（农业电气化与自动化专业论文）spwm逆变器混合调制方法的研究.pdf

摘要 在调速系统中变频器的广泛使用使得电网和电机更大程度地受到了谐波的危害。变频器 的整流环节向电网回馈谐波，而逆变环节同时又向电机输出谐波。因而，对变频器谐波抑制方 法的研究成为对变频器制造商和使用者极为重要的课题。 本文着重研究s p w m 逆变器的混合调制方法。通过对s p w m 逆变器控制技术及输出谐波 特性的阐述，对逆变器的制约条件进行了归纳，并提出了综合评价变频器输出性能的评估函 数：为了改善s p w m 逆变器高频调制的效果，对特定消谐法( s h e ) 的开关角计算和谐波特性 做了研究，并提出了s h e 的开关角初值计算公式和总结了s h e 过调制特性和开关频率特性； 对s p w m 高频调制方法做了三套优化方案；在此基础上，提出了基于低频调制采用s p w m 、高 频调制采用s h e 的混合调制方法，并给出了混合方法开关角计算的数学模型；编制了混合方法 开关角计算及谐波分析程序；利用评估函数分别计算并对比了混合方法、s p w m 、s h e 全频段 的谐波抑制效果；构建了变频调速中控制环节及变频调速系统的仿真模型利用仿真软件 m a t l a b 6 1 仿真分析了混合方法在变频调速系统中的应用：通过对逆变器仿真输出波形的谐波分 析及评估函数值计算，验证了混合方法的可行性和有效性。该研究对运用混合方法的变频器研 发具有一定的参考价值。 关键词：变频器，逆变器，正弦脉宽调制( s p w m ) 法，特定消谐( s h e ) 法 a b s t r a c t d u et ot h ew i d e l yu s eo ft r a n s d u c e r , t h ep o w e rg r i da n dt h em o t o ra r eh a r m e df r o mi t sh a r m o n i c t h e r e c t i f i e rf e e d sb a c kh a r m o n i ct ot h e 酊da n dt h ei n v e r t e ro u t p u t sh a r m o n i ct om o t o ra tt h es a m et i m e c o n s e q u e n t l y , r e s t r a i n i n gh a r m o n i ci sc o n c e r n e db yi n v e r t e r s m a n u f a c t u r e ra n du s e l t h eh y b r i dm o d u l a t i o nm e t h o di nt h es p w mi n v e r t e ri ss t u d i e dp a r t i c u l a r l yi nt h i sp a p e r o nt h e b a s i so ft h ep r e s e n t a t i o no fs p w mc o n t r o lt e c h n i q u ea n dc h a r a c t e r i s t i co ft h eo u t p u th a r m o n i cf r o mt h e i n v e r t e r t h el i m i t e df a c t o r sa r es u m m a r i z e da n dt h ee v a l u a t i n gf u n c t i o ni sc o n c e i v e dt oe v a l u a t et h e o u t p u tq u a l i t yo fi n v e r t e rs y n t h e t i c a l l y i no r d e rt oi m p r o v et h ee f f e c to fh i g hf r e q u e n c yo fs p w m ，t h e c h a r a c t e r i s t i co fh a r m o n i ca n dh o wt oc a l c u l a t es w i s ha n g l e so ns h ei sa n a l y z e d ，c a l c u l a t i n gf o r m u l a o ft h es w i t c h 西ei sp r e s e n t e d t h es h ec h a r a c t e r i s t i co nt h eo v e rm o d u l a t i n ga n dt h es w i s h f r e q u e n c yi sc o n c l u d e d t h r e eo p t i m i z es c h e m eo nt h eh i g hf r e q u e n c yo ft h es p w mi sa n a l y z e d n e h y b r i dm e t h o di sp r e s e n t e da ss p w