（通信与信息系统专业论文）基于arm和dds的数字信号源方案研究.pdf

摘要 本论文的目的，是研究和设计基于a r m 嵌入式系统的多功能数字信号发生 器。此装置可产生输入数据速率可调，载波频率5 - - 6 5 m h z 的多种数字调制信 号。该信号源在c a b l em o d e m 、h f c 、w l a n 、删d s 等多种网络应用中有广泛的应 用，特别在有线电视网络中，它可直接作为上行信号发生器或作为测试信号源。 本论文在对数字调制相关理论研究的基础上，利用最新的技术和器件，设 计开发出一套数字调制信号源方案，并对主要电路进行了实验研究。其中，直 接数字频率合成器( d d s ) 和数字调制采用a d 9 8 5 3 集成芯片来完成，从而保证 了信号的质量和灵活地调制方式。系统控制器则采用p h i l i p s 公司的a r m 核芯 片l p c 2 1 0 4 ，便于以后的系统功能扩展和网络连接。另外，为保证输出功率的 稳定，特别增加了功率监测和控制电路。 本设计在硬件和软件的设计方面，采取相关措施，注重系统的可靠性和实 用性，并对以后的改进提出了一些设想。 关键字：数字调制、嵌入式系统、d d s 、a r m a b s t r a c t t h ei n t e n t i o no ft h i sp a p e ri st od e s i g nam u l t i f u n c t i o n a ld a t ag e n e r a t o rw h i c h b a s e do na r me m b e d d e ds y s t e m s t h i se q u i p m e n ti sa b l et og e n e r a t em o d u l a t e d d a t aw h oc a nc h a n g ei t si n p u td a t ar a t e s 、f r e q u e n c yr a n g ef r o m5 m h zt o6 5 m h z ，e t c i tc a r lb ew i d e l yu s e di nm a n yf i e l d s ，i n c l u d i n gc a b l em o d e m 、h f c 、w l a n 、 m m d sa n ds oo n e s p e c i a l l yi nt h en e t w o r ko fc a b l et v ，i tc a nb eu s e da sa u p l o a d i n gs i g n a ls u p p l i e r t h ed e s i g nw h oi sb a s e do nd a t a m o d u l a t e dt h e o r i e st a k e sa d v a n t a g eo ft h en e w t e c h n o l o g ya n di c st od e v e l o p eap l a nt or e a l i z et h er e q u i r e df u n c t i o n s w i t h i nt h e s y s t e m ，w eu s ea d 9 8 5 3t og e td d sa n dm o d u l a t ef u n c t i o n s a n dt h ec o n t r o l p a r ti sf u l f i l l e db yt h el p c 2 1 0 4w h oh a sa na r m 7c o r e ，s oi t i sc o n v e n i e n tt o e x p a n do t h e rf u n c t i o n s f u r t h e r m o r e ，w ea d d e dap o w e rd e t e c t i n ga n dc o n t r o l l i n g c i r c u i ti no r d e rt om a k es u r et h ep o w e ro f t h eo u t p u ts i g n a l s m o r e o v e r ，w i t hs o m es p e c i a lm e a s u r e sw ep a ym o r ea t t e n t i o nt ot h es e c u r i t ya n d p r a c t i c a b i l i t yo f t h es y s t e mo nb o t ht h eh a r d w a r ea n ds o f t w a r ed e s i g n s k e yw o r d s ：d i g i t a lm o d u l a t i o n 、e m b e d d e ds y s t e m 、d d s 、a r m 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得 的研究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经 发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得盘室盘茔或其他教育机构的学 位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己 在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：秤多签字日期：力玎年月汐日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解墨叠表鲎有关保留、使用学位论文的规定。 