gt w ok i n d so fc u r r e n tc o n t r o lm e t h o d so ft h r e e p h a s e v s r ：i n d i r e c tc u r r e n tc o n t r o la n dd i r e c tc u r r e n tc o n t r o l ，t h ea u t h o re m p l o y st h el a t t e r a sm a i nc o n t r o ls c h e m e t h el a t t e rm e t h o di st h ec o n t r o lo f t h e p h a s ea n da m p l i t u d eo f a c s i d ec u r r e n td i r e c t l y , b yu s i n gd u a lc l o s e d l o o pc o n t r o ls c h e m e ，t h r o u g hs a m p l i n g c u r r e n t so fp h a s eaa n dba n dc o n v e r t i n gt h e mb y3 s 2 rt og e ta c t i v ec o m p o n e n ta n d r e a c t i v ec o m p o n e n to fa c s i d ec u r r e n t i nt h er e s e a r c ho fv a r i a b l ef r e q u e n c ys p e e d r e g u l a t i o ns y s t e mo ni n v e r t e rs i d e ，s e v e r a lc o n t r o ls c h e m e so na c - m o t o rv a r i a b l e f r e q u e n c ys p e e dr e g u l a t i o nt h e o r e t i c a l l y a r ei n t r o d u c e d t h eu t i l i t yo fs v p w m t e c h n o l o g yi na c m o t o rv a r i a b l ef r e q u e n c ys p e e dr e g u l a t i o ns y s t e mi ss t u d i e da t l e n g t h i n t h i st h e s i s ，t h em a t l a bs i m u l a t i o nr e s u l tt ot h er e c t i f i e r sa r eo f f e r e d t h e d u a l p w mv a r i a b l ef r e q u e n c ys y s t e mo nt h eb a s i so ft h e o r ya n a l y s i sa r ed i s i g n e d ， i n c l u d i n gp o w e rc i r c u i t ，c o n t r o lc i r c u i t ，s a m p l i n gi n p h a s ec i r c u i ta n dp r o t e c t i n g d r i v i n gc i r c u i ta n dp r o v i d et h ed e s i g np r o j e c t f i n a l l y , e x p e r i m e n t a lr e s u l t sa r e p r e s e n t e d t h ed e s i g na d o p t st m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 d s pc h i pt or e a l i z en u m e r i c a lc o n t r o l o fp w mr e c t i f i e rd u a l c l o s e d l o o p b a s e do nt h i sd e s i g n ，s o m e i d e a lr e s u l t sa r e o b t a i n e d k e y w o r d s ：p w m ( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) p w mv o l