m f o rl o wf r e q u e n c ya n ds h ef o rh i g hf f e q u e n c bi t sm o d e li ss e tu p t h ep r o g r a mt oc a l c u l a t et h es w i t c ha n g l ea n da n a l y z et h eh a r m o n i ci sd e s i g n e d t h ee f f e c to ft h e h y b r i dm e t h o di sv e r i f i e db yc o n t r a s t i n gt h es p w ma n dt h es h er e s p e c t i v e l y m a t l a bi su s e dt o s i m u l a t ev a r i a b l ef r e q u e n c ys y s t e mw h i c ha p p l i e st h eh y b r i dm e t h o d t h er e s u l tv e r i f i e st h a tt h em e t h o d i sd o a b l ea n dv a l i d t h eh y b r i dm e t h o di sv a l u et ot h ed e v e l o p m e n to ft h ei n v e r t e ri nt h i sp a p e r _ k e y w o r d s ：t r a n s d u c o r ，i n v e r t e r ，s i n u s o i d a lp u l s em o d u l a t i o n ( s p w m )s p e c i a lh a r m o n i c e 1 i m i n a t e ( s h e ) 独创性声明 v 7 7 4 2 5 1 本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成 果。尽我所知，除了文中特剐加以标注和致谢的地方外。论文中不包含其他人已经 发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得中国农业大学或其它教育机构的学位或 证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中 作了明确的说明并表示了谢意。 研究生签名： 复舔 时同：可年目 8e l 关于论文使用授权的说明 本人完全了解中国农业大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保 留送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅，可以采用影印、缩印或扫描 等复制手段保存、汇编学位论文。同意中国农业大学可以用不同方式在不同媒体上 发表、传播学位论文的全部或部分内容。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此协议) 研究生签名 翮匍夹乐 时间：7 利y 年只1 8 日 时阃it ，一y 年5 艮，罗日 中国农业火学硕士学位论文第一章绪论 1 1 本课题研究意义 1 1 1 变频器的谐波危害【l z 第一章绪论 变频器的基本构成如图1 - 1 所示，它由整流、滤波、逆变及控制回路等部分组成。交流电经 整流、滤波后变成直流电，控制回路有规则地控制逆变器的导通与截j p ，使之向异步电动机输 出电压和频率可变的电能，驱动电动机运行。 交流电源 流、频率 图1 - 1 变频器的基本构成 对于速度精度和响应快速性要求较高的系统，采用图1 - 1 的开环系统还不够，还需要由变频 器主回路及电机侧检测反馈信号，经运算回路综合后控制触发回路，此时的系统是闭环的。整 体框图如图1 - 2 所示。控制指令来自外部的调制信号。 图1 2 变频器的指令与控制 主回路是给异步电动机提供调频调压电源的电力变换部分。图1 - 3 示出典型的电压型变频 器的一例。如图所示，主回路由三部分构成：将工频电源变换为直流电源的“整流器”；吸收 由整流器和逆变器回路产生的电压脉动的“滤波回路”，也是储能回路；将直流功率变换为交 流功率的“逆变器”。 中国农业大学硕士学位论文第一章结论 垂；r 、i l 、 。翰1 电o _ _ 3 _ 4 卓o - - 5 a 虹 、 i、 缔 、 0 0 0 0 。0 r ：_ r 、 、 艇流器 馥教嘲路 i 逆变裂 ；气 iu捌动单冗 譬寨 w 蔫 图1 3 典型的电压型变频嚣一例 变频器对外所产生的谐波主要集中在两个方面：交流输入侧、变频器输出侧。 一方面是整流器对电网的谐波回馈，集中反映在工频电源侧( 交流输入侧) 。谐波主要产生丁| 整流回路中的非线性开断。 另一方面是逆变器在p w m 控制下，变频器输出呈现脉冲序列信号。 p w m 控制的逆变器输出由不等宽的脉冲波形构成，由傅立叶级数的频谱分析原理可知，包 含了基波和许多高次谐波。