（微电子学与固体电子学专业论文）gps接收机混频器电路设计.pdf

中文摘要 摘要：近年来，无线通信迅速发展，作为其关键模块，射频集成电路成为当前的 研究热点。随着c m o s 工艺的发展，器件性能有很大提高，在射频集成电路中用 c m o s 工艺代替传统的g a a s 、b i c m o s 等工艺成为可能。但一些二级效应以及衬 底串扰等也会变得更加显著，给电路的设计带来了许多困难，特别是电源电压的 降低使得传统的电路拓扑结构不能满足设计的要求。 混频器是g p s 接收机射频前端电路的核心模块，其性能直接影响整个系统的 性能以及系统对其他功能模块的要求，本文采用三级下变频结构。 基于这种背景，本文提出了一种高性能( 低压、低噪声、高变频增益) 下变频混 频器，但又对它进行了多方面的优化，包括采用交流藕合互补跨导级和以阈值电 压为基准的自偏置电路，有效的提高了混频器的各项性能。本文对该混频器进行 了详细的分析，并在此基础上，调整电路参数，设计三级下变频混频器，最后给 出了需要进一步改进的地方。 设计采用中芯国际0 1 8 9 mc m o sr f 工艺库，使用s p e c t r er f 工具进行仿真、 v i r t u o s ol a y o u te d i t o r 工具完成版图设计，并完成后仿真。仿真结果显示主要性能 如下：第一级电压变频增益为1 3 3 d b ，噪声系数为8 9 d b ；第二级电压变频增益为 3 0 7 d b ，噪声系数为1 0 3 d b ；第三级电压变频增益为5 8 d b ，噪声系数为4 3 d b 。 电路都工作在电源电压1 8 v 下。同时也进行了后仿真。 关键词：射频集成电路；混频器；交流藕合互补跨导级 分类号：t n 7 7 3 a bs t r a c t a b s t r a c t ：w i t ht h er a p i dd e v e l o p m e n to fw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o ni nr e c e n ty e a r s ， r a d i of r e q u e n c yi n t e g r a t e dc i r c u i t ( r f i c ) ，w h i c hi sac r u c i a lb l o c ko fi t ，h a sb e c o m ea f o c u so fp r e s e n ts t u d y t h ed e v e l o p m e n to fc m o st e c h n o l o g yg r e a t l yi m p r o v e st h e p e r f o r m a n c eo ft h ed e v i c e sa n dm a k e s i tp o s s i b l et os u b s t i t u t ec m o st e c h n o l o g yf o r t h et r a d i t i o n a lg a a sa n db i c m o st e c h n o l o g yi nr f i c s h o w e v e r , s o m es e c o n d o r d e r e f f e c t sa n ds u b s t r a t ec r o s s t a l ke t c w i l la l s ob e c o m em o r eo b v i o u s ，w h i c hb r i n g sm u c h d i f f i c u l t yt ot h ec i r c u i td e s i g n ，a n dt h em o s ts e v e r ec o n s e q u e n c ei sar e d u c t i o no ft h e v o l t a g es u p p l y , w h i c hc a u s e st h a tn o ta l l c i r c u i tt o p o l o g i e sc a l ls a t i s f yt h er e q u i r e d s p e c i f i c a t i o n s t h em i x e ri sa ni m p o r t a n tb l o c ki ng p sr e c e i v e r s ，a n di t sp e r f o r m a n c eh a sad i r e c t i n f l u e n c eu p o nt h a to ft h ew h o l es y s t e ma n du p o nt h ed e m a n d so ft h es y s t e mf o ro t h e r b l o c k s w eu s et h et h r e e o r d e rd o w n c o n v e r s i o nm i x e r ss t r u c t u r e t os o l v et h e s ep r o b l