t a g es o u r c er e c t i f i e r d u a l p w mv a r i a b l e f r e q u e n c ys y s t e md s p ( d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s o o s v p w m ( s p a c ev e c t o rp u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的 研究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表 或撰写过的研究成果，也不包含为获得墨鲞盘堂或其他教育机构的学位或证 书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中 作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：袭! 兜髦 签字日期：z 驴口7 年月e t 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解鑫壅盘堂有关保留、使用学位论文的规定。 特授权苤鲞盘堂可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校 向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名： 乏荔型 a 签字b 期：| 年1 只i e l 导师签名： 该f 姚 签字醐：砌尹年月m 第一章绪论 1 1 背景介绍 第一章绪论 进入2 1 世纪后，在全球经济发展中，能源与环保日益成为人们关注的焦点。 很多电力电子装置的应用使电力系统中产生谐波。例如通用变频器，大都为交一 直一交电压型结构，整流端为二极管不可控整流或晶闸管相控整流。这种结构使 电网侧电流波形严重畸变，谐波大，对公共电网造成污染。电网侧功率因数低， 与电网交换大量的无功功率，降低了发电和输电设备的利用率，同时产生大量的 附加损耗。系统不能在再生状态下运行，无法实现能量的再生利用。要从根本上 消除通用变频器的上述缺陷，要求新型变频调速系统的整流环节网侧电流正弦 化，运行于单位功率因数，且能实现能量双向流动。p w m 控制为减少谐波提供 了一个技术性的方案，随着高频电力电子器件如g t o 、电力晶体管、1 g b t 价格 的降低，以及电压和电流等级的提高，该控制方法越来越成为减少谐波污染的首 选技术方案【1 。2 】 自2 0 世纪9 0 年代以来，p w m 整流器一直是电力电子领域的研究热点。对 p w m 整流相关应用的研究也越来越多，例如有源滤波、超导储能、交流传动、 高压直流输电以及统一潮流控制、新型u p s 以及太阳能，风能等可再生能源的 发电等领域p 】。这些应用领域的研究，又促进了p w m 整流器及其控制技术的进 步和完善。 电压型p w m 可逆整流器采用全控型器件，工作在高频状态。由于功率开关 器件的开通和关断都可以控制，所以整流器的电流波形是可以控制的，其理想的 状态是和输入相电压同相( 或反相) 的正弦波，此时网侧功率因数接近l ，输入电流 的谐波含量接近零，而且能够对直流电压进行调整，使之稳定在一定的设定值， 在负载变化时，具有较快的响应速度。因为具备上述优点，将其作为交一直一交 变频调速系统中的整流环节，构成双p w m 变频调速系统，使该变频调速系统具 有输入电压、电流频率固定，波形均为正弦，功率因数接近1 ，输出电压、电流频 率可变，电流波形也为正弦的特点，可实现四象限运行，从而达到能量双向传送 的目的，实现了调速节能和绿色环保的高度结合1 4 。 第一章绪论 1 2p w m 整流器的研究现状 对p w m 整流器的研究开始于2 0 世纪8 0 年代。经过几十年的研究与发展， p w m 整流器技术已日趋成熟。p w m 整流器主电路已从早期的相控型器件桥路 发展到如今的全控型器件桥路；其拓扑结构已从单相、三相电路发展到多相组合 及多电平控制：主电路类型既有电压型整流器( v s r ) ，也有电流型整流器( c s r ) ， 并且两者在工业上均成功地投入了应用。其中，两电平的拓扑结构适用于中小功 率整流器或开关电源，多电平的多用于大功率场合1 5 j 。虽然电流型p w m 整流 器的网侧电流控制策略率先提出，但长期以来，电压型p w m 整流器以其简单的 结构、较低的损耗、方便的控制等一系列优点，一直成为p w m 整流器技术研究 的重点。由于p w m 整流器网侧呈现出受控电流源特性，因而使p w m 整流器及 其控制技术获得了进一步的发展和拓宽。 