谐波的幅度与控制策略、开关频率、滤波电路等有关。 谐波的存在将会对电网、电气设备、通信系统等造成一系列危害，主要有以下几点； ( 1 ) 由于电力电子技术的发展，许多高频率开关器件应用于工业生产中去。高频率开断不仅 消耗了系统的无功，而且造成了高开关损耗，降低了供电系统的效率。 ( 2 ) 当逆变器输出的电压发生畸变时，将会使电动机发生周期性转矩脉动，影响效率，降低 寿命。逆变器输出的电压谐波将使变压器增加铁损电流谐波增加铜损，影响变压器绝缘能力 和寿命，并造成容量裕度减小。可引起变压器绕组及线路电容之间共振。谐波电流的存在使开 关设备在启动瞬间产生很高的电流变化率。致使暂态恢复电压的峰值增加，以致破坏绝缘。谐 波同样会对整流装置造成危害，逆变器会将非特征谐波注入电网，同时，外部畸变会影响换流 器和换向器负荷的运行。谐波常常会引起继电保护和遥控装置，特别使整流型和晶体管型电子 设备误动或拒动。 ( 3 ) 高次谐波的存在，会对附近的通信设施产生信号干扰，影响通信线路的电磁效应和正 常的通信载波工作，在通信设备中谐波的干扰可能会使接收设备的接收误码率提高。 1 1 2 本课题研究意义 变频器在供电系统中的广泛应用，为用户提供效益的同时，也为逆变器的输出谐波抑制的 方法提出了新的课题： 1 ) 变频器供电对电机的影响口4 “。无论是电流型变频器，电压型变频器以及交交变频器 2 中国农业大学硕士学位论文 第一章绪论 由于变频器工作于开关状态，使得变频器的输出波形中含有大量的谐波。这样的波形与工频电 网直接供电的波形有较大的差别，会给电机带来谐波电流、脉动转矩、谐波损耗、散热困难、 电磁噪声和机组共振等一系列的问题。交流电机本身是一个非线性、时变、强电磁耦台的多变 量系统，当它与处于开关状态的交频器连接后，传统的相量图和等效电路的分析已经难以满足 要求，因此有必要建立适用于变频供电下交流电机的数学模型，准确计算分析电源谐波对电机 性能的影响，这对变频器的选择以及变频控制方式和控制系统的设计都有着重要的意义。 2 ) 控制方式对变频器谐波输出的影响。变频器对电动机进行控制，是根据电动机的特性参 数及电动机运转要求，进行对电动机提供电压、电流、频率进行控制达到负载的要求。因此 即使变频器硬件都一样，只要控制方式不一样，其控制效果相应也不同，输出波形的谐波含量 也不一样。而从控制方式的原理和实践应用来看，采用一种原理简单和操作方便的控制方式是 工程中常用的策略。为了改善控制方式要求简单和谐波抑制能力要求高之间的矛盾，对现有广 泛采用的控制方式中的调制方式进一步改进或提出新的调制方式是改善上述矛盾的可行策略。 3 1 高次谐波输出对电机的影响州。无论采用何种控制方式，由于变频器开关器件的高频率的 动作，均会产生高d u d t 。在很多工业应用中，p w m 变频器与电动机不在同一安装位置，需要较 长的电缆线把变频器输出的脉冲电压传输到电动机接线端。长线传输时电压反射产生的过电 压，使电动机以及电缆绝缘迅速老化，甚至烧毁：共模电压在电机转轴上感应出高的轴电压，并 形成轴承放电电流而电腐蚀轴承使电机在短期内报废；高频传导性和辐射性e m i 使变频驱动 系统可靠性下降，故障率增加，并影响电网上的其他用电设备。因此，变频器的负面效应所带 来的实际损失有时远远超过变频驱动系统本身的成本，显然，这会增加生产的总成本、降低生 产效率因此，研究变频器所带来的负面效应及其改善方法具有重要的理论意义和实用价值。 异步电动机采用变频调速，调速范围宽、力能指标好、性能优良，更是鼠笼型异步电动机 的一种理想调速方法。但是变频调速需要一套输出电压和频率能在宽广的范围内连续协调控制 的变频电源，它通常由电力电子元件所组成，致使输出的电压、电流波形往往是非正弦的。含 有各种谐波分量。近年来随着具有自关断能力的半导体器件( 3 t o 和i g b t 的方展，在小功率异 步电动机的变频调速中脉宽调制型( p w m 型1 逆变器已占了统治地位。脉宽调制型逆变器不但可 以把调压和调频的功能集于一身，以简化整流装置，改善系统的功率因数，而且通过采用适当 的调制方法可以使逆变器输出电压中谐波分量，特别是低次谐波显著减少，从而使异步电动机 的技术性能指标得到改善。关于异步电动机变频调速用的p w m 型逆变器的调制策略问题，是 一个值得研究的问题。以往单从逆变器本身考虑，认为按正弦脉宽调制是p w m 型逆变器是最 好调制方法。但是事实表明，对异步电动机变频调速来讲采用按正弦脉宽调制的所谓s p w m 调 制方法并不十分理想。因为这种调制方法某些高次谐波幅值很大，在电机中会产生相当大的附 加损耗，所以这种调制方法对减少异步电动机附加损耗的效果不够理想，而且在高频调制时由 于保持同步调制会产生较大的开关损耗，有时甚至开关损耗增加量超过了附加损耗的减少量。 此外，在现有大功率晶体管的允许工作频率下进行调制，调制频率往往正好在人听觉的最 敏感处，所以单一用这种逆变器对异步电动机供电，电磁噪声特别扰人，需要改进。因此，对 现有变频器的内部调制方案和外部高频干扰进行详细和系统的分析研究是创造一个良好的供电 3 环境必不可少的课题。 1 2 消谐逆变器的研究现状 1 2 1 消谐逆变技术的方展脚 传统的变频器通常采用相控方式，即通过调整器件的导通时间，改变逆变器的输出波形。 