e m s ，t h i sp a p e rp r e s e n t sah i 曲p e r f o r m a n c e ，n a m e l yl o w v o l t a g e ，l o wn o i s ef i g u r ea n dh i g l lc o n v e r s i o ng a i n ，c m o sd o w nc o n v e r s i o nm i x e r b a s e do nt h et r a d i t i o n a lg i l b e r tm i x e r , t h ep r o p o s e dm i x e rm a k e si m p r o v e m e n t su p o ni t ， i n c l u d i n gt h eu s e so fa c c o u p l e dc o m p l e m e n t a r yt r a n s c o n d u c t o ra n dt h r e s h o l dr e f e r e n c e s e l f - b i a s i n gc i r c u i t c o n s e q u e n t l y , a l lp e r f o r m a n c e s o ft h em i x e ra r ee f f e c t i v e l y e n h a n c e d t h i sp a p e rg i v e sad e t a i l e da n a l y s i so ft h ep r o p o s e dm i x e r , a n da d j u s t st h e c i r c u i tp a r a m e t e r su p o ni tt od e s i g nt h r e em i x e r s a tl a s t ，t h i sp a p e rg i v e ss o m e s u g g e s t i o n so nh o w t oi m p r o v et h ep e r f o r m a n c eo ft h em i x e r t h i sd e s i g ni sb a s e do no 18 1 x mc m o sr ft e c h n o l o g yo fs m i c ，e m p l o y i n g s p e c t r er ft oa c c o m p l i s ht h es i m u l a t i o na n du s i n g v i r t u o s ol a y o u te d i t o rt of i n i s ht h e l a y o u td e s i g n , a n df i n a l l y , l a s t - s i m u l a t i o nw e r ea c c o m p l i s h e d t h em a i ns i m u l a t i o n r e s u l t ss h o wt h a tt h ef i r s t o r d e rc i r c u i t sc o n v e r s i o ng a i no f13 3 d b ，n o i s ef i g u r eo f 8 9 d b t h es e c o n d o r d e rc i r c u i t sc o n v e r s i o ng a i no f3 0 7 d b ，n o i s ef i g u r eo f10 3 d b ，t h e t l l i r d o r d e rc i r c u i t sc o n v e r s i o ng a i no f5 8 d b ，n o i s ef i g u r eo f4 3 d b a l lt h ec i r c u i t s o p e r a t e a tt h ev o l t a g es u p p l yo f1 8 v m e a n t i m e ，t h ep o s t - s i m u l a t i o nh a db e e n c o m p l e t e d k e y w o r d s ：r f i c ；m i x e r ；a c c o u p l e dc o m p l e m e n t a r yt r a n s c o n d u c t o r c l a s s n 0 ：t n 7 7 3 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解北京交通大学有关保留、使用学位论文的规定。