2 0 世纪9 0 年代，国外开始了基于p w m 整流器的交流传动应用系统研列酬， 即双p w m 变频调速系统的研究，并且已有双p w m 变频调速系统产品问世i7 ，引。 特别是近几年，a b b 、g e 、罗克韦尔、富士电机等公司相继都有产品问世，其 中g e 公司的i n n o v a t i o n 系列中压变频器在四象限运行方面比较领先，且在 工程上运用的项目较多，双p w m 结构的四象限变频器推出较早，在可逆系统中 应用较多。国内对双p w m 变频调速系统的研究起步较晚，目前其研究还处于实 验室阶段，还没有可靠产品生产的报道 9 , 1 0 】。同时，国外的此类装置价格昂贵， 有的对电网的要求比较高，应用起来不方便。 1 3 本论文的研究内容及意义 本文的研究对象是三相电压型p w m 整流器( v s r ) ，在重点研究了电压型 p w m 整流器的控制方法后，研究了v s r 在双p w m 变频调速系统中的应用。主 要做了以下工作： ( 1 ) 在三相电网电压平衡情况下，分析电压型p w m 可逆整流器的拓扑结 构及其工作原理，得出其数学模型。并以此模型为依据，探讨比较了多种控制方 法，优选出实用而且便于数字实现的控制方法并介绍了其在异步电机变频调速方 面的控制方法。 ( 2 ) 对矢量控制基本原理及方法进行研究，建立基于d s p 的矢量控制系统。 重点研究了s v p w m 技术在交流电动机变频调速系统中的应用。 ( 3 ) 本文对p w m 整流器双闭环控制系统做了仿真试验。并采用 2 第一章绪论 t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 ad s p 芯片实现了p w m 整流器双闭环数字控制，设计了双p w m 变频器，包括主电路、控制电路、采样及保护电路，对硬件、软件进行了综合调 试，并给出了设计方案。得到了初步的结果。用d s p 汇编语言和c 语言实现了 系统的底层控制软件，整流侧：电压空间矢量p w m ( s v p w m ) 控制、过零检测、 电流电压采样和坐标变换( 3 s 2 r ) 、电压和电流双闭环( p i ) 控制等；逆变侧：电流采样 和坐标变换( 3 s 2 r ) 、转速计算及调节、转子磁链位置计算、电流p i 调节、电压 空间矢量p w m ( s v p w m ) 控制程序。 本课题研究除了完善和优化电气传动的系统外，还具有以下意义：谐波污染 问题的研究与解决；对大功率如电动机车，提升设备等应用具有重要的理论与应 用价值；对节约能源和提高电源的利用率也有积极意义，该项研究也可以促进交 流传动系统向小型化，集成化和智能化方向发展。 第二章p w m 整流器拓扑结构及原理 第二章p w m 整流器拓扑结构及原理 p w m 整流器按主电路中开关器件的多少可以分为单开关型和多开关型；按输 入电源相数可以分为单相、三相和多相p w l v l 整流电路；按p w m 开关调制分类， 有硬开关调制和软开关调制整流器；按桥路结构分类，有半桥电路和全桥电路整 流器；按调制电平分类，有二电平电路、三电平电路、多电平电路p w m 整流器； 按p w m 整流器直流储能形式可将其分为电压型( 升压型或b o o s t 型) 和电流型( 降 压型或b u c k 型) i j l 忆j 。 2 1p w m 整流器的主电路拓扑结构 在众多分类方法中，最基本的就是将整流器分为电压型和电流型两大类。主 要原因是无论是主电路结构、p w m 信号发生以及控制策略等方面，这两类整流 器均有各自的特点，并且两者间存在电路上的对偶性。其他分类方法就主电路拓 扑结构而言，均可归类于电压型和电流型整流器。而电压型p w m 整流器( v o i t a g e s o u r c er e c t i f i e r , 简称v s r ) 最显著的拓扑结构特征就是直流侧采用电容进行直流 储能，从而使直流侧呈低阻抗的电压源特性。v s r 以其简单的结构、较低的损 耗、方便的控制和较快的响应速度等一系列优点，一直成为p w m 整流器研究的 重点。下面介绍几种常见的p d 3 i 整流电路的拓扑结构并简要分析它们的工作特 性。 v 1 = - _ + ，量j 一 = i二二! l _ j e兔 v 2 ：l - r q + j 圭鼍薹一 予陆i + a l 一0 d 。 叫陆 k，7 。吖 ， u l 一 6 e c # r i 2 1a ) 单相半桥v s r 图2 1b ) 单相全桥v s r 图2 1 单相v s r 主电路拓扑结构 如图2 1 分别为v s r 单相半桥和单相全桥主电路拓扑结构。两者交流侧具 有相同的电路结构，交流侧电感的作用主要是滤除网侧电流谐波。