通常采用1 8 0 度或1 2 0 度的导通方式。采用相控方式控制逆变器控制简单但生成波形含有大量的 谐波分量，功率因数差，转矩脉动大，动态响应慢，无法满足高性能调速装置的要求。德国科 学家as c h o n u n g 于1 9 6 4 年提出脉宽调制变频的思想即把通信系统的脉宽调制技术( 简称p w i v i 技 术) 应用于电源技术中，以这种技术来控制逆变器电源开关器件的导通，可以消除和抑制低次谐 波使负载在近似正弦波的交变电压下运行，减少电源对电气设备的损害。p w m 型变频调速较 常规的变频调速方案有较大的优点。脉宽调制型逆变器的关键技术之一是p 删的调制方法。最早 的p 删技术是等脉p 唧模式、正弦波p 卿，以后有改进型p 删模式、准最优p 跏模式、最优p l i 协l 式、 谐波消除p 删模式、电压或电流跟踪p 删模式等。简单的p 咖控制技术如单脉冲p 喇，在所需的频 率周期内在正负半周内各有一个电压脉冲，而且电压脉冲宽度可调，可以有目的的消除三次 及其倍次谐波，在中小功率逆变器中应用较多。功率较低时，可以提高逆变器的开关频率，从 而减少其输出的低次谐波。但是在大功率逆变器中，由于开关器件开关损耗较大，就要使开关 频率较低( 一般几百赫兹) ，这样每个基本周期内开关次数少，就有必要采取优化方法实现最佳 调制效果。目前p 删调速技术已日臻成熟，但由于p 删变频机理是基于开关型变流技术，所以必 然产生谐波分量。要提高变频器的输出指标就必须寻找最优的p w m 模式力求降低逆变器输出 中的谐波分量。总之，p l p a 控制技术己成为电力电子技术中一个非常重要的组成部分，它对提 高电力电子装置的性能、推动电力电子技术发展起着巨大作用。 1 2 2 几种p w m 逆变器技术 1 2 2 1 正弦波p w m 技术( s l , w m ) o 朋 s p 眦就是在p 删的基础上，使输出电压脉冲在一个特定时间间隔内的能量等效于正弦波所包 含的能量。p 删序列波形用比较生成法，以等腰三角波作为载波“( t ) ( 幅值a t 、频率f t ) ，以期望 的逆变器输出波形作为调制波“r ( t ) ( 幅值a r 频率f n ) 。等腰三角形是上下宽度线性对称变化的 波形，当它与任何一条调制波的光滑曲线相交时可得到一等幅而脉冲宽度正比于该曲线函数 值( 两交点函数值的平均值) 的脉冲序列。调制波、载波以及它们的初始相位差决定t p l 6 1 波。 反过来，会使p t 6 1 波具有1 4 周期纵轴对称。正负半周对称 f ( “) = - f ( 耐+ 石) 、三相之间 的1 2 0 度对称或具有其他的条件。必然对调制波、载波以及初始相位提出相应的选择才能消除 或抑制谐波。图i 一4 为s p 眦原理图。 4 中国农业大学硕士学位论文 第一章绪论 s p 、 m 调$ _ 月理田 匿i 一4双投性脉宽调制( s p 埘) 原理围 该图中以正弦波“。( t ) 为调制信号与载波等腰三角波“，( t ) 比较。当u 。( t ) “，( t ) 时，驱 动信号。( t ) = l * e d 2 ；u 。( t ) ( “，( t ) 时，驱动信号u 。( t ) 一i * e c 2 。脉宽按正弦函数规律变 化。该技术根据载波频率比固定与否，分为同步p 州和异步p w m 。异步是指载波与调制波之间不 同步，输出质量取决于载波频率与调制波频率之比，由于二者非整数倍关系，易产生次谐波。 同步p w m 可克服次谐波的影响。 s p 赚技术输出波中所包含的谐波成分相当复杂，谐波频率既与载波角频率w 个有关也和调 制信号角频率w 。有关。基波附近较低次谐波虽然可以减少，但角频率为n o ) ，的谐波分量很 大。图卜5 所示为s p w m 的相电压频谱图。 圈i - 5s p w r 的相电压额谱圈 从图卜5 中可知，采用传统s p w b i 法的逆变器的输出波形中，谐波的分布及数值呈现以下特 点： ( 1 ) 谐波分量主要是分布在载波信号( 三角波) 频率f 的一倍频率区、二倍频率区及其后的所 有整数倍频率区内，形成一个个的谐波簇的包络区，其谐波成分是较丰富的。 ( 2 ) 谐波包络区的谐波幅值以一倍频率区为最大，二倍频率区次之，以后随倍频值的增加而 减少。 ( 3 ) 在变频过程中，谐波的次数将发生变化。 ( 4 ) 在变压过程中，谐波分量幅值与输出基波分量幅值之比将发生变化，该比值随着电压调 制比的降低而升高。可见，要使谐波向高频方向迁移，则必须提高频率调制比。另方面，如 果正弦波( 调制波) 的幅值超过了三角波的幅值低次谐波就开始增加，因此传统s p w m 法的最大 5 中国农业大学硕士学位论文第一章绪论 调制深度为1 。 在实际应用当中s p w m 存在以下一些缺点： ( 1 ) 随着电压调制比的降低，输出正弦波的波形质量明显下降； ( 2 ) 开关频率猛增。在此情况下对功率开关器件的要求更加苛刻； ( 3 ) 不可避免地产生高次、高频谐波分量； ( 4 ) p w m 波形中所需的基波分量有所衰减，电压利用率降低。 