特 授权北京交通大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索， 并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校向国 家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名：皂陂映 签字日期：2 毗年己月1 1 日 导师签名：烈鸯露 签字日期：胁石月j 日 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的研 究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表或 撰写过的研究成果，也不包含为获得北京交通大学或其他教育机构的学位或证书 而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作 了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：皂胀胀 签字日期： h q g 年乙月 n 日 7 1 致谢 本论文的工作是在我的导师刘章发教授的悉心指导下完成的，刘章发教授严 谨的治学态度和科学的工作方法给了我极大的帮助和影响。在此衷心感谢三年来 刘章发老师对我的关心和指导。 刘章发教授悉心指导我们完成了实验室的科研工作，在学习上和生活上都给 予了我很大的关心和帮助，在此向刘章发老师表示衷心的谢意。 刘章发教授对于我的科研工作和论文都提出了许多的宝贵意见，在此表示衷 心的感谢。 在实验室工作及撰写论文期间，杜春山、陈常勇、邓鹏等同学对我论文中研 究工作给予了热情帮助，在此向他们表达我的感激之情。 另外也感谢我的家人，他们的理解和支持使我能够在学校专心完成我的学业。 1 引言 1 1 射频集成电路新进展 近年来，无线和移动通信系统迅速发展，便携式电话( g s m ，g p r s ，e d g e ， p h s ，c d m a ，3 g p p ) 、无线电报和无线局域i 网( b l u e t o o t h ，w i f i ，z i g b e e ) 、全球 定位系统( g p s ) 、宽带无线接入( u w 8 ，w i m a x ) 、r f i d 和智能手提设备等被广泛 应用【l 】，它们在我们的日常生活中发挥着越来越重要的作用，巨大的市场需求促使 人们对低成本、低功耗、小尺寸、高集成度、高可靠性无线移动通信系统进行研 究，作为其关键模块，射频集成电路( r f i c ) 理所当然地成为当前的研究热点。 r f i c 的发展主要经历了三个时期：早期，g a a s ( 或i n e ) - r 艺技术占据着r f i c 的主要舞台，这主要是因为它与硅基器件相比较，g a a s 器件具有较高的迁移率、 低场饱和速率、截止频率石、最高振荡频率厶。，和较低的噪声系数，并且在其衬 底上可以制造高品质因数的无源器件，在高频应用中具有明显优势。但是采用g a a s 技术来制作高集成度低成本的集成电路时也有很多缺点，例如它有较高的缺陷密 度和成本、较低的集成度和良率、易碎。 中期，随着硅双极技术的不断进步，g a a s 场效应管超过硅双极工艺的优势迅 速减小。b i c m o s 工艺技术将双极工艺技术与c m o s 工艺技术相结合，集中了二 者的优点，形成了新的工艺技术，从而实现了低功耗和高速度，已成为主要的工 艺技术之一。近几年来，s i g e 异质结晶体管也得到了快速发展。 利用c m o s 工艺实现的r f i c 在上世纪九十年代中期开始复苏，表1 1 列出了 m o s 器件按比例缩小后主要参数的变化【z 】。从表中列出的参数可以看出，随着器 件特征尺寸的缩小，m o s 器件的性能如特征频率屏，最高频率，= n 。，和噪声系数 n f 等都有很大提古【3 5 1 ，可以获得很好的射频特性，在r f i c 中用c m o s 工艺代替 传统的g a a s 、b i c m o s 等其它工艺成为可能。再加上其工艺成熟、成本低、功耗 低，可以与数字电路、模拟电路系统单片集成等优点，是实现数字与射频系统单 片集成( s o c ) 的很有发展前途的技术，所以越来越多的工程师尝试采用c m o s 工 艺来实现r f i c 6 s j 。因此在r f i c 领域，尽管g a a s 、b i p o l a r 在目前体现了最好的 性能，但从长远看来，低成本的c m o s 工艺无疑是最有吸引力的，这样由硅双极 型和g a a s 模块组成的r f 前端有望由低成本的c m o s 工艺实现。此外，c m o s 工艺相对于另外两种工艺容易获得，而且可以通过多项目晶圆( m p w ) 服务，高校、 研究所和中小型公司可以更容易获得c m o s 工艺流片服务。近几年c m o sr f i c 得到了迅速发展，并对一直在射频领域占主导地位的b i p o l a r 和g a a s 技术构成了 挑战。 表1 1m o s 器件按比例缩小后主要参数的变化 t a b l e1 1m a i np a r a m e t e r s c h a n g ew i t hm o sd e v i c e ss c a l i n gd o w n 0 2 5 u mo 1 8 u m o 1 3 u m0 0 9 u m v d d ( v ) 2 5 1 8 1 31 1 2 v t h ( v ) 0 4 60 4 20 3 4 o 2 9 f r ( g h z ) 3 06 08 0 1 2 0 f m a x ( g h z ) 4 08 01 2 01 5 0 g i n ( m s u r n ) 0 3o 4o 61 0 r o ( r u q a m ) 1 2 96 72 46 g m r 03 62 71 45 在c m o sr f i c 方面，近几年来，世界上各大半导体公司为了应对日益激烈的 竞争，纷纷投巨资提升其设计和工艺水平，高性能的产品不断推出。