由图2 1a ) 所 示，单相半桥v s r 拓扑结构只有一个桥臂采用了功率开关管，另一桥臂则由两 4 第二章p w m 整流器拓扑结构及原理 个电容串联组成，同时串联电容又兼作直流储能电容。半桥电路具有较简单的主 电路结构，适用于低成本、小功率场合。图2 1b ) 所示的单相全桥v s r 拓扑结 构则采用了具有4 个功率开关管的h 桥结构。需要指出的是：为缓冲p w m 过程 中的无功电能，v s r 主电路功率开关管必须反并联一个续流二极管。单相全桥 的功率开关管数是半桥电路的两倍，所以造价相对较高。进一步研究表明，当获 得和单相半桥v s r 同样的交流侧电流控制特性，全桥电路直流电压仅须为半桥 电路直流电压的一半，所以全桥结构的功率开关管耐压要求相对较低。 t ， t |t 5旦上 图2 2 三相全桥v s r rl 三相全桥v s r ( 也称为六开关b o o s t 型) ，是最常见的三相p w m 整流器。 交流侧采用三相对称的无中线连接方式，并采用6 个功率开关管。如图2 2 ，每 个桥臂上的可关断开关管都带有反并联二极管，可以实现能量的双向流动，每只 关管的导通作用，一般都是使交流侧滤波电感l 蓄积磁能，而在开关管关断时， 迫使电感产生较高的电压l d i d t ，通过另一桥臂的续流二极管向直流侧释放磁 能。因此，从广义上讲，这种桥式p w m 可逆整流器拓扑，仍属于升压式结构【1 3 1 4 1 。 这种整流器结构简单且宜于实现有源逆变，因而是目前应用和研究最为活跃的一 种类型，也是多开关p v m 整流电路中应用最为广泛的一种。 三相全桥v s r 较适用于三相电网平衡系统。当三相电网不平衡时，其控制 性能将恶化，甚至使其发生故障。为了克服这个缺陷，拓扑结构可采用三个独立 的单相全桥v s r 组合而成，如图2 3 所示。这种电路的特点是公共直流母线上 连接了三个独立控制的单相全桥v s r ，并通过变压器连接至三相四线制电网。 当电网不平衡时，不会严重影响p w m 整流器控制性能【l5 1 ，由于三相全桥电路所 需的功率开关管是三相半桥电路的一倍，成本成倍增加，因而三相全桥电路一般 较少采用。 单相、三相半桥和全桥拓扑结构属于常规的两电平拓扑结构，两电平结构的 第二章p w m 整流器拓扑结构及原理 不足之处在于，当应用于高压场合时，需使用高反压的功率开关管或将多个功率 开关管串联使用。此外，由于v s r 交流侧输出电压总在二电平上切换，当开关 频率不高时，将导致谐波含量相对对较大。 图2 3 三个独立的单相全桥v s r 组合而成的三相全桥v s r 三电平v s r 拓扑结构可以克服这个问题。图2 4 为三相三电平v s r 电路拓 扑结构。这种结构中，由多个功率开关管串联使用，并采用二极管钳位，以获得 交流输出电压的三电平调制，故这种电路也称为中点钳位型( n e u t r a lp o i n t c l a m p e d ) 电路1 1 6 j 两电平p w m 相比，三电平p w m 调制波的主要优点，一是对于同 样的基波与谐波要求而言，开关频率低得多，从而可以大幅度降低开关损耗；三 电平v s r 在提高耐压等级的同时，有效地降低了交流侧的谐波电压、电流，从 而改善了其网侧波形。二是每个主开关器件关断时所承受的电压仅为直流侧电压 的一半，因此这种电路特别适合于高电压大容量的应用场合。不过三电平p i i q v l 可 逆整流器的缺点也是显而易见的，一方面其主电路拓扑使用功率开关器件较多， 另一方面，控制也比两电平复杂，尤其是需要解决中点电位平衡问题。另外，为 了更好地适应高压大功率应用，并降低交流输出电压谐波，近年来有学者设计出 采用多个二极管钳位的多电平v s r 拓扑结构0 7 , 1 8 。 除此之外还有单开关主电路拓扑结构，他们的共同优点是控制结构简单，易 于实现，且电源工作可靠性高；缺点在于其应用场合受到开关器件的影响，开关 器件的耐压水平高低和开关频率的高低限制了这种电路的应用，其主要应用于中 小功率的变频器或u p s 电源。 第二章p w m 整流器拓扑结构及原理 n 图2 4 三相三电平v s r 多开关p w m 整流电路的共同优点在于功率因数高，谐波失真小，可实现能量 的双向流动，调节速度快，应用范围宽，主要应用于中大功率场合。缺点也很突 出，电路结构复杂，控制难度大，而且需要检测和控制的点较多，提高了控制成 本；器件的增多也降低了系统的可靠性。由于其性能指标高于单开关结构的p w m 整流器，且可实现能量的双向流动，是很有发展前途的拓扑结构。 应用软开关技术的整流器主要用于大功率场合，其拓扑结构本文不再讨论。 