1 2 2 2 特定谐波消除技术( s 胍技术) 特定消谐技术即s h 盯( s e l e c t i v eh a r m o n i ce l i m i n a t i o n t e c h n i q u e ) ，是七十年代由 美国密苏里大学的h s p a t e l 和r g h o f t 首先提出的“。它是直接利用输出电压的数字模型米求 解开关角( 方波电压波形的开关转换点) ，从而达到消除指定次谐波的目的。通过合理地选择开 关转换点位置，达到既能控制输出基波电压分量，又能有选择地消除某些较低次谐波的目的。 在这种方法中，已经不用载波和正弦调制波的比较，而是以保证所需的基波，同时消去p w m 波形 中某些主要的低次谐波为目的。通过计算来确定各脉冲的开关时刻，即以开关角为参考变量， 寻求最优的开关时刻，以实现谐波的选择性消除“。随着高速大容量的微型计算机的广泛使 用，这种方法更具有优势。 s h e 技术的关键是求解开关器件上的开关时间点，根据s h e 技术的特点。求解过程“主要 包括：i 由于p 哪波呈关于零点对称的特点，首先构造一个四分之周期对称的p 删波形并将各 开关角( 共n 个) 设为未知数。2 利用傅立叶级数，将p w m 波分解成傅立叶级数形式，可以得n p w m 波的各次谐波的函数表达式。3 令基波幅值为特定值，所要消除的各次谐波( 共n - 1 个) 幅值全部 为零，得到n 个方程，组成一个n 元非线性方程组。4 解该非线性方程组，便得n p w m 波的各开关 角，然后根据对称特性可以得到整个周期的各个开关角。 文献 2 1 中介绍，理论分析和实验结果已经表明特定消谐p 删技术具有以下s p 咖技术所不具 备的优点： ( i ) 功率开关管的开关频率下降约三分之一，这使得功率开关管和吸收电路的开关损耗降 低，逆变器的效率提高，电磁干扰减少，并使得在采用普通主电路型式的大功率逆变器上使用 g t o 作为功率开关管成为可能： ( 2 ) 在功率开关管开关次数相等的情况下，输出电压、电流的质量提高，可降低对输入和输 出滤波器的要求，特别是在三相电源系统当中效果更为明显。 ( 3 ) 通过过调制以提高逆变器的利用效率，节约能源其基波电压最大幅值可以达到赢流侧 电压的1 1 5 倍，而s p w m 技术一般只能达n i 倍。若s i n 6 1 技术要实现过调制，则会大大降低输出波 形的质量。 ( 4 ) 可以有效地消除低次谐波。如共振，因此电流脉动大大减少，使逆变器的性能得到较 大提高。 应当指出的是：优化后的p 删波形并不意味着消除或减少了总的谐波能量，而只是改变了各 次谐波的组成，由于低次谐波不易由滤波电路消除且对机电设备及外部线路造成的影响高于高 次谐波，因此通常进行优化p 雕时原则上都是尽量削弱低次谐波而由商次谐波承担总的谐波 能量，再通过滤波电路将易于实现滤波的高次谐波消除。 中国农业大学硕士学位论文 第一章绪论 总之，以上几种p 删技术各有利弊，在消除谐波方面，应从全局出发，从最优化理论出发， 寻求最优的方案。s h e 技术由于能选择性地消去低次谐波。使逆变装置具有良好的输出特性，故 具有广阔的应用前景。 1 2 3 消谐逆变器的研究现状 完全采用s p w m 交流变频调速是一种实用的方法但自然采样法只是理论上的好方法，并 不适合微机实时控制，其数学模型可以说只是一种纯数学意义上的模型，因为在计算机控制的 调速系统中，计算s p w m 序列工作量大而难以实现实时计算。 完全采用谐波特定消除技术可以降低逆变器的开关频率三分之一左右，降低了开关损耗， 尤其在低开关频率( 即p w m 波在一个周期内的值跳变次数减少) 时，能使变换器的开关损耗最小 而整个电压和电流谐波畸变最低，同时具有没有指定谐波，输出波形质量好的特点。由于以上 特点，白该项技术提出以来一直得到极大的关注。 基于特定消谐技术的逆变器，求解p 删控制脉冲开关角的数学模型为非线性方程组，而且是 超越方程组，逆变器的最关键技术就在于能获得一种快速而且全局收敛的算法来求解该方程 组，但是受求解非线性方程组的限制，一般认为这种方法难以实现在线求解、实时控制。目前 几乎所有该方法的应用都是以离线控制方式实现，即在计算机中采用离线计算的方法来确定开 关角，然后将这些p 吼开关角预先存储在微处理器的程序存储器里( e p r o m ) ，在实时控制时在线 读取或进行简单函数变换后来产生p 删波。这种方法只能实现输出电压及频率的有级调节，且 随着电压调节分辨率增高，或者是在同时要调整电压和频率的情况下其需要的存储空间也随 之增大。事实上，由于存储空间的限制，使系统的灵活性及应用场合受到很大限制。 目前制约消谐模型在线求解的主要因素是：1 没有找到一种快速而全局收敛的算法来求解消 谐模型。2 快速算法是否适合在高速d s p 中或f p g a 上实现对逆变器的实时实现模型实现实时控 制。因此，要使特定消谐技术能进入实用阶段，真正得到大范围应用，就必须改善消谐模型的 运算和控制的问题。 根据以上两种消谐方法的研究，s p w m 法和s h e 法均在数学模型和开关角计算上存在着制约 因素以至于影响其应用的效果。所以对现有方法的改进和采取一些取长补短的方法关系着现 有变频器谐波抑制方法的方展方向和制约瓶颈的解决。本文将围绕着这两种方法总结出一套具 有快速计算开关角和良好谐波抑制能力的混合调制方法，希望能够对广大的变频器厂商和用户 在抑制谐波方法和变频器研发上有所帮助。 