国内由于设 计和半导体制造工艺水平的限制，使其产品在可靠性、稳定性、参数均匀性等方 面长期落后于国外产品。目前，国外的r f i c 制造水平在o 1 8 u m 和o 1 3 u m 工艺上 已经相当成熟，并已经向9 0 n m 和6 5 n m 方向发展，而国内还主要集中在0 3 5 u r n 、 0 2 5 u m 工艺，只有很少数单位掌握0 1 8 u m 和o 1 3 u m 的制造工艺。国内目前整体 水平不高，上海的鼎芯半导体公司、捷智半导体公司和广州的广晟微电子公司走 在了r f i c 的前列，学术研究主要集中在清华大学微电子学研究所、东南大学射频 与光电集成电路研究所、中国科学院、浙江大学等极少数单位，其中东南大学已 经研制出了s 波段的o 3 5 u mc m o s 工艺的l n a ，清华大学已经研制出基于0 1 8 u m 工艺的2 0 4 g h zl n a ，东南大学正在利用0 13 u m 工艺研制基于8 0 2 1 l a 的5 g h z 频段的无线局域网接收机。 随着c m o s 器件尺寸的进一步减小，c m o s 技术在r f i c 领域的应用将更加 广泛【9 】。随着市场需求的进一步推进，体硅c m o s 技术在射频领域的应用除了对 低噪声、低成本、低功耗方面的优化以外，正逐步朝着更高频率和更宽频带的方 向发展。 1 2c m o sr f i c 设计挑战 在无线移动通信系统中，r f i c 设计是一个很复杂的课题。它的设计涉及到很 多领域的知识，如通信理论、集成电路设计、计算机辅助设计等；同时由于r f i c 2 在高频处理模拟信号，最易受无线网络环境干扰，所以设计本身要在很多参数( 噪 声、线性度、增益等) 之间作折衷，几乎任意两个参数之间在设计中都相互影响。 此外，r f i c 设计的e d a ( 电子设计自动化) 仿真工具也是不完善的，所以对设计者 的经验要求很高。可见与数字电路相比，r f i c 设计大大增加了复杂度和难度。 虽然体硅c m o s 技术具有以上提到的优势，但它的应用仍面临着巨大的挑战。 与g a a s 技术相比，由于其载流子迁移率较低，在达到同样的截止频率时，c m o s 器件的噪声系数有明显的增加。另外，由于硅衬底的电阻率较低，很难形成高品 质因数的无源器件，并且在高频下，通过衬底的串扰十分严重。 对于数字电路，c m o s 技术的等比例缩小给它带来了巨大优势：功耗低、运 算速度快、集成度高，但是对于r f i c 却不是这样，在带来好处的同时也带来了不 利。随着器件尺寸的等比例缩小，一些二级效应会变得更加明显，如沟道长度调 制效应和体效应，以及衬底串扰等也会变得更加显著，给电路的设计带来了许多 困难，特别是电源电压的降低使得传统的电路拓扑结构不能满足设计的要求。 在r f i c 设计中，除了要考虑增益和速度，还有功耗、电源电压、线性度、噪 声和最大电压摆幅等参数也是很重要的。更进一步，输入和输出电阻影响该电路 的反射系数和增益以及如何与前级和后级互相匹配。在设计的过程中，我们力求 个性能达到最佳，但是在实际的设计中，这些参数中的大多数都会互相牵制，这 将导致设计变成一个多维优化的问题【l o 】。图1 2 1 所示为r f i c 设计八边形法则， 这样的折衷选择、互相制约对r f i c 的设计提出了许多难题，要靠直觉和经验才能 得到一个较佳的折衷方案。例如对混频器来说，通过增大跨导级的偏置电流可以， 提高混频器的变频增益和线性度，但也会增加它的功耗。 噪声线性度 功耗 增益 ii 输入输出阻抗 电源电压 、速率电压摆幅， 图1 2 1 射频电路设计的八边形法则 f i g u r e1 2 1o c t a g o n a lr o l eo fr fc i r c u i td e s i g n 另外，深亚微米c m o s 工艺给射频设计仿真带来的问题主要有两个：一是短 沟道效应很难定量描述，这是由于m o s 器件短沟道的物理性质还没能够完全理解， 所以定量、精确的分析和描述尚待进一步的完善，这必然给设计带来误差。二是 m o s 器件的参数不仅越来越多，而且越来越复杂。复杂的参数不仅难于精确定义， 而且高的复杂度给仿真中的计算带来了困难。 1 3 选题意义 目前，无线通信系统的应用越来越广泛，由于激烈的市场竞争，系统对r f i c 不断提出低成本、低功耗、多功能的要求，实现这些目标的一种可行性方法是实 现收发机前端电路和基带电路的单片集成。由于数字处理部分的面积占到芯片面 积的7 5 以上，所以只有用c m o s 实现射频前端收发机，才能实现单片集成。目 前，国外已经在这方面取得了很多成果，而国内在近几年才刚刚开始对c m o sr f i c 进行研究，因此对它的研究具有重要意义。