特授权墨鲞盘茔可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学 校向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名i 缔名 签字日期：? 护玎年月廖日 日 导师签名 签字日期：扩r 年f7 月 第一章绪论 1 1 研究目的 第一章绪论 随着近代网络技术的不断发展以及人们对于网络的需求越来越大，由此对网 络功能和质量的技术要求也不断的提高，因此提供一个具有多种调制功能、频 率可变、稳定性高的数字信号源变得越来越重要。 本课题的研究目的就是要设计一个可提供上述功能的数字信号发生器。 1 2 解决方案： 系统主要采用由荷兰p h i l i p s 公司捧出的a r m 嵌入式r i s c 处理器l p c 2 1 0 4 以及美国a d i 公司的d d s 数字调制芯片a d 9 8 5 3 和增益处理芯片a d 8 3 2 0 组成。 系统方案如图1 1 ： 塑塑塑监 图1 1 系统框图 由上图所示，a d 9 8 5 3 的所有参数设置主要由l p c 2 1 0 4 通过1 2 c 总线与 a d 9 8 5 3 连接完成；a d 8 3 2 0 的增益参数设置主要通过a d 9 8 5 3 的s p i 接口与 a d 8 3 2 0 连接并进行设置。而z l g 7 2 9 0 则完成与l p c 2 1 0 4 的交互工作，p t 4 8 2 6 则 为系统提供5 v 3 3 v i 8 v 电源。其中a d 9 8 5 3 是a i ) i 公司推出的一种采用d o s 技术的高性能的多功能、低功耗芯片。而d o s 技术足d i r e c td i g i t a lf r e q u e n c y s y n t h e s i s 的简称， s y n t h e s i s 的简称， 第一章绪论 一它通常被视为第三代频率合成技术 一它突破了前两种频率合成法的原理，从“相位”的概念出发进行频率合成 一这种方法不仅可以产生不同频率的正弦波，而且可以控制波形的初始相位，还 可以用d d s 方法产生任意波形( a w g ) 此外，d d s 具有超宽的相对宽带，超高的捷变速率，超细的分辨率以及相位的 连续性，可编程全数字化，以及可方便实现各种调制等优越性能。不过它也存 在杂散大的缺点，限于数字电路的工作速度，d d s 的频率上限目前还只能达到数 百兆，限制了在某些领域的应用。 但是d d s 作为一种先进的信号产生技术已经广泛应用于各个领域包括信号源 仪器，测量分析仪器，通讯，数字信号处理，工业控制，软件无线电等。 第二章理论部分 2 1 d d s 技术： 第二章理论部分 2 1 1 频率综合技术概述： 我们通常所知的频率合成技术主要包括以下几种： 频率合成技术 一间接合成法一锁相技术p l l 一直接模拟合成法( 早期的直接合成法) 一通过模拟电路实现多级的连续混频 分频，获得很小的频率步进，电路复杂，不易集成 一直接数字合成法一d d s ，具有超宽的相对宽带，超高的捷变速率，超细的分辨 率以及相位的连续性，可编程全数字化，以及可方便实现各种调制等优越性能。 由上述提到的几种频率合成技术的特点和优点比较可知，d d s 技术是一种目前 比较先进的频率合成技术。 2 i 2d d s 技术原理： 1 9 7 1 年，由j t i e r n e y 和c m t a d e r 等人在 “ad i g i t a lf r e q u e n c y s y n t h e s i z e r ”一文中首次提出了d d s 的概念，d d s 或d d f s 是d i r e c td i g i t a l f r e q u e n c ys y n t h e s i s 的简称。通常将此视为第三代频率合成技术它突破了 前两种频率合成法的原理，从”相位”的概念出发进行频率合成这种方法不仅 可以产生不同频率的正弦波，而且可以控制波形的初始相位还可以用d d s 方法 产生任意波形( a w g ) 。