电流型p w m 整流器( c u r r e n ts o u r c er e c t i f i e r ，简称c s r ) 的最显著特点就是 直流侧采用电感进行直流储能，从而使其直流侧呈现高阻抗的电流源特性i 撺】。 就现状而言，由于电压型p w m 整流器的实现相对容易，并且具有较简单的 拓扑结构和控制响应速度，配置简单的输入滤波器即可实现较低的电磁干扰等特 点，目前的研究多集中在电压型p w m 整流器上。本文的研究重点也集中在三相 半桥v s r 拓扑结构的p w m 整流器。 2 2p w m 整流器的工作原理 图2 2 已经列出三相全桥p w m 整流电路的拓扑结构。三相电压型p w m 整 流器( v s r ) 主电路由交流回路、功率开关管桥路及直流回路组成。图中e a 、e b 、 e 为三相对称电源相电压， f 。、厶、为三相线电流，t 1 1 6 ，、d l d 6 分别是c 绝缘栅双极型晶体管i g b t 和续流二极管；吃为直流电压，r 、l 为滤波电抗器 的电阻和电感；c 为直流侧电容；r l 为负载；，。、1 ，。、，。为整流器的输入相电 压，f ，为负载电流和负载电压e l 等。 在稳态工作时，三相v s r 输出直流电压不变，开关器件在p w m 控制下开 通或关断，三相v s r 交流侧输出电压是和三相p w m 逆变器输出电压类似的 第二章p w m 整流器拓扑结构及原理 p w m 电压波。同样，由于输入电感的滤波作用，忽略三相v s r 交流网侧输出电 压的谐波，三相v s r 可以看作可控的正弦三相电压源。它输出的基波电压矢量 v 与电网电压矢量e 共同作用于输入电感l 和交流网侧等效电阻r 上，产生输 入电流矢量i ，如图2 5 所示。因此，适当调节整流器交流端电压的幅值和相位， 可以获得所需幅值和相位的输入电流，实现单位功率因数整流或逆变。 v 图2 - 5 三相v s r 的基波等效电路 为分析电压型p w m 整流器的开关工作状态，用”1 ，表示某相上桥臂导通( t j 或d i 导通) ，下桥臂关断( t j 和d i 关断) ；用“0 表示某相下桥臂导通，上桥臂关 断。为了避免出现短路故障，图2 2 中上下两个功率开关管的导通是互补的，即 上桥臂开关管导通时，其对应的下桥臂功率开关管是关断的。三个桥臂导通与关 断组合起来有8 种开关状态( ( 0 0 0 11 1 ) ，其中( ( 0 0 l 1 1 0 ) 为非零状态，( o o o ) 、( 1 l1 ) 为零状态。例如( 1 0 0 ) 表示a 相上桥臂导通，b ，c 两相下桥臂导通；( 0 0 0 ) 表示所有 的下桥臂均导通，则桥臂入端线电压均为零，故称此状态为零状态。8 种开关状 态下对应于8 种整流器输入电压空间矢量u o ( o o o ) ，u k l o o ) ，u 2 ( i1 0 ) ，u 3 ( 0 1 0 ) ， u 4 ( 0 11 ) ，u s ( 0 0 1 ) ，u 6 ( 1 0 1 ) ，u 7 ( 11 1 ) ，如图2 - 6 所示。其中u t ( 1 0 0 ) 开关状态下的整 流电路简图如图2 7 所示，其他7 种略。 l ： 入 一 l 4 l c vn 一 图2 - 6 整流器输入电压空间矢量 第二章p w m 整流器拓扑结构及原理 图2 - 7 整流器u l ( 10 0 ) 时的开关状态简图 为分析整流器的整流与逆变换流过程，将如图2 - 8 所示三相交流电压波形， 分为6 个区间，每个区间为6 0 。电角度。下面分析整流器工作于单位功率因数 时的整流与逆变换流过程。 v i v a i 弋 i 1 0l il iv ei ： l i ： i i i l l ： v ：v i 图2 8 三相电源电压的区间分配 1 整流换流过程 由于整流器工作于单位功率因数状态，相对于三相交流电压区间的开关状态 分布如表2 1 所示。在分析换流过程中，略去上、下桥臂的开关死区时间。 表2 1 各区间开关状态分布 电角度区间 零状态非零状态 零状态 0 。3 0 0 1 0 0 0l0 0l1 01 11 3 0 。9 0 。1 10 0 00 1 00 1 1 1 1l 9 0 。1 5 0 。0 0 00 1 10 0 11 ll 1 5 0 。 2 1 0 。0 0 00 0 1 1 0 11 1l 2 1 0 0 2 7 0 0v 0 0 0 0 0 l1 0 llll 2 7 0 。3 3 0 。0 0 01 0 l1 0 0 l1 1 9 砂 一 k 第二章p w m 整流器拓扑结构及原理 1 ) 整流器工作于i 区间 在此区间，v 。 0 ，1 ，6 0 ，v 。 0 ，如 0 ，i c 0 ，v 6 o ，1 ，。 0 ， 实现逆变。开关状态分布见表2 1 ，换流过程与开关状态如图2 10 所示。