我们应尽快研发具有我国自主知识产 权的r f i c ，减小我们和发达国家的差距，甚至超过他们，实现我国由i c 制造强 国到i c 设计强国的转变。 收发机的射频前端主要包括低噪声放大器( l n a ) 、下变频( d o w n c o n v e r s i o n m i x e r ) 、上变频- 器( u p c o n v e r s i o nm i x e r ) 、本地振荡器( l o c a lo s c i l l a t o r ) 和功率放大 器( p o w e r a m p l i f i e r ) 等模块。混频器是收发机中的核心模块，每个无线通信系统至 少要用到一个以上的混频器，其性能直接影响整个系统的性能以及系统对其它功 能模块的要求。目前，随着c m o s 工艺向深亚微米的发展，混频器主要向低压、 低功耗、高线性度的方向发展，对接收机中关键模块混频器的研究，能够使我们 进一步优化系统的性能，降低功耗和成本，推动c m o sr f i c 的发展。 1 4 论文主要内容 基于这种背景，本文提出了应用于g p s 接收机的高性能下变频混频器，采用 标准的c m o s 工艺设计和实现。 第一章介绍了射频集成电路的新进展，分析了深亚微米c m o s 工艺给r f i c 设计带来的机遇和挑战，用c m o s 工艺实现射频电路已经成为可能，本文主要的 研究方向是采用标准0 1 8 p mc m o s 工艺实现低压、低噪声、高线性度等高性能的 下变频混频器，应用于g p s 接收机。 第二章介绍了g p s 系统的发展、背景、工作原理等。 第三章分析了射频元件，包括c m o s 工艺中的电感、高频m o s 管和c m o s 工艺中的电容，并简单分析了他们各自的特性以及计算方法。 第四章介绍了混频器的基本理论，包括混频器的主要性能参数和拓扑结构。 本章首先介绍了混频器的主要性能参数，包括变频增益、噪声系数、线性度和输 4 入阻抗匹配等并分析了个指标之间的关系及它们对整个系统的影响，接着分析了 混频器的几种拓扑结构以及它们的优缺点。 通过对几种混频器结构的比较分析，第五章提出了一种优化的混频器拓扑结 构，该结构基于传统的g i l b e r t 混频器，但又对它进行了多方面的优化，包括交流 藕合互补跨导级和自偏置电路。 第六章给出了所设计混频器的仿真结果、版图设计以及后仿真结果，使用 s p e c t r er f 工具进行仿真、v i r t u o s ol a y o u te d i t o r 工具完成电路版图设计。由于该 混频器是差分电路，所以在画版图时特别注意了其对称性。 第七章是下一步的研究方向以及对全文的总结。为了增大接收机的可调范围， 下一步的研究是通过改变负载形式来实现可变增益混频器；以及改进电路参数， 实现更高的集成度。 2g p s 系统介绍 2 1g p s 发展简介 全球定位系统( g l o b a lp o s i t i o n i n gs y s t e m n a v i g a t i o ns a t e l l i t et i m i n ga n d r a n g i n g ) 简称g p s n a v s t a r ，是利用导航卫星( 也即人造地球卫星) 进行测时和测 距的导航定位系统。该系统可以在全球范围内，全天候地为用户提供高精度的位 置、速度和时间信息，使用户能随时随地地确定自己的空间方位以及运动状态【l l 】。 该系统还具有良好的抗干扰和保密的性能。 在g p s 系统投入使用之前，同样是使用导航卫星定位的子午仪导航系统己经 得到了广泛应用。但是这一系统存在很大的局限性，一方面由于它是采用多普勒 定位原理，一台接收机一般需要观测1 5 次合格的卫星通过，才能达至l j _ + 1 0 m 的定 位精度，需要的观测时间比较长，因此不能给高动态用户提供实时定位和导航服 务；另一方面，子午仪系统的卫星轨道低，受大气的影响比较严重，定位精度的 提高受到极大的限制。正是鉴于子午仪系统的局限性，美国于6 0 年代末开始研制 新的卫星导航系统，并最终在1 9 7 3 年诞生了g p s 方案。 经过3 次整改，最终的全球定位系统方案是由2 1 颗工作卫星和3 颗在轨备用 卫星组成。卫星发射用伪随机码调制的两种频率( l l = 1 5 7 5 4 2 m h z ，l 2 = 1 2 2 7 6 m h z ) 的信号。用户设备通过测量设备本身到几颗卫星的距离，来确定自己的位置。该 系统能够连续提供三维位置( 经度、纬度和高度) 、三维速度和时间，实现实时导航 定位。 从g p s 的提出到1 9 9 3 年建成，经历了2 0 年。实践证明，g p s 对人类活动的 影响极大，应用价值极高。它是继阿波罗登月计划和航天飞机计划后的第三项庞 大的空间计划。从根本上解决了人类在地球上的导航和定位问题，可以满足各种 不同用户的需要，诸如通讯、授时、交通管制、气象服务和大地测量、石油勘探 等领域。无论是军用、民用，还是科学研究应用，g p s 都具有巨大的意义。 2 2g p s 系统的组成 g p s 系统由三部分组成：( 1 ) g p s 卫星( 空间部分) ；( 2 ) 地面支撑系统( 地面监控 部分) ；( 3 ) g p s 接收机( 用户部分) 。 