d d s 的基本原理如图2 1 ： 图2 1d d s 的基本结构框图 第二章理论部分 根据上图，我们可以描述其工作过程为： ，将存于数表中的数字波形，经数模转换器d a ，形成模拟量波形 ，两种方法可以改变输出信号的频率： ( 1 ) 改变查表寻址的时钟c l o c k 的频率，可以改变输出波形的频率 ( 2 ) 改变寻址的步长来改变输出信号的频率d d s 即采用此法步长即为对数 字波形查表的相位增量由累加器对相位增量进行累加，累加器的值作为 查表地址 累加器的工作示意图如图2 2 ： 累加器麴高p 穰用予壹褒 步长增量m 图2 2 累加器工作原理 设相位累加器的位宽为2 n ，s i n 表的大小为2 p ，累加器的高p 位用于寻址s i n 表时钟c l o c k 的频率为f c ，若累加器按步进为1 地累加直至溢出一遍的频 率为若以m 点 ，。为步长，产生的信号频率为 m 称为频率控 。 2 0制字。该d d s 系统的核心是相位累加器， 它 喜_ 厶= m 笋裟：篡黧慧淼蒜 位控制字相加，然后输入到正弦查询表地址上。正弦查询表包含一个周期正 弦波的数字幅度信息，每个地址对应正弦波中o 3 6 0 0 范围的一个相点。查 询表把输入的地址相位信息映射成正弦波幅度的数字量信号，驱动d a c ，输 出模拟量。相位寄存器每经过2 n m 个f c 时钟后回到初始状态，相应地正 弦查询表经过一个循环回到初始位置，整个d d s 统输出一个正弦 ，。 波。输出正弦波周期o 。2 百 频率控制字与输出信号频率和参考时钟频率之间的关系为： m = ( 二2 “) 正0 m 2 “一1 ( 公式2 1 ) 4 第二章理论部分 其中n 是相位累加器的字长。频率控制字与输出信号频率成正比。由取样定理， 所产生的信号频率不能超过时钟频率的一半，在实际运用中，为了保证信号的 输出质量，输出频率不要高于时钟频率的3 3 ，以避免混叠或谐波落入有用输出 频带内。在图中，相位累加器输出位并不全部加到查询表，而要截断。相位截 断减小了查询表长度，但并不影响频率分辨率，对最终输出仅增加一个很小的 相位噪声。d a c 分辨率一般比查询表长度小2 4 位。 最后，d a 输出的阶梯形波形，经低通( 带通) 滤波，成为质量符合需要的模拟 波形 2 1 3d d $ 信号源的性能指标： 频率稳定度，等同于其时钟信号的稳定度。 频率的值的精度，决定于d d s 的相位分辨率。即由d d s 的相位累加器的字 宽和r o m 函数表决定。本题要求频率按l k h z 步进，频率值的误差应远小于 l k h z 。 失真与杂波：可用输出频率的正弦波能量与其他各种频率成分的比值来描 述。失真与杂波的成分可分为以下几个部分： ( 1 ) 采样信号的镜像频率分量。d d s 信号是由正弦波的离散采样值的数字量 经d a 转换为阶梯形的模拟波形的，当时钟频率为，输出正弦波的频率 为时，存在着以采样频率为折叠频率的一系列镜像频率分量，这些镜像 频率值为n 它们的幅度沿s i n ( x ) x 包络滚降。 ( 2 ) d a 的字宽决定了它的分辨率，它所决定的杂散噪声分量，满量程时， 对信号的信噪比影响可表示为 s d + n = 6 0 2 b + 1 7 6d b( 公式2 2 ) 其中b 为d a 的字宽，对于l o 位的d a ，信噪比可达到6 0 d b 以上。 增加d a 的位数，可以减少波形的幅值离散噪声。另外，采用过采样技 术，即大幅度增加每个周期中的样点数( 提高时钟频率) ，也可以降低 该类噪声。过采样方法使量化噪声的能量分散到更宽的频带，因而提高 了信号频带内的信噪比。 ( 3 ) 相位累加器截断造成的杂波。这是由正弦波的r o m 表样点数有限而造成 的。通过提高时钟频率或采用插值的方法增加每个周期中的点数( 过采 样) ，可以减少这些杂波分量。 ( 4 ) d a 转换器的各种非线性误差形成的杂散频率分量，其中包括谐波频率 分量，它们在n 频率处。这些杂波分量的幅度较小。 第二章理论部分 ( 5 ) 其他杂散分量，包括时钟泄漏，时钟相位噪声的影响等。2 1 4d d s 的优点与缺点： d d s 的优点： ( 1 ) 输出频率相对带宽较宽 输出频率带宽为5 0 f s ( 理论值) 。但考虑到低通滤波器的特性和设计难 度以及对输出信号杂散的抑制，实际的输出频率带宽仍能达到4 0 f s 。 ( 2 ) 频率转换时间短 d d s 是一个开环系统，无任何反馈环节，这种结构使得d d s 的频率转换 时间极短。事实上，在d d s 的频率控制字改变之后，需经过一个时钟周 期之后按照新的相位增量累加，才能实现频率的转换。因此，频率时间 等于频率控制字的传输，也就是一个时钟周期的时间。时钟频率越高， 转换时间越短。d d s 的频率转换时间可达纳秒数量级，比使用其它的频 率合成方法都要短数个数量级。 ( 3 ) 频率分辨率极高 若时钟f s 的频率不变，d d s 的频率分辨率就是则相位累加器的位数n 决 定。只要增加相位累加器的位数n 即可获得任意小的频率分辨率。目前， 大多数d d s 的分辨率在i h z 数量级，许多小于i m h z 甚至更小。 ( 4 ) 相位变化连续 改变d d s 输出频率，实际上改变的每一个时钟周期的相位增量，相位函 数的曲线是连续的，只是在改变频率的瞬间其频率发生了突变，因而保 持了信号相位的连续性。 ( 5 ) 输出波形的灵活性 只要在d d s 内部加上相应控制如调频控制f m 、调相控制p m 和调幅控制 a m ，即可以方便灵活地实现调频、调相和调幅功能，产生f s k 、p s k 、a s k 和m s k 等信号。