1 3 本文的主要工作 根据国内外的研究现状与p w m 变频器供电下存在的诸多问题，本文将对以下内容进行研 究： 1 ) 全面分析采用正弦调制法( s p w m ) 和特定消谐法( s h e ) 调制的变频器输出谐波特性和开关 损耗特性，并通过研究变频器输出谐波对电机性能的影响，尝试建立综合评价控制方案的评估 函数。在s h e 开关角计算方面。提出初值选取计算公式。 7 中国农业大学硕士学位论文第一章绪论 2 ) 在对s p w m 和s h e 逆变器输出特性研究的基础上，提出低频调制采用正弦调制法 f s p w m ) 、高频调制采用特定消谐法( s h e ) 的混合调制方法，并利用m a t l a b 编制了混合方法的 开关角计算及谐波分析程序、评估函数计算程序。通过算例计算来评价混合方法在全频段调制 时抑制低次谐波和降低开关损耗的能力。该方法力求改善传统s p w m 变频器开关损耗大和调速 过程中电机性能降低的问题。并采用l c 滤波器来抑制混合方法调制下变频器输出的高次谐波， 从而降低高次谐波对电机绝缘的损坏。 3 ) 在m a t l a b 仿真环境下，构建实现混合方法应用的变频调速系统。仿真算例对混合方 法和l c 滤波器的可行性和有效性进行验证。并讨论混合方法在p w m 变频器研发方面的一些实 用价值。 8 中国农业大学硕士学位论文 第二章s p w m 逆变器的控制技术及谐被特性 第二章s p w m 逆变器的控制技术及谐波特性 2 1 概述 变频器是为负载服务的，而在工控行业里的负载主要是电动机。由于电动机的转速由电源 频率和极对数决定，改变电源频率就可调节电动机的转速。通常，变频器采用的控制方式有恒 压频比( u f ) 、矢量控制，直接转矩控制方式。其中，恒压频比( u 伊) 变频控制由于采用脉宽 调制( p w m ) ，不但可以把调压和调频的功能集于一身，简化了整流装置，改善了系统的功率 因数，而且通过采用适当的调制方法可以使逆变器输出电压中谐波分量，特别是低次谐波显著 减少从而使异步电动机的技术性能指标得到改善，是一种广泛应用于工业生产中的变频调速 控制方式。 p w m 逆变器的脉宽调制原理是一个载波与一个调制波相比较生成一个脉冲序列，通过改变 调制波的周期来控制其输出频率，载波用于改变采样频率。载波一般固定为三角波，而调制波 选取的不同将会生成不同脉宽的脉冲序列，相应的调制效果也不同。为了使逆变器的输出波形 接近正弦波，广泛采用正弦波作为调制波，也称为正弦脉宽调制( s p w m ) 。 本章着重研究用于异步电动机变频调速系统的正弦脉宽调制( s p w m ) 的谐波特性。首先 根据恒压频比( u f ) 控制原理将调速范围划分为低频和高频，分界频率为工频。并以调制参数 为研究对象，研究不同调速范围内调制参数对逆变器输出波形的影响，进而找到提高逆变器效 率的途径。 2 2 变频调速的基本控制方式 异步电动机的转速公式 ：6 0 f , ( 1 一s ) ( 2 - 1 ) p 式中：，1 为电源频率，s 为转差率，p 为电机极对数 由式( 2 - 1 ) 可知，当电机极对数p 一定时，改变电源的频率，l 即可改变电动机的转速挹。 但如果电源电压保持在额定电压u 。时，频率的改变会使电动机的内部阻抗变化，这将引起高速 时由于励磁不足造成转矩不足和低速时由于过励磁造成的磁饱和现象，使电动机的功率因数、 效率显著下降。 由文献【4 】中电动机的转矩公式 l = c r 丸1 2c o s 0 2 ( 2 - 2 ) 式中：c r 为常数，丸为气隙磁通，1 2 为转子每相电流，妒2 为转子电流与端电压的相位差。 9 中国农业大学硕士学位论文 第二章s p w m 逆变器的控制技术及谐波特性 趟一，：丝，j ：j e l 舯瑚2 i 3 丽 式中：k 为转子电阻，e ，为感应电动势，。为定子角频率，l 2 为转子电感值。 和电动机电势公式 e 1 = 4 4 4 ，1n 1k 1 丸 ( 2 3 ) 式中：，1 为定子频率，n ，为定子绕组匝数，k 。为绕组系数。 孺t “唧z = 意丽鲁一赫争2 式中：瓦为电磁转矩，。转差角频率。 根据异步电动机运行原理【4 1 ，避免低速运行时由于过励磁造成磁饱和现象的发生，应该将 f 保持在一个恒定值。如果忽略定子阻抗压降，机端电压u ，。e ，。这样，使电动机磁通保持 j 1 一定，在广范围内调速运行。电动机的效率、功率因数不下降。因为是对电压( v o l t a g e ) 和频 率( f r e q u e n c y ) 控制，故称为调压调频( v a r i a b l ev o l t a g ev a r i a b l ef r e q u e n c y - - v v v f ) 控制，也 称u f 控制。 对于u f 控制原理【5 】，如图2 - 1 所示。在额定频率以下( 比如5 0 6 0 h z ) ，保持u f 值恒 定，称为恒转矩区。而在额定频率以上，保持输出电压不变，由于电动机输入阻抗增大，输出 转矩减小，是恒功率区。所以，通常整个变频调速范围就可分为两个调速区，一个是恒转矩调 速区，另一个是恒功率调速区；分界点频率为工频( 5 0 6 0 h z ) 。