1 l 】 2 2 1g p s 卫星 6 g p s 卫星有2 1 颗工作卫星和3 颗在轨备用卫星。这些卫星分布在互为6 0 度 的6 个轨道平面上，每个轨道有4 颗卫星，轨道倾角5 5 度，偏心率o 。0 1 ，长半轴 为2 6 6 0 9 k m ，卫星高度为2 0 2 0 0 k m ，卫星运行周期为1 2 小时。这样轨道参数的卫 星能够覆盖地面面积的3 8 。卫星运行到轨道的任何位置上，它对地面的距离合 波束覆盖面积基本上不变。同时在波束覆盖区域内，用户接收到的卫星信号强度 近似相等。也就是说，用于定位的卫星信号信噪比近似相等，这对提高定位精度 是有好处的。 g p s 卫星是由洛克韦尔国际公司空间部研制的。星重7 7 4 k g ，采用铝蜂巢结构， 主体为柱形，直径为1 5 米。装备有高精度的原子钟、导航电文存储器、伪噪声码 发生器、接收机、发射机等。g p s 卫星的基本功能如下：接收和存储地面站发来 的导航信息，( 包括卫星星历、卫星历书、卫星时钟校正数等) 和控制指令；处理一 些发来的数据；根据卫星携带的高精度原子钟( 其精度误差为1 秒钟3 0 0 万年) 的信 息以及地面站发来的信息向用户发送导航电文。 2 2 2 地面支撑系统 在导航定位中，首先必须知道卫星的位置。而位置是由卫星星历计算出来的。 地面支撑系统测量和计算每颗卫星的星历，编辑成电文发送给卫星，然后由卫星 实时地播送给用户。 地面支撑系统包括1 个主控站、3 个注入站和5 个监测站。监测站的主要任务 是对每颗卫星进行观测，每6 秒进行一次伪距测量和积分多普勒观测，采集气象 要素等数据并向主控站提供观测数据；主控站的主要任务是采集数据、编辑导航 电文并将电文传送给注入站，诊断整个地面支撑系统的协调工作和卫星的健康情 况，及时调整卫星姿态等；注入站的主要任务就是把主控站传来的电文及时注入 到各卫星。 2 2 3 用户接收机 用户接收机接收卫星传来的信号，进行信号处理后得到卫星星历，进而计算 获得所需要的定位和导航信息等。用户接收机的种类很多，但它们的结构基本一 致。典型的g p s 接收机的结构如图2 2 1 所示【l 2 1 。 g p s 接收机主要包括3 大部分，一为射频前端部分，二为相关器部分，三为 微处理器和存储器部分。接收机天线把接收到的卫星信号送到射频前端，经过放 大、降频处理，输入到相关器部分进行信号的跟踪、锁定、解扩得到卫星星历， 7 并且配合微处理器进行计算从而得到导航信息。由于g p s 系统采用扩频通信，再 加上传播途径上的各种干扰的影响，到达接收机无线接收端的卫星信号功率非常 弱。这就需要射频前端芯片对信号的放大和处理工作。可以说，如果射频前端部 分不能正常工作的话，那么后继的一切处理都是枉然的，我们得到的只是嗡嗡的 噪声。所以，研究设计射频前端芯片是十分重要的。 图2 2 1g p s 接收机的基本结构 f i g u r e2 2 1t h eb a s i cs t r u c t u r eo fg p sr e c e i v e r 2 3g p s 系统工作原理 2 3 1g p s 系统定位原理 g p s 系统基本上是根据多普勒定位原理进行定位的。用户接收机在接收到卫 星发送的信号后，对之跟踪、锁定，就可以解读出每颗卫星发射信号时的位置， 然后通过测量卫星信号的传播时间，计算出卫星到观测点( 也即用户所处位置) 的距 离。当用户接收机与g p s 系统时间精密同步的时候，仅用3 颗卫星就可以实现三 维定位。即，以3 颗卫星为中心，以求得的用户到3 颗卫星的距离为半径作3 个 球面，则，交点即为用户所在位置。当然一般来说，用户接收机的时钟与g p s 系 统时间不可能精确同步，所以测得的卫星到用户的距离不是实际的距离而称之为 伪距。这种情况下需要4 颗卫星才能实现定位。在如图2 3 1 所示的坐标系下，( 球 心o 为地心，x 轴指向格林威治子午线，z 轴指向北极，xyz 三个坐标轴构成 右手坐标系。u ( x ，y z ) 为地面上用户接收机的位置，s i ( x s i ，y s i ，z s i ) 为天空中某颗卫 星s i 的三维坐标) 。可得如下表达式【l l 】 8 r = 【( j 矗一x ) 。+ ( 一】，) 。+ ( z 研一z ) 2 + c x a t f + c x ( a t u a )f = 1 , 2 ，3 ，( 2 - 1 ) 表达式中：r i 是第f 颗卫星到观测点的伪距，可由测量得到；f 钳为卫星时 钟偏差，s i ( x s i ，y s i ，z s i ) 为卫星位置，二者可由卫星电文得到；f4 f 为传播延迟误 差，可有双频测量法根据传播延迟模型计算得到；c 为电波传播速度。所以表达 式有用户位置u ( x ，y z ) 和用户时钟偏差a t u 一共4 个未知量，只要测量4 颗卫星 的伪距，联立求解方程组即可求得用户位置，以及钟差f ，。 x y 图2 3 1g p s 系统坐标系 f i g u r e2 3 1t h ec o o r d i n a t eo f g p ss y s t e m 2 3 2g p s 系统测速原理 由于g p s 卫星绕地球运行，地面用户u 和g p s 卫星之间存在着相对运动。