另外，只要在d d s 的波形存储器存放不同波形数据，就 可以实现各种波形输出，如三角波、锯齿波和矩形波甚至是任意的波形。 当d d s 的波形存储器分别存放正弦和余弦函数表时，既可得到正交的两 路输出。 第二章理论部分 ( 5 ) 其他优点：由于d d s 中几乎所有部件都属于数字电路，易于集成，功耗 低、体积小、重量轻、可靠性高，且易于程控，使用相当灵活，因此性 价比极高。 d d s 的缺点： ( 1 ) 输出频带范围有限 由于d d s 内部d a c 和波形存储器( r o m ) 的工作速度限制，使得d d s 输出 的最高频有限。目前市场上采用c m o s 、t t l 、e c l 工艺制作的9 d s 工习片， 工作频率一般在几十m h z 至4 0 0 m h z 左右。采用g a a s 工艺的d d s 芯片工 作频率可达2 g h z 左右。 ( 2 ) 输出杂散大 由于d d s 采用全数字结构，不可避免地引入了杂散。其来源主要有三个： 相位累加器相位舍位误差造成的杂散；幅度量化误差( 由存储器有限字 长引起) 造成的杂散和d a c 非理想特性造成的杂散。 2 2 数字调制原理： 本课题研究目的是设计和实现多种调制方式的数字信号发生器。 以下将对q p s k 和q a m 的调制原理作以详细介绍： 2 2 1q p s k 的调制原理： 在数字调制系统中，由于二进制数字调制系统频带利用率低，使其在实际 应用中受到一些限制。在信道频带受限时，为了提高频带利用率，通常采 用多进制数字调制系统。其代价是增加信号功率和实现上的复杂性。信息 传输速率r b 、码元传输速率r b 和进制数m 之间有如下关系：r b = r b l o gm ( b s ) 可见，在码元传输速率不变的情况下，通过增加进制数m ， 可以增大信息传输速率，从而在相同的带宽中传输更多的信息量。因此， 在理论上，q p s k 数字调制系统的信息传输速率是二进制调制b p s k 的2 倍。 q p s k 调制方式是将载波的相位在向量空间中均分为四等分，例如常用 的分为4 、3n 4 、5 4 、7 4 。q p s k 的调制公式如下： 第二章理论部分 渺悟c o s 陋，扣2 姗悟妇p 舟 ( 公式2 3 ) 其中ts 为一个符号的持续时间，f c 为载波频率。可见，q p s k 信号是 由两个幅度相等，相互正交的信号组合而成，其调制方框图如图2 3 ： 争 瓣f i a ti 董臻i 键p 塞醛 黼嘏燃 p 穰瞄汹 卜鲁 图2 3q p s k 调制框图 由上述的公式可得信号的向量星座图，如图2 4 所示： 。燃麓：嚣徽 - t d b mo e m o dq p s k 毒 4 ， - 图2 4q p s k 星座图 由星座图可知，点与点之间的最短距离是 2 ： 厄 其中e s 代表一个符号的能量，一个码元符号的能量代表，而一个符 号的能量等于一个位元信号能量的两倍( e s = 2 e b ) ，所以星座图中点 与点的距离为2 因此我们可以发现q p s k 与二进制数字调制 第二章理论部分 b p s k 有相同的点间距离，也及他们的抗干扰能力相同，但是q p s k 的 一个符号代表两个位元，所以它的频谱效率是b p s k 的两倍。 以下是q p s k 的功率谱密度： = 郅鬻) 篱1 咆| ：( 鬻h 篙等| ( 公式2 4 ) 2 2 2o a l i l 的调制原理： q a m 调制作为一种现代数字技术中频带利用率很高，调制方式最灵活的数 字调制手段已被广泛应用于各种数字信号的传输领域中。近几年来，随着 数字技术日益广泛的应用，它不仅频繁在d v b 标准，d a v i c 标准等众多国 际标准中被规定为强制执行的调制方法。因此，由q 埘调制与解调有关的 应用几乎已涉及到整个电子通信领域，如视频点播系统，交互式电视组网， 远程教学及医疗。数字有线电视系统，高清晰电视电话会议系统以及多媒 体计算机通信等。q a m 调制的原理框图如图2 5 ： 图2 5q a m 调制框图 由图可见，它由串并转换器、进制转换器、滚降滤波器( l p f ) 、调制器和 线性加法器组成。串并转换器主要是对串行输入的高速二进制数字脉冲按 第二章理论部分 奇偶位分割成并行的数字脉冲，以降低输入到迸制转换的脉冲速率，进而 降低了调制信号所占用的频带宽度；进制转换器是对输入的二进制数字脉 冲作多进制的脉冲转换，以进一步降低输出脉冲的符号速率，同时又保持 在这种符号速率上有较高的信息传输速率，它是q a m 调制的核心。使用低 通滚降滤波器是用来修正脉冲波形，以适应后级调制器。调制器为多电平 乘法器，主要用来完成多进制转换后的多电平调制信号对射频载体的正交 调制( 调制的实质就是信号相乘的过程) 。振荡器用来产生载波信号，线 性加法器用来将两个正交已调波数据流合成一个完整的信号送到信道上 去。