由于低速时定子阻抗压降显 著，会引起励磁不足，通常实际运行要对转矩做提升。 实际远 二粤棼矩斗7 惯功a 九弋刊7 杉卜 ! ，h o 图2 - 1 通用变频器u ，f 控制 2 3 脉宽调制( p w m ) 逆变器 图2 - 2 示出了通用三相变频器结构图，其中逆变器的作用是在所确定的时间里有顺序地使 1 0 六个功率开关器件导通、关断，从而将直流功率变换为所需电压和频率的交流输出功率。 、 i 、 。电。盎虹 、 狩 、 。奇。审。， _ r l _ 、 整流_ ； | ；亡器泼同路 ! ，v 舔i 动毕元 v 蠢 w 输 m 图2 - 2 通用电压型变频器结构图 从图中可以看出，该结构的变频器电路只有逆变器电路属于可控的功率环节，简化了结 构；使用不可控整流器，使电网功率因数与逆变器输出电压的大小无关而接近于1 ；逆变器在可 以实现调频的同时实现调压，不用改变中间环节的元件参数，从而加快了系统的动态响应；输 出波形可控，使用p w m 调制能抑制或限制低次谐波，使负载电机可在接近正弦波的交变电压 下运行。 如果从变频方式 6 1 上看，变频类型可分为间接变频和直接变频两类。间接变频是先将工频交 流电源通过直流环节再经过逆变变换为需要的频率电源。直接变频则将工频交流直接变换为可 控制的交流，没有中问直流环节。目前广泛应用的是间接变频方式，也称交一直一交变频。而 直接变频称为交一交变频。图2 - 2 所示的变频类型为间接变频。 交一直一交变频装置较交一交变频装置的优势表现在： ( 1 ) 装置元件数量较少，元件利用率较高； ( 2 ) 调频范围宽： ( 3 ) 用p w m 方式调压，功率因数较高； ( 4 ) 可用于各种拖动装置、稳频稳压电源、不间断电源。 根据变频器的供电性质分类，变频器可为电压源和电流源。两者在电路结构上的区别在于 中间直流环节滤波方式。当采用大电容滤波时，直流电压波形比较平直，在理想的情况下是一 种内阻抗为零的恒电压源，输出交流电压是矩形波或阶梯波。这叫做电压源变频器或电压型变 频器( 如图2 - 3 ( a ) ) 。当中间环节采用大电感滤波时，直流回路中的电流波形比较平直，对负载 来说基本上是一个恒流源输出的交流电流是矩形或阶梯波。这叫做电流源变频器或电流型变 频器( 如图2 - 3 c o ) ) 。虽然这两种变频器输出性质不同，可它们采用了相同的逆变电路，并都用 p w m 调制方式来实现对输出波形的控制。因此，本文所研究的调制方法对这两种变频器均适 合。 1 1 中国农业大学硕士学位论文 第二章s p w m 遂变器的控制技术及谐波特性 ( a ) 电压型变频器 图2 - 3 间接式变频器 2 4 正弦脉宽调制( s p w m ) 逆变器 电流型变额器 正弦脉宽调制( s i n u s o i dp u l s ew i d t hm o d u l a t i o n - - s p w m ) 是在脉宽调制( p w m ) 的基础 上发艘起来的。因其调制波采用正弦波故称为正弦脉宽调制。这种方法适用于各种调频或调压 装置中，是一种开关源领域广泛应用的方法。在变频器中通过正弦脉宽调制来控制逆变器的 功率开关器件的导通或关断，将整流器变换成的直流电压或电流逆变为具有可控幅值和频率电 压源或电流源。 2 4 1s p w m 逆变器的控制电路 2 4 1 1 单相p w m 变频器 圈2 - 4 为单相全桥式变频器的主回路。当v l 和v 4 导通时，输出电压u o v 为+ d ，而v 2 和 v 3 导通时输出电压u t r v 为一e d 。当v 1 、v 3 或v 2 、v 4 导通时，u u v = o 。调节上述输出电压+ e d 和一e d 的宽度比可以获得所期望的输出电压波形，如图2 - 5 所示。 调制簋t i ，通过谐波分析程序计算结果表明，当m = i 2 时- u 1 e = i 0 2 ；而 m = 1 5 时，u1 1 3 = 1 0 5 。当m i 5 ，由于输出波形可能出现方波，谐波含量将变得非常复杂，进而 无法找到谐波分布规律。因此，s p w m 逆变器在过调制方面受到调制度m 的限制。 ( 2 ) 开关频率 功率开关器件的开关损耗决定于开关频率，最大开关频率又由开关器件的性能决定。表2 - 1 给出了适合s p w m 逆变器使用的电力开关器件的开关频率范围1 6 j 。 表3 1常见开关器件 我国电力系统谐波管理条例中规定，电流谐波要考虑到1 9 次。因此，谐波一般为l k h z 以 内再大便被称为电磁噪声。对于市场上广泛使用的变频器一般输出频率为1 4 0 0 h z ，而对于 航空所需的上千赫兹的交频器不在民用范围内，本文不傲研究。例如日立l 1 0 0 型交颓器输出频 率为1 3 6 0 i - i z ，其载波频率范围为0 5 1 6 k h z 。但一般用u 伊控制的变频器的载波频率最大不 超过4k l t z ，而最小不低于l k h z 。一般实际使用中，n 的范围在5 2 0 0 之内就能满足要求了。 ( 3 ) 转矩脉动 文献【9 】中谈到，对于异步电动机在非正弦电源供电时一个重要问题是谐波电流所产生的转 矩。谐波转矩有两类：一类是恒定的谐波转矩，另一类是脉动转矩。