其 结果使u 点接收到的g p s 信号中存在着多普勒频移，也即用户接收机接收到的信 号频率是变化着的，接收频率和发射频率之差即为多普勒频移。其实多普勒频移 是单位时间( 秒) 接收频率了尼和卫星发射频率厶相差的相位周。它和卫星与用户 之间距离的变化量有如下关系【l l 】： a r = n 手一( 尼一瓜) ( 乞一t 1 ) ( 2 - 2 ) jgjg 式中，为多普勒计数值，也即t 2 和t ，时间内多普勒勒频移的累积周数；c 为 电波传播速度。 得到了距离变化量，只要除以t 2 和t ，的时间差即可得到用户速度。当然，当t 2 和t ，相差极小的时候，得到的就近似为用户的实时速度了。 2 4 本章小结 9 本章主要介绍了g p s 系统的发展情况，系统的三个组成部分以及各部分的功 能和工作特性，还简单介绍了系统的工作原理。这些都是设计g p s 接收机射频前 端电路所要了解的基本内容，这样能根据g p s 系统的特点，设计出适合g p s 接收 机的混频器电路。 1 0 3r f i c 中的器件模型 射频集成电路中，由于工作频率高，工艺中各种寄生效应对器件性能的影响 加大，特别是对工作在射频范围的m o s 管和片上集成电感的影响。因此，在电路 设计过程中，应考虑到这些效应的影响，设计之前应选用合理的器件模型，并且 需要仔细设计能够工作在射频频段的高性能单元电路和高品质因数的无源器件。 因此详细了解他们的特性是成功设计的基础也是关键所在。 3 1c m o s 工艺中的电感 射频集成电路需要高质量的无源元件，在普通模拟集成电路中不需要的元件 在射频集成电路中有时是不可或缺的。电感线圈是选频滤波器和匹配网络的关键 元件，因此射频电路在集成化过程中必须解决的问题之一就是电感的集成。电感 集成的优点不仅仅在于使电路小型化，还可以减少电路与外界的连线，从而避免 了寄生参数的影响，也防止了由连线引入的电磁干扰，可以进一步提高射频级的 性能。在硅上制作微电子电感早在1 9 6 0 年就被人研究过，但当时得出的结论是在 硅集成电路中集成电感是行不通的【1 3 】，因为与g a a s 衬底不同的是，硅衬底是导电 的，在硅衬底上做电感，主要的困难是由于衬底损耗难以获得高q 值( 品质因数) 。 直到1 9 9 0 年，n g u y e n 和m e y e r 首次发表文章证明电感是可以在硅集成电路上实 现的【1 4 】。近年来，由于无线通信技术的迅猛发展，人们越来越希望在射频集成电 路( r f i c ) q b 集成电感，以满足低损耗、高集成度的要求，使得硅集成电感成为国际 微电子领域的一个研究热点。 利用运算放大器等有源器件所构成的等效电感由于其功耗大、面积大、噪声 大、高频性能差而不能满足目前的要求。与有源电感【”j 7 1 相比，无源平面螺旋电 感的好处在于： ( 1 ) 占芯片面积很小。 ( 2 ) 对于加工精度为o 1 u m 的m o s 工艺而言，1 0 0 u m 量级的线圈长度的精度是 完全可以得到保障的，因而，电感元件的电感值可以做得十分精确。此外，平面 螺旋电感的工作电压低，级间阻抗匹配易简化，具有更宽的带宽与线性范围和低 噪声以及因噪声低而带来的低损耗等优良特性。 同时，它也有固有的严重缺陷： ( 1 ) 由于标准s i 工艺中的互连线厚度十分有限( i o ) 的片上集成电感。 q 值是衡量集成电感品质的重要物理量，实质上表征电抗元件的能量损耗情 况。它的定义： n ：垫! 皇亟垂堡堡查箜壁垦!( 3 - 2 ) i ，= = 一 、， 、一个周期内电个周期内能量 由于以下三方面原因，造成了集成电感很难做到足够高的q 值： ( 1 ) 金属连线本身电阻引入的损耗。 ( 2 ) 衬底损耗。有两种衬底电流引入损耗：由线圈与衬底之间的氧化层电容耦 合产生的衬底电流；电感线圈内的时变电磁场在衬底上产生的涡流。 ( 3 ) 寄生电容的影响。由于线圈与衬底之间的寄生电容以及形成线圈的金属线 条与内节点引出线之间的寄生电容的存在，线圈的自谐振频率降低，从而导致品 质因数的降低。 考虑上述寄生效应的影响后，电路分析中用到的一个经典的万型集总参数等 1 2 效电路如图3 1 1 ( b ) 所示1 9 1 ( 假定输入、输出端口对称) 。其中，厶是电感值，足代 表金属条的等效串联电阻，c s i 和比表示硅衬底电容和电阻，c 代表电感的螺旋 金属线条与线圈内节点引出线之间的寄生电容，而代表电感线圈和衬底之间的 氧化层电容。 将端口2 对地短路，可以求出平面螺旋电感品质因数的解析表达式【2 l 】为： 其中： 图3 1 1 ( a ) 片上平面螺旋电感的俯视图 f i g u r e3 1 10 ) t h ep l a n f o r mo fc h i pp l a n a rs p i r a li n d u c t o r l c s 1p c ，、，_ v n r sl s c d 后、，= - c o x q 2 百c o l s 而r 币p 卜竿彳抛蚓 驴砸1 + 掣 ( 3 3 ) ( 3 - 4 ) 下i上一 q = 鼍糍 ( 3 5 ) 式( 3 3 ) 中第一项表征存储的磁能和串联电阻上的能量损耗；第二项表征衬底 上的能量损耗；第三项表征自谐振因素引起的q 值降低。 