一个完整的q a m 调制过程如下：一个输入速率为r 的数据流，首先进 入串并转换器，将数据流分为两个半速率1 2 r ，数据流，分别进入各自的 迸制转换器中，变成符号率降低了m 倍的m 进制的单系列脉冲，然后将此 序列调制到一对正交的载波上，分别得到i 信号和q 信号，其中 i ( t ) = a , s i n 2 f t( 公式2 5 ) q ( t ) = b - s i n ( 2 f + 2 ) - - - - b , c o s 2nf t( 公式2 6 ) 加法器对输入的i 和q 已调波进行线性叠加后，送出合成信号 y ( t ) = i ( t ) + q ( t )( 公式2 7 ) 1 6 一q a m 的调制星座图如图2 6 ： 孵。眠i 瑟糍：盎器裟 - k l g md e 陆o d e q 纂 + 专串+ + 十 手中十牛 图2 6q a m 星座图 因此可得： ( 1 ) q a m 调制输出的单频信号是由两个相互正交的i 和q 组成，其幅度和 相位均受到了调制，星座图上的每一点都对应着一个合成矢量在每一瞬间的输 出，即将二进制信息序列映射成了空间上不同振幅，不同相位的信号波形，所 0 第二章理论部分 以它是一种多元制的振幅，相位混合调制。 ( 2 ) q a m 调制具有较高的信息传输率，最主要的特征在于采用了多级调制 技术，当分别采用4 ，8 ，1 6 进制转换进程时，分别对应着1 6 q a m ，6 4 q a m ，2 5 6 q a m 调制方式；当调制方式设置的越高其进制转换的能力愈强，信息传输率也愈高。 ( 3 ) 由于q a m 输出脉冲的速率是输入脉冲速率的1 m ，且它自身有多种灵 活的调制方式( 1 6 2 5 6 q a m ) ，因而调制对输入信号的输入速率有较宽的适应范 围。调制方式越高，转换能力越强，可允许输入的脉冲速率也越高。但不是无 限制可提高的，由于此时输出的多进制脉冲的电平级差变小相位差变小( 也即 在星座图中点间据愈密集) ，造成调制器的抗干扰能力变差，给接收解调端增大 了难度。 ( 4 ) q a m 调制具有较高的频带利用率。输入速率为r 的数字脉冲信号经q a m 调制后输出的是脉冲速率降低了m 倍的单频率双边带数字脉冲信号，若按实际 传输信道每单位取样周期传1 6 个脉冲计算，其基带信号的带宽为r 1 6 ，其 射频信号的带宽为2 r 1 6 = 1 2 5 r m ，比单纯的q p s k 调制传输需要占用的频带 还要窄。 通过对q a m 的调制过程的分析，可得q a m 调制的实质是将单位取样周期内 的m 个数字脉冲进行二次编码，变成同样周期且脉冲宽度被展宽m 倍的单个多 进制脉冲进行传输，以压缩信号占用的带宽，从而大幅度提高了数字脉冲传输 时的频谱利用率。 2 3 数字信号处理技术： 2 3 。1 概述： 我们知道，信号的形式基本上有模拟信号和数字信号两种。而本课题所研究的 系统由于用到了d d s 技术，因此整个调制过程主要使用数字方式完成，但是我 们由上面的描述可以知道d d s 技术除了它较模拟方式具有明显的性能优势外， 它本身也带有不可忽略的缺点，比如杂散信号对输出信号的频谱纯净度就有不 可忽视的影响。因此，就需要在数字部分利用现有的数字信号处理技术来消除 这种负面效应。根据a d 9 8 5 3 的功能，我们主要利用其提供的内部f i r 滤波器来 完成对d d s 信号的整形、滤波功能。 第二章理论部分 2 3 2 数字滤波器的设计： 根据数字滤波器冲激响应函数的时域特性，可将数字滤波器分为两种，即 无限长冲激响应i i r 滤波器和有限长冲激响应f i r 滤波器。i i r 滤波器的特征 是具有无限持续时间的冲激响应，这种滤波器一般需要递归滤波器，f i r 滤波 器使冲激响应只能持续一定时间，在工程实际中可以采用递归的方式实现，也 可以采用非递归的方式实现，但通常采用非递归结构，因为这种结构在有限精 度运算下，不会出现象f i r ( 无限冲激响应) 递归结构中的极限环振荡现象， 因此固有的舍入噪声在f i r 的非递归实现中能做到很小。数字滤波器的设计方 法有多种，如窗函数设计法、插值逼近法和一致逼近法等。 但在目前的信号处理系统中，许多领域都要求具有线性相位特性，在这方 面，f i r ( 有限冲激响应) 滤波器具有独特的优点，它除了幅度特性可以随意设 计外，还可以保持精确严格的线性相位特性。而且f i r 滤波器的单位冲激响应 h ( n ) 是有限长序列，其系统函数是一个多项式，它所包含的极点都位于原点， 所以f i r 滤波器永远是稳定的。f i r 滤波还可用f f t ( 快速傅立叶变换) 来实现， 从而可大大提高运算效率。 f i r 滤波器的设计任务，就是要决定一个系统函数h ( z ) ，使它的频率响应 满足要求，很重要得一环是保证h ( z ) 具有线性相位。线性相移f i r 数字滤波器 的设计步骤如下： 首先确定线性相移f i r 数字滤波器的条件，f i r 滤波器属于f i r 离散系 统，他的单位取样响应为 m h ( n ) = y o r 万m r ) ，n = o m( 公式2 - - 8 ) 篙a o 所以f i r 的单位取样响应h ( n ) 的序列长度为( m + 1 ) ，是有限的。 设计方法： f i r 滤波器的设计步骤可总结如下： a 确定滤波器的性能要求，确定各临界频率和滤波器单位脉冲响 应长度n 。 