恒定谐波转矩由气隙谐波 磁场与由该磁场在转子上感应的电流相互作用而产生。由于转差率在稳态时很小，恒定谐波转 矩的幅值很小，一般可以忽略不计。 但是谐波电流，特别5 次、7 次等低次谐波电流与基波磁场相互作用下所产生的脉动转矩， 却可能具有相当大的数值。可能会使电动机的转动角速度发生波动，引起强烈的振动和噪声， 中国农业大学硕士学位论文第三章s p w m 逆变器输出性能评估函数 尤其是当工作频率比较低，而电源的内阻抗又比较大时，随着电机转速的脉动，电源电压也会 随之发生波动，使脉动转矩的幅值会进一步放大。由于三相供电系统中，只有6 n 1 次谐波存 在，而6 n 一1 次和6 n + 1 次谐波相对于6 n 次谐波方向恰好相反，所以它们与基波磁通的相对 运动为6 ，。式( 3 1 ) ( 见文献【2 】) 为第6 ，1 次谐波产生的脉动转矩公式。 。譬 南一南 b ， 假定妒l 。1 ，漏抗石= o 1 o 2 之间，根据式( 2 1 7 ) 得瓦约为基波转矩2 0 1 0 。同样 对1 2 倍频的脉动转可以求得王，= 2 5 1 2 因此对电机转速脉动影响最大的是5 、7 次谐波所 产生的6 倍频脉动转矩。 ( 4 ) 电机效率 由于变频器输出波形中含有大量的谐波，产生了较大的谐波电流和谐波磁场，因而形成附 加的铜耗和铁耗等损耗。这些附加损耗的大小与电源的波形有关。在鼠笼异步电动机中由于谐 波引起的损耗主要有一下几点： ( 1 ) 谐波电流在定子绕组中引起的铜耗 ( 2 ) 谐波电流在转予绕组中引起的铜耗 ( 3 ) 谐波电流产生的主磁通在铁心中引起的铁耗 ( 4 ) 频率变化引起的附加机械损耗 ( 5 ) 谐波电流引起的杂散损耗 文献【9 】给出电机的各种损耗和效率计算公式： 铜耗：兄= 兄+ 著“n + 只”：+ 善匕z t 式中： 圪l - 肌，1 2 r 1 ( 定子绕组基波铜耗) 荟名n4 荟m 2 r - ( 定子谐波铜鞠 匕2 一m 1 2 “r 2 ( 转子基波铜耗) 荟。苫肌2 r ： ( 转子谐波 铁耗：吃5 吃t + 著名t 式中：【唼h 瓷，卜睁广5 c 谐波铁鞠 机械损耗：i 乙2 t + 荟已e 班 式中：只啡= 只嘶( 譬) 2 ( 谐波机械损耗) ，1 杂散损耗：只d = d 1 + y f l 式中：圮m2 印2 x ( 妒5 ( 谐波杂散损耗) 电机在额定负载时的总损耗为： p ；。+ 靠+ 乞。+ 岛= b 。+ & ( 3 - 2 ) 式中：p ，。为基波损耗、& 为总谐波损耗 式中 由变频器供电时电机额定负载下的效率为 ( 3 3 ) 通过对计算损耗公式结构的分析以及大量的计算，发现总谐波损耗& 与p ，1 满足以下关系 小p n - 阿 ( 3 - 4 ) 式( 3 - 4 ) 是由铁耗和机械损耗的谐波损耗计算公式近似得出的。从物理意义上讲，该式能 够充分考虑了谐波幅值和次数同时影响电机的性能特别强调了谐波次数越小对电机影响越突 出的观点。无论电压型还是电流型逆变器，输出谐波的总谐波损耗越高，电机的效率越低。 选用文献【1 】的一组数据来说明式( 3 - 4 ) 可以用于分析总谐波损耗，数据如表3 - 2 所示。其 中，示出了三种电源电压波形中的谐波含量和总损耗。其中a 、b 、c 为相同调制度m ，不同载 波比n 时的s p w m 电压型逆变器。 首先，明确一下计算总谐波损耗的步骤： ( 1 ) 先由式( 2 - 7 ) ( 2 1 2 ) 求得各次谐波电压的幅值及谐波含量。 每 一只 = 叩 中国农业大学硕士学位论文第三章s p w m 逆变嚣输出性能评估函数 ( 2 ) 由异步等效电路【4 】的阻抗求出谐波电流。 ( 3 ) 通过( 3 1 ) ( 3 - 2 ) 再计算出总的谐波损耗。 表3 - 2 三种载波比n 下的谐波古量及损耗 谐波谐波含量( 以基波百分比表示) 谐波 谐波含量( 以基波百分比表示) 次数 a b c 次数 abc 52 0 02 1 3 2 6 0 3 5 7 ，8 8 9 8 2 71 4 81 6 2 2 5 3 3 7 9 18 52 4 1 11 0 01 2 7 8 6 8 4 1 1 3 29 52 0 1 38 61 2 5 8 1 ，8 4 3 1 7 6i i 63 1 1 77 01 5 1 1 8 84 78 4 54 6 81 7 6 1 9 6 6 1 9 2 1 7 04 98 3 ，44 3 21 9 6 2 3 6 38 5 34 9 65 31 6 37 758 2 5 6 48 2 74 2 35 51 1 75 3 5 8 2 9 6 5 1 6 5 7 5总损耗1 3 4 61 7 5 12 6 6 0 f w ) 3 16 61 2 25 ，6比正弦效7 11 3 8 2 4 0 率下降 表中a ：n = 4 7 ；b ：n = 2 3 ；c ：n = i i 。通过利用式( 3 - 2 ) 对表3 - 2 中谐波含量的处理，可 以得出a 、歌c 三种电源的总损耗变化率为：黼t z z 。，。而根据实际总损耗得到 的变化率为2 2 3 8 ， 因此，无论从物理意义，还是从总损耗变化规律角度讲，利用式( 3 4 ) 分析谐波对电机效 率影响是有效的，