低频时电感的q 值仅取决于金属线条的等效串联电阻。随着工作频率的升高， 衬底损耗因子与自谐振损耗因子开始小于l ，它们对q 值的衰减作用增强，从而 导致高频时q 值的下降。由式( 3 3 ) 知：减小r 、c 0 和c i 口以及增大r p ，都有助于 阻止上述两种损耗因子随频率的升高而降低。进一步结合( 3 4 ) 、( 3 5 ) 两式以及利 用有限元方法对电感性能的仿真，可以得出提高片上集成电感品质因数的一些重 要设计方法： ( 1 ) 采用多层金属并联。与仅采用项层金属相比，由于减少了金属本身的串联 电阻，q 值可以提高2 0 。并且一般不用第一层金属，这样螺旋金属层与衬底之 间的电容会由于氧化层厚度的增加而减小。 ( 2 ) 合理选择金属线的宽度与线圈间距。低频时，宽的金属线条有利于降低电 感的串联电阻，但在高频时，宽的金属线条增大了线圈与衬底之间的寄生电容， 衬底损耗增大，并且由于趋肤效应，宽导体的中部没有电流流过，采用宽金属线 是不划算的。窄的线圈间距在低频时，由于磁场耦合的增强，q 值提高。但在高 频时，由于邻近效应和磁场耦合的作用，窄间距线圈的等效串联电阻增大。 ( 3 ) 采用中空线圈。因为最里面的几圈对电感量的增大贡献不多，而高频的涡 流效应，会使金属线圈的内圈电阻增大，电感值减小，导致q 值下降。因此，将 中心处的线圈去掉，做成中空的结构。 ( 4 ) 用接地屏蔽图形层，阻止电场能量通过氧化层电容到衬底的耦合，从而降 低衬底损耗的影响。 ( 5 ) 采用圆形结构的线圈。对于相同的电感值，圆形结构的线圈电阻比四边形 结构的线圈电阻要低1 0 ，所以它们具有更好的q 值。 3 2 高频m o s 管模型 现有的m o s 管模型( 例如b s i m 3 v 3 、e k v ) 可以用来准确仿真工作频率比较 低的电路( 几百m h z 以下) ，但对于工作在g h z 范围的m o s 管而言，版图中各种 物理寄生效应( 图3 2 1 所示) 的影响己经变得很突出了，必须对原有的低频模型进 行修正，才能使由仿真得到的结果与实测结果更好的符合。修正的模型应重点考 虑以下三方面的影响【2 2 。2 5 】： 1 4 图3 2 1m o s 管的纵向截面图 f i g u r e3 2 1t h el o n g i t u d i n a ls e c t i o no f m o sd e v i c e 1 分布的沟道电阻 高频情况下，沟道内的载流子不能立即对栅源电压的快速变化作出反应。此 时，由沟道内任一位置向源极看去可以等效为一个电阻，而向栅极看去可以等效 为一个电容。因此，为了模拟这种效应，可以将b s i m 3 v 3 模型中栅源间的电容c ，。 用c 0 与一个集总电阻串联来代替。如的大小可近似估计为【2 6 】： r c h = o c 二( 3 - 6 ) j g 搠g 脚 式中的因子5 是一个很粗略的值，文献中报道的测试结果为1 8 ，对于尺寸为 1 0 1 x m 0 7 1 x m ，偏置电流为0 4 m a 的管子得到的沟道电阻为8 0 0q 。沟道电阻不可 能通过版图技术来减小，它本质上是一个非准静态参数，一般情况下，管子的工 作频率低于f r i s ( 片为管子的截止频率) 时，非准静态效应对管子性能的影响即可 忽吲2 6 1 ，因此可通过提高管子的截止频率来降低沟道电阻对管子性能的影响。对 于现代的深亚微米c m o s 工艺，管子的截止频率后可由式( 3 7 ) 近似估计： 磊：一3，-le丁ft(vos-vr)(2+o(vcs-vr)( 3 7 ) “4r ( 1 + o ( v o s 一) ) 、7 式中0 为迁移率衰减因子。 除了用如与栅源电容串联来模拟分布的沟道电阻对电路性能的影响外，也可 以利用串联在栅极的集总电阻来拟和，这种方法不需改变b s i m 3 v 3 模型的内核， 因而得到了广泛的应用。 2 分布的栅极电阻 栅极电阻主要由两部分组成：多晶硅栅极电阻和接触孔电阻( 包括与之相接 的金属连线电阻) ，通常第二部分可以略去不计。栅极电阻主要影响m o s 管三方 面的性能【2 7 】： ( 1 ) 输入参考热噪声。栅极电阻产生的输入参考热噪声为： f = 4 k t r g a f ( 3 8 ) 6 r ( 2 ) 管子的最大振荡频率： l o ) m a x i 么 ( 3 - 9 ) ( 3 ) 管子漏电流对栅源电压的时间响应。考虑栅极电阻后，二者之间的关系为： i o ( s 净壶) ( 3 。1o ) j 2 其中r ，为分布栅极电阻的集总等效电阻。 对个单指状m o s 管，r ，的大小可由式( 3 1 1 ) 近似估计： 吃：孥孚( 3 - 1 1 ) 式中r g 朋是栅极材料的方块电阻，w 、l 分别是管子的宽度和沟道长度，因 子1 3 是考虑栅极电阻的分布特性而得到的。射频m o s 管的宽度通常都较大，而 沟道长度一般取为工艺所允许的最小尺寸，栅极电阻对管子性能的影响会变得很 显著。例如对于6 0 9 i n 0 3 5 9 i n 的管子，栅极分布电阻产生的热噪声与跨导为0 6 m s 的管子产生的热噪声相当，它在栅极引入的极点频率约为2 5 g h z ( i 发心j