b 根据性能要求和n 值，合理的选择单位脉冲响应h ( n ) 的奇偶对 称性，从而确定理想频率响应的幅频和相频特性 c 用傅立叶反变换式求得理想单位脉冲响应 d 选择适当的窗函数w ( n ) ，求得所需设计的f i r 滤波器单位脉冲 响应 e 用傅立叶变换求得其频率响应，分析它的幅频特性，若不要求， 1 2 第二章理论部分 可适当改变长度n 或窗函数的形式，再重复上述设计过程即可。 2 41 2 c 技术简介： 2 4 1 总线的构成和信号分类： 1 2 c 总线是由p h i l i p s 公司开发的两线式串行总线，由数据线s d a 和时 钟s c l 构成，1 2 c 总线在传送数据过程中共有三种类型信号：开始信号，结束 信号和应答信号。 r 一一 r 一一 鞭孰 s e l 一乱l 二：二l 一s 队 iil l l 一一o s 1 a r to 洲n l 。聿1 s t 。p n 蝴n 蝴 图2 71 2 c 总线时序结构 开始信号：s c l 为高电平时，s d a 由高电平向低电平跳变，开始传送数据。 结束信号：s c l 为低电平时，s d a 由低电平向高电平跳变，结束传送数据。 应答信号：接收数据的i c 在接收到8 b i t 数据后，向发送数据的i c 发出 特定的低电平脉冲，表示己收到数据。 1 2 c 的结构图如图2 8 所示： s d a 雒d a t al i n e ) ，攀r - m t 一一 f s e 彝雒v s c l s e r 融le i 疃熊l 1 |。 s c l k 一| 1 坪，i 两o l k , _ l 训广 - - i 。饼4 _ j 与 一弦封膂封： ；臀划叩q 0 巨v i e e1d e ￥f e 2 酗巷c 6 谢 图2 81 2 c 的结构图 1 3 第二章理论部分 2 4 21 2 c 总线的关键技术： 2 4 2 11 2 c 总线的工作条件： 1 2 c 总线中的s d a 、s c l 均为双向传输线，在电路的设计中，用上 拉电阻r p 接至电源电压的争端，空闲时两线均处于高电平状态。 上拉电阻的大小取决于电源电压的高低、总线负载电容的大小， 以及接在总线上的器件数量。为防止外界高压尖峰脉冲对1 2 c 总 线的干扰，在受控器件的1 2 c 总线输入端，可以串入高压尖峰脉 冲干扰防护电阻r s 。 2 4 2 21 2 c 总线的时序要求及主从设备的同步： 1 2 c 器件对s d a 和s c l 上的高、低电平信号需保持的时间是有规定 的。但不同的器件对这个时间有不同的规定，在不同的电压下对 各信号要报持的时问分别在几百纳秒到几微秒之间，这个时间体 现了1 2 c 器件的读写速度。 1 2 c 器件的漏极开路或集电极开路以实现线与的操作。产生串行时 钟( s c l ) 控制总线的传输方向，并产生起始和停止条件。低速的 1 2 c 从器件可以通过拉低时钟线来延迟时钟。因此不同时钟速率的 器件可以实现同步。每次传输的字节没有限制。但是每个字节必须 有从设备的响应位。因此，无论何时主设备发送一个字节，它都要 检测从设备的响应。但需要注意的是，主器件s d a 线上的数据状态 仅在s c l 为低电平的期间刊。能改变，否则可用其作为开始或结束信 号。 2 5a r m 嵌入式系统简介： 2 5 ，ta r 耕公司简介： a r m 是a d v a n c e dr i s cm a c h i n e s 的缩写，是微处理器行业的家 知名企业，该企业设计了大量高性能、廉价、低功耗的r i s c 处 理器、相关技术及软件，适用于多种领域，比如嵌入式控制，消 费教育类多媒体、d s p 和移动式应用等。a r m 将其技术授权给世 4 第二章理论部分 界上许多著名的半导体、软件和o e m 厂商，每个厂商得到的都是 一套独一无二的a r m 相关技术及服务。a r i a 架构是面向低预算市 场设计的第一款r i s c 微处理器。 2 5 2a r m 的体系结构： a r m 的设计实现了非常小但高性能的结构，它的结构简单使a r m 的内核非常小，这样使器件的功耗也非常低。 a r m 是精简指令集计算机( r i s c ) ，因为它集成了非常典型的r i s c 结构特性： 一个大的，统一的寄存器文件： 加载存储结构，数据处理的操作只针对寄存器的内容，而不 直接对存储器进行操作； 简单的寻址模式，所有加载存储的地址都只由寄存器的内容 和指令域决定； 统一和固定长度的指令域，简化了指令的译码； 每一条数据处理指令都对算术逻辑单元( a l u ) 和移位器进行 控制，以实现对a l u 和移位器的最大利用； 地址自动增加和自动减少的寻址模式实现了程序循环的优 化 多寄存器加载和存储指令实现了最大数据吞吐量； 所有指令的条件执行实现了最快速的代码执行。 2 5 2 1 i l m 7 t 阴i ( - s ) a r m 7 t d m i 是目前低端的a r m 核，具有广泛的应用，其最显著的应 用为数字移动电话。a r m 7 t d m i ( - s ) 是a p 诩7 t d m i 的可综合版本， 它们直接没有太大的区别，其编程模型与a r m 7 t d m i 一致。