图a ) 为( 1 0 0 ) 开关状态对应的换流过程，a 相上桥臂导通，b ，c 相下桥臂导通，即t i ，t 4 ， t 2 导通，桥臂入端线电压1 ，砌= 吃，暾- 0 、1 ，。= 一，电流路径及方向如粗实 线所示。图b ) 为( 1l o ) 开关状态对应的换流过程，a ，b 相上桥臂导通，c 相下桥臂 导通，即t l ，d 3 ，t 2 导通，桥臂入端线电压1 ，。= 0 ，1 ，廊= 、v 删= 一，电流 路径及方向如粗实线所示：a 、b 相电感l 存储磁场能量。 2 ) 其它区间 整流器工作于其它区问的换流过程分析方法与i 区间类似，此处不再赘述。 值得注意的是在非零状态时，对应电压最高的相，上桥臂导通，同时，同一桥臂 和整流状态时导通管子不同。 l o 第二章p w m 整流器拓扑结构及原理 n n n n a ) b ) c ) d ) 图2 - 9 整流器在i 区间整流换流过程 第二章p w m 整流器拓扑结构及原理 n n 图2 1 0 整流器在i 区间逆变换流过程 1 2 第三章三相v s r 的数学模型及控制方法 第三章三相v s r 的数学模型及控制方法 三相v s r 的数学模型是根据它的拓扑结构，在三相静止坐标系、两相静止 坐标系和两相旋转坐标系中，利用基尔霍夫电压定律和电流定律所建立的一般数 学描述。为了方便分析，针对三相建立数学模型时通常假设电网电动势为三相对 称正弦波；功率开关管为理想器件，没有过渡过程，其通断由开关函数描述；网 侧电感为线性且不考虑饱和情况。 3 1 三相v s r 的数学模型 为了更进一步的分析三相电压型p w m 整流器( v s r ) ，需建立其数学模型。 图3 1 三相电压型p w m 整流器主电路拓扑结构 通用的数学模型有两种：三相静止( a ，b ，c ) 坐标系下的一般数学模型和同步旋 转d q 坐标系下的d q 模型。由于三相p w m 逆变器在结构上和三相电压型p w m 整流器完全对称，二者具有统一的数学模型，因此可以用分析三相p w m 整流器 的方法来分析p w m 逆变器【2 0 , 2 1 】。 假设如图3 1 中，功率开关元件为理想开关，其通断可以用开关函数来描述。 仍然定义单极性二值逻辑开关函数为 最= 0 1 上_ k 毳喜羹嚣： 亲善喜篓c k = a 山、c ， l桥臂关断，下桥臂导通“、一7 采用基尔霍夫电压定律建立三相v s r 的a 相回路方程为 ( 3 1 ) 第三章三相v s r 的数学模型及控制方法 l d i ，o 。+ r i a = e a 一( k z + h 。) ( 3 2 ) 当圪导通而圪关断时，s 。= l ，且v 州= v 出；当圪关断而吃导通时，开关 函数s 。= 0 ，r v 州= 0 。由于v a n = u r i c s 。，式( 3 - 2 ) 可改写为 t d i ，a + 尺屯= p 。一( s 。+ 1 ， r 。) ( 3 3 ) 口f 同理，可得b 、c 相方程如下： l d ，。+ r i b = e b 一( v 如s 6 + 1 ，。) ( 3 4 ) “f t d t ，。+ r = e c 一( s 。+ h 。) ( 3 。5 ) “f 考虑在三相无中线系统中，三相电流之和为零 乞+ + t = 0 ( 3 - 6 ) 在大多数情况下，三相电网电压基本平衡，存在 巳+ + e 。= 0 ( 3 7 ) 联立式( 3 3 ) ( 3 7 ) 得， ，0 = 一等 ( 3 8 ) o k = a b c 又，直流侧电流d c 与进线电流存在如下关系【1 3 】 l d c = i o s a + 如s 6 + t s 。 ( 3 - 9 ) 对直流侧电容正节点处应用基尔霍夫电流定律，得 c d v ，d c = i o j 。+ i b s 6 + i c s 。一i l ( 3 1 0 ) a t 综合式( 3 3 ) 、( 3 4 ) 、( 3 8 ) 和( 3 1 0 ) 得出三相v s r 在三相静止( a 、b 、 c ) 坐标系下的一般数学模型： ( s 。+ ( s 。+ ( s 。+ c 警都。+ 如s b + i t s c - - + s 。 3 屯+ s 。 3 s b + sc 3 ( 3 1 1 ) 这种一般数学模型具有物理意义清晰、直观等特点。但在这种数学模型中， 三相v s r 交流侧均为时变交流量，因而不利于控制系统设计。为此，可以通过 坐标变换将三相静止坐标系 b ，c ) 转换成以电网电压基波频率c 0 同步旋转的d q 标系2 2 1 。