a r m 7 t d m i ( 一s ) 处理器是a r m 通用3 2 位微处理器家族的成员之一，它使 用流水线来增加处理器指令流的速度，这样可使几个操作同时进 行，并使处理核存储系统连续操作，能提供0 9 m i p s m h z 的指令 速度执行。流水线使用3 个阶段，因此指令分3 个阶段执行，即 取指、译码、执行。在正常操作过程中，在执行一条指令的同时 对下一条指令进行译码，并将第三条指令从存储器中取出。 第二章理论部分 a r m 7 t d m i ( 一s ) 处理器使用了v o nn e u m a n n 结构，指令和数据共 用一条3 2 位总线，只有加载、存储和交换指令可以对存储器中的 数据进行访问，数据可以是8 位字节，1 6 位半字或者3 2 位字，字 分配必须分配为占用4 字节，而半字必须分配为占用2 字节。 第三章电路制作与性能分析 第三章电路制作与性能分析 3 1 芯片功能及其控制： 3 1 1 调制器的选择和功能分析： a d 9 8 5 3 是a d i 公司推出的用于h f c 网络上行电路5 - - 4 2 m h z 5 6 5 m h z 调制 的通用低功耗芯片，其主要特点有：支持c a b l em o d e m 标准( m c n s 、d a v i c 、 d v b 、8 0 2 1 4 ) ，支持f s k q p s k d o p s k 6 - q 删1 6 - d q a m 调制方式；内部有一个 六倍锁相环，在需要较高的系统时钟时，外部只需要提供一个较低( 2 0 - - 3 0 m h z ) 的参考时钟就可以了；输出杂散小：各种参数可编程配置；可用于3 3 v 5 v 环 境，突发方式可控制。其功能框图如图所示： r a l n n 1 b l o c kd i a g 姒越 图3 1a d 9 8 5 3 功能框图 其对应的功能描述如下表3 1 ： j 卵h 。 r r 难m 删f 嗣啭r f 嘛帅啉：豫p _ 队蠕镰部婚l 毒静* 眦秣伸i 豫f l l 阴c o 手f c e h 话 姘乱o c k 州啪砌啦e 删n e r 。p i i 簿l h 谭耐 s 原p 聪 第三章电路制作与性能分析 表3 1a d 9 8 5 3 功能表 由图和表可见，芯片内部的主要功能包括以下几个组成部分： 前插同步码( p r e a m b l ei n s e r t i o n ) 此部分可以在输入调制信号之前插入一 段长度在o 一9 6 b i t 之间的同步码并且在接收到t x e n a b l e 信号后开始传输，但 需要注意的是它在传输过程中不会被r s 编码，在接收端它可以帮助接收器进 行同步，而用户的调制信号则紧跟此同步码。值得注意的是，在多数的调制方 式中需要最小的前插码，对于d o p s k 信号需要1 符号，2 比特的前插码，而对 于1 6 一q a m 则需要4 比特；但是对于f s k 信号、o p s k 信号则无此前插码的最 第三章电路制作与性能分析 小长度限制。最终在本次设计中决定采用1 6s y m b o ln e w m a nh o f f m a n 编码，具 体1 6 进制编码如下：o o f c f c f 3 。 随机码发生器( r a n d o m i z e r ) ，由于在数字信号传输过程中某些随机突发噪声 会对传送的调制信号产生影响，尤其是较长的连0 或者连1 将会导致接收器失 去同步，因此需要在调制端将待调制的输入信号进行离散化，而随机码发生器 就可以实现对输入信号的“白化”功能。 随机码的产生可由以下两个生成多项式确定： x 6 + x 5 + 1 i c n s ( d o c s i s ) c o m p a t i b l e x 1 5 + x 1 4 + 1d a v i c d v bc o m p a t i b l e 考虑到希望获得较好的离散随机化性能以提高后续接收端的同步性能，决定采 用第二种也就是d a v i c d v b 标准 ( 要) r e e d - - s o lo m o n 编码器： 在传输信道非理想的条件下，码字的纠错能力在通信传输可靠性方面变得越来 越重要。因此选择一个合适的编码方式对于提高码字的纠错能力就变得至关重 要，r s 码就是一种非常有效的前项纠错编码( f e e ) 。a d 9 8 5 3 包括一个可编程 的r e e d - - s o l o m o n 编码器，他可以产生一组( n ，k ) 码，其中n 代表整个码字 的长度，k 代表信息码长度。当芯片的f e e 功能使能后也即通过串行控制总线 或者硬件( 第5 引脚置为高电平) 使能，将会使用本元多项式 p ( x ) = x “8 + x 4 + x “3 + x 2 + 1 和生成多项式g ( x ) = ( x + a “0 ) ( x + a 4 1 ) ( x + a 2 t 一1 ) 来完成所需编码功能。编码 后的码字组成为n = k + 2 t ：其中t 为可以被纠正的b y t e 数，一个码字的长度是信 息长度和监督码长度的总和。但是由于r s 作用于字节中而不是位，一个简单 的字节错误既可以小到每个字节的某一个位错误，也可能大到一个字节中的八 位错误。例如，如果可纠错的个数t = 5 ，则r sf e c 既可以纠正多到4 0 位，小 到5 位的位错误，但是这些错误应该包含在5 个信息字节中，此时这些错误都 可以被正确地纠正。 调制器( m o d u l a t i o ne n c o d e r ) ： 在经过前述的前插码，r s 编码和随机扰码之后，数据流将进入调制器进行调 制。a d 9 8 5 3 能提供多种数字调制方式，其中包括f s k 、q p s k 、d q p s k 、1 6 一q a m 、 d 1 6 一q a m 。其中输入的数据流在进入调制器后将被分为i 和q 两组通道，每组 通道将会被载波分别进行调制，其中载波由a d 9 8 5 3 采用的d d s 技术提供，d d s 技术有频率分辨率高、频率范围宽、高稳定度的载波信号。 在本次课题试验中，主要对q p s k 、q a m 调制分别做了相关的实验。 可编程f i r 滤波器设计： 】9 第三章电路制作与性能分析 在i 和q 的调制通道中分别包括一个脉冲整形滤波器，每个滤波器均为4 1 抽头、 线性相位f i r 滤波器。他们用来限制带宽并进行脉冲整形以便最大限度的减少 码间串扰。滤波器的系数是可编程的，根据线性相位特性的严格性，我们只需 要定义中间系数和低2 0 位的系数，硬件会将低2 0 位的镜像系数填补在高2 0 位 系数上。与此同时需要注意的是f i r 滤波器将会提供四倍于符号率的采样率。 此外在多数情况下，我们大多期望得到的f i r 滤波器能呈现升余弦特性( s r r c ) ， a 的取值范围0 = d = 1 ，我们知道当n = 0 时，滤波器的响应将呈现出理想低 通滤波器的状态，此时的幅频特性曲线将会是严格的矩形，虽然它能够提供最 好的频带限制，但是在时域中它会导致过大的尾部信号，这将会增加码间串扰 ( i s i ) 的程度。但是在另一方面，如果a = l ，也即s r r c 将会产生平滑的滚降 特性，这会大大减少尾部效应，从而也就减少了码间串扰，但是它所付出的代 价就是增大带宽，因此n 的选择需要根据具体的要求深重选择。f i r 滤波器系 数的计算方法有许多种，一种方法就是采用傅立叶方便还来完成，我们通过对 s r r c 的频域响应进行傅立叶反变换即可得到所需的时域冲激响应h ( n ) 以及所 需的实滤波器系数，不过需要考虑的是a d 9 8 5 3 本身需要硬件使用l o b i t 的整数 系数，因此每一个实滤波器系数都应该被变换为整数形式，一5 1 2 = i 6 0 d b 等。其功 能框图如图3 6 ： f u n c l l o n a lb l o c kd i a g r 矗m l n h i 嘲l o v 1 b t 图3 6a d 8 3 6 2 功能框图 各个引脚的描述如表3 2 所述： 3 2 电路的制作和实现： 本小节将介绍系统电路的软、硬件设计和性能分析。 3 2 1 电路的硬件电路设计： 整个电路的系统框图如图3 7 所示： c l p f m 蚶 o 糖 四 第三章电路制作与性能分析 嘣乳_ n c o n d e s c 蓦唧t 砌陋 e q n i v a l e m p i n n 0 。m n e m o n i cd e s d i p t l o ac i r c n i t l ，8 c o 蚴 c o n b j u o n c o n n e c t i o n c o n n e e t 啪a l 孵脚蝴船c e t os y s l mc o m m o n 2c h 扦 坤毗h p f c o n r e c t t o m m o n 科aac a p l c i t o r t o d e c e 嫩咄，d b p o m to f i 珏p 值s 塘n a l m 醇坤a 3 sf i l t e r 3 ，6托l i x , c o u p l i n g t e r m i n a l s f o r 嘲a n d i n l o 。c o n n e c t c o m m o n 响a 酥c a p a c j t t i n c e i o c o m p l 嗽i n p u t c i r c u i t , 4姗 h 鼬g 弭i 蜘u t t e m i m p mo f a 幽撇吲脚u t p o r t w i t h i n l o c i r c u i t a 5联l 0 l o ws i g 肼l i n p u t t e r m i n a l ，p a r t o fa 衄e r e m i a l i n p u tp o r t w i t h i n i - - e c i r c m a 7阿d nd m b l e ：e m b l ec o n 前il n p u 。a p p l yl o 豳i l i g l lv o l 磷e 砸i h u td o w nt h ea d 8 3 6 2 9c l p f c o r l i l e c u o a f o r l o o p f i l t e