这样，经坐标旋转变换后，三相对称静止坐标系中的基波正弦变量将转 1 4 出 出 如 慨 坳 哪 、_l、i，：、i， 一 一 一 ，”、厂卜 一 一 一 巳 巳 + + + k b k 尼 r 尺 一 一 一 = = = 堕出亟出生出 l 三 三 第三章三相v s r 的数学模型及控制方法 化成同步旋转坐标系中的直流变量，从而简化了控制系统设计。三相静止对称坐 标系中的三相v s r 一般数学模型经同步旋转坐标变换后，即转换成三相v s r 的 d q 模型。 在三相v s rd q 模型的建立过程中，常用到两类坐标变换：一类是将三相平面 静止坐标系( a ，b ，c ) 变换成两相垂直静止坐标系( a ，p ) ；另一类是将三相静止坐标 系( a ，b ，c ) 变换成两相同步旋转d q 坐标系，或是将两相静止垂直坐标系( 仅，p ) 变换 成两相同步旋转d q 坐标系。这两种坐标变换又分成“等量变换和“等功率 变换两种【2 3 1 ，文中均采用“等功率”变换。 图3 - 2 坐标系( a ，b ，c ) 与坐标系( a ，p ) 在变换前后功率不变的前提下，假设a 轴与i 1 1 轴重合，如图3 2 所示。用通 用矢量x 来表示三相对称交流量( 电压或电流) ，假设三相交流量的频率为。三 相静止坐标系( a ，b ) 到两相垂直静止坐标系( a ，p ) 的变换矩阵c 3 叱。为 矿搬 ( 3 1 2 ) x a = c 3 s 2 s i i ，3 ， 脚= 枢2 2i ( 3 1 4 ) 第三章三相v s r 的数学模型及控制方法 i圣=(乏，二； c 3 一5 ， 式中： x k x ， e k q , ，i k , ，s s k ， ( ( k ，：= 口a , ，b 历, c 将式( 3 - 1 5 ) 代入式( 3 1 1 ) 得出三相电压型整流器两相静止坐标系伍p 下 哮= 一也一 喙= 勺一一如 ( 3 - 1 6 ) c d v 赴a c = 压( i a s a + i p s p 、一t l 经过3 s 2 s 变化后，通用矢量x 在两相垂直静止坐标系( a ，p ) 以角频率旋 转。再经过第二类变换，将通用矢量x 变换到以角频率同步旋转的d q 坐标系 中，此时，通用矢量x 相对于d q 坐标系是静止的，在d q 坐标轴上的分量为静 止直流量。根据瞬时无功功率理论，在描述三相电量时，为简化分析，将两相旋 转d q 坐标系中d 轴与电网电压矢量e 同轴，即d 轴按矢量e 定向，d 轴分量表 示有功分量，q 轴分量表示无功分量( 以下分析中相同，不再特别指出) 。再令， 初始条件下，d 轴与旺轴的夹角为咖，如图3 3 所示。两相垂直静止坐标系( 旺，d ) 到两相同步旋转d q 坐标系的变换矩阵c 2 蛇，和逆阵c 2 r 2 。为 移 l 久口 o 图3 3 坐标系变换 g m ，= 二s o ；s n p 仍, c s 。i n 。仍p , j ，c 2 r 2 sl i c 。o n s 织伊s - c 。s i s n 仍p , c 3 - 7 ， 其中，9 。= 吼+ 伽，为电网角频率。通用矢量x 在d q 和( 0 【，p ) 坐标系下的分 量满足下列关系： 刚x qjl - c o s s i n 织缈, 啷s i n 织呲 列x a p 1 6 第三章三相v s r 的数学模型及控制方法 使用变换阵c2 “2 ，和逆阵c 2 ，2 。时，需注意到变换阵中的元素为时间的函数， 、q 电流导数之间存在如下关系2 4 1 吗肌，瑚+ 二 ( 3 1 9 ) 将变换矩阵c2 s ，2 ，、c 2 ，也。代入三相v s r 一般数学模型( 3 - 1 1 ) 中得三相v s r 2 e d v d c s d 2 一v d c s g l d s g t 其中，x d 、x q 分别为x k ( k = a , b ，c ) 的d ，q 分量，x = i ，e ，s 。 又令v d - v d 。s 相v s r 交流侧电压矢量v d q 的d 分量； v q - v d 。s q _ 三相v s r 交流侧电压矢量v d q 的q 分量。 2 e d v d 。e q v q ( 3 - 2 0 ) f 3 2 1 ) 从三相v s r d q 模型方程式( 3 2 0 ) 和( 3 - 2 1 ) 中可以看出，由于v s rd ，q 变量互 相耦合，因此，在基于d q 坐标系模型的电流控制器设计时，需考虑这种关系。 3 2 电压型p w m 整流器系统控制策略的研究 任何一个p w m 变换器的控制系统均可认为由两部分构成，一部分是控制 器，一部分是调制器。控制器主要是根据反馈信号获得变换器输出的电压指令， 而调制器则是根据这个电压指令产生相应的脉宽调制信号，使变换器输出的等幅 变脉宽p w m 电压能够逼近所给出的电压指令 2 5 , 2 6 】。 对于v s r 系统，最为关键的是通过改变交流侧的电压来控制网侧电流，而 交流侧电压的改变就需要利用控制电路和软件编程，按照某种规律进行调制波计 1j d 叮 。l1j 缈0 与羽数r 1 导 m 游 q 电从 枞 卫出 并 = 他臣 此 0 l + 尼 尺 + + 0 0 = 龙 础 一办 越 舰丝比 艇哮矗出c q rl，l 的 砌 矾 + + - ， 础 础 dfgf奶面暇i 得 忆。忆、 第三章三相v s r 的数学模型及控制方法 算，并产生相应的s p w m 波形，最终使主电路输出一个所期望的交流侧电压， 从而达到控制网侧电流的目的。 从v s r 的工作原理和数学模型的分析可知，对于三相v s r 需实现两个控制 目标：稳定直流侧电压；实现其交流侧在受控功率因数( 如单位功率因数) 工作。 为了实现第一个目标，控制系统中需控制直流侧电压，一般都采用电压闭环控制： 对于第二个目标，则需通过控制电网侧输入电流的幅值和相位来实现。 根据电压型p w m 整流器网侧电流在控制环中是否采用电流闭环，可以把三 相v s r 的电流控制策略分为两类：一类是间接电流控制策略；另一类就是目前占 主导地位的直接电流控制策略【2 川。 间接电流控制又称作幅值相位控制，即通过控制电压型p w m 整流器的交流 侧电压基波的幅值和相位进而间接达到控制网侧输入电流的目的。其电流控制的 依据是整流器的空间矢量图，对电流的控制是开环的。间接控制的静态特性很好， 控制结构简单。由于不需要电流传感器，故成本也比较低。但是间接电流控制的 实际应用却不多，因为间接电流控制规律是基于稳态的观点得到。系统的过渡过 程按自然特性完成，而整流器的自然特性又很差，所以间接电流控制的暂态过程 不理想，有较大的电流超调，电流振荡剧烈，系统的稳定性差，响应慢。引入电 流微分反馈或加上串联补偿器都是改进间接电流控制动态响应的有效途径，将使 间接电流控制适合实际应用。 把引入了输入电流反馈的控制方式归类为直接电流控制方式。直接电流控制 具有非常优良的动态性能，以其快速的电流响应和鲁棒性【2 8 】受到了重视。其控制 方案主要包括以固定开关频率且采用电网电动势前馈的s p w m 控制，以及滞环 电流控制。为了提高电压利用率并降低损耗，基于空间矢量的p w m 控制在电压 型p w m 整流器中取得了广泛的应用，并提出了多种方案。目前电压型p w m 整 流器网侧电流控制有将固定开关频率、滞环及空间矢量控制相结合的趋势，以使 其在大功率有源滤波等需快速电流响应场合获得优越的性能。此外，控制策略上 出现了状态反馈控制。 在直接电流控制方法中，首先通过运算求出交流侧输入电流指令值，再引入 交流电流反馈，通过对交流电流的直接闭环控制，使其跟踪指令电流值。因此， 直接电流控制中一般都采用双闭环结构：直流电压外环和电流内环。根据内环中 不同的电流跟踪控制方法，可将直接电流控制分为多种类型，较常见的如开关频 率固定p w m 电流控制、滞环p w m 电流控制等。 1 滞环p w m 电流控制 滞环p w m 电流控制是一种瞬时值反馈控制模式，其基本思想是将电流给定 信号与检测到的整流器实际输入电流信号相比较，若实际电流大于给定值，则通 第三章三相v s r 的数学模型及控制方法 过改变整流器的开关状态使之减小，反之增大。这样，实际电流围绕给定电流波 形作锯齿状变化，并将偏差限制在一定的范围内。因此，这种电流控制结构中无 传统的电流调节器( 如p ，p i 调节器等) ，取而代之的是一个b a n g b a n g 控制【2 9 】的 电流闭环。电流反馈的存在能够加快动态响应和抑制环内扰动，而且还可通过防 止整流器过流从而保护功率开关元件，这些优点使它得到了广泛的应用。但是， 其电流跟踪动态偏差由滞环宽度确定，开关频率随电流变化率变化而波动，造成 网侧滤波电感设计困难，功率模块应力及开关损耗增大，因而在大功率变流领域 难以应用。 2 固定开关频率p w m 电流控制 固定开关频率p w m 电流控制其算法简便，物理意义清晰，且实现较方便， 另外，由于开关频率固定，因而网侧变压器及滤波电感设计较容易，并且有利于 限制开关频率损耗。 固定开关频率p w m 电流控制，一般是指p w m 载波( 如s p w m 中的三角波) 频率固定不变，而以电流偏差调节信号作为调制波的p w m 控制方法。 在三相静止坐标系( 戤b ，c ) 下，固定开关频率的电流跟踪控制方法中，每相电 流的变化只和该相输入电压和电流有关。由于每相的输入电压和电流都是周期性 变化的，因此电流的跟踪误差也是周期性变化的，当电网电压发生变化时也会影 响到跟踪误差的大小。如果采用两相同步旋转( d ，q ) 坐标系，则指令电流为直流时 不变信号，电流调节器可实现无静差跟踪控制，控