（通信与信息系统专业论文）卫星通信中的定时恢复并行方案研究.pdf

摘要 随着卫星通信数据的传输速率越来越高，传统单路处理方式难以满足处理要 求，因此，本文研究基于单载波技术的卫星通信接收机的定时恢复并行方案。 论文首先研究了基于小波变换符号率估计算法和循环自相关符号率估计算 法，将其应用到传统的定时恢复环路上，从而给出了一种自适应符号率的定时恢 复方案。仿真表明：循环自相关符号率估计算法在信噪比为- 4 d b 时，其均方误 差性能仍可满足系统要求，优于小波变换符号率估计算法。本文在权衡计算复杂 度和恢复精度之后，将循环自相关算法作为符号率估计方法，并将其应用到并行 定时恢复的研究中。 论文首先提出一种两路并行定时恢复结构，适用于采样率和符号率之比为两 倍的通信场景；其次，针对d v b s 2 设计一种适合可变符号率的两路并行方案， 吞吐率提高到原单路算法的两倍。均方误差( m s e ) 性能仿真表明，两种并行结 构都可抗1 0 0 p p m 的定时偏差，恢复性能较单路恢复方案没有损失。 关键词：并行定时恢复，d v b 一8 2 ，符号率估计，定时误差检测 a b s t r a c t w i t ht h e i n c r e a s i n g t r a n s m i s s i o nd a t a r a t ei ns a t e l l i t ec o m m u n i c a t i o n s ， c o n v e n t i o n a lr e a l i z a t i o na p p r o a c h e sc a nn o tm e e tt h er e q u i r e m e n t s a sar e s u l t , t h i s p a p e rs t u d i e st h ep a r a l l e ls t r u c t u r e so ft i m i n gr e c o v e r yf o rs i n g l e c a r t i e r - b a s e ds a t e l l i t e r e c e i v e r s s y m b o l r a t ee s t i m a t i o na l g o r i t h m s b yu s i n gw a v e l e tt r a n s f o r m a n dc y c l i c a u t o c o r r e l a t i o na r ef i r s t l yi n v e s t i g a t e d a na d a p t i v es y m b o lr a t et i m i n gr e c o v e r y s c h e m ei st h e np r o p o s e d s i m u l a t i o nr e s u l t ss h o wt h a tw h e ns i g n a l - t o - n o i s er a t i o ( s n r ) i s - 4 d bc y c l i ca u t o - c o r r e l a t i o nm e t h o dc a ns t i l lm e e tt h er e q u i r e m e n to nm e a ns q u a r e e r r o r ( m s e ) p e r f o r m a n c e ，w h i c hi ss u p e r i o rt ot h a to f t h ew a v e l e tt r a n s f o r mm e t h o d i n t h i sp a p e r , p a r a l l e lr e a l i z a t i o ni si n v e s t i g a t e df o rt h ea d a p t i v et i m i n gr e c o v e r yw i t h c y c l i ca u t o c o r r e l a t i o nm e t h o d f i r s t l y , w ep r e s e n tas i m p l et w o - p a t hp a r a l l e ls t r u c t u r ef o rt i m i n gr e c o v e r y , w h e r e t h es a m p l i n gf r e q u e n c yi sr e q u i r e dt ob et w ot i m e so ft h es y m b o lr a t e s e c o n d l y , a t w o p a t hp a r a l l e ls t r u c t u r ei sp r o p o s e df o rt i m i n gr e c o v e r yw i t hv a r i a b l es y m b o lr a t e s a n df i x e ds a m p l i n gf r e q u e n c yw h e nd v b s 2i sc o n s i d e r e d t h et h r o u g h p u to ft h e n e w l y - d e s i g n e dp a r a l l e ls t r u c t u r ec a nb ei n c r e a s e da st w i c ea sc o n v e n t i o n a lr e a l i z a t i o n s c h e m e m s es i m u l a t i o n ss h o wt h a tt h et w op a r a l l e ls c h e m e sp r e s e n t e di nt h i sp a p e ra r e r o b u s tt ot i m i n ge r r o r , w h i c hc a nb ea sl a r g ea s10 0p p m r e s u l t sa l s os h o wt h e r ei sn o p e r f o r m a n c ed e g r a d a t i o nf o ro u rp a r a l l e ls c h e m e sc o m p a r e dw i t hc o n v e n t i o n a ls c h e m e w i t hs i n g l ep a t h k e y w o r d s ：p a r a l l e ls t r u c t u r e ，t i m i n gr e c o v e r y , d v b - s 2 ，s y m b o lr a t ee s t i m a t i o n ， t i m i n ge r r o rd e t e c t i o n 第一章绪论 第一章绪论 1 1 数字电视标准的简介 卫星传输具有节目容量大、覆盖范围广等特点。目前，卫星电视广播采用了 三种方式：一是通过普通的通信卫星将模拟或数字电视信号转发到本地电视台、 有线电视网或集体接收站进入用户家里；二是采用模拟技术，使用大功率电视直 播卫星直接向家庭广播电视信号，由于这种电视信号未经数字压缩处理，每个转 发器只能直播一路电视节目信号，每颗卫星一般只能直播几路电视节目；三是采 用k u 频段数字视频压缩卫星电视直播。每个卫星转发器可以向装有约0 5 - - - 0 8 m 左右小口径卫星接收天线的家庭直播5 8 路电视节目，一颗卫星可以广播1 0 0 多 路电视信号，这种业务亦称卫星数字电视广播( d v b s ) 。随着航天技术、数字电 视技术、微电子技术、编码解码技术的突破性进展，使卫星电视由原来的c 频段 转播进入了数字k u 频段的广播卫星阶段。卫星数字电视广播的发展已成为全球热 点。 广播服务的商业要求：l 、在给定的带宽中增加数据吞吐量；2 、通过提高链 路余量，增加可用性；3 、增加覆盖区域。目前世界上许多国家都在发展数字卫星 电视系统，原因在于其独特的优点：首先，数字卫星电视信号采用的是数字处理 和传输方式，接收质量不易受噪声及干扰影响；其次，数字卫星电视系统由于采 用数字压缩技术及数字调制技术，在原来只能传一路模拟电视节目的一个3 6 m h z 卫星转发器上，可传输5 “路数字电视节目，从而大大节约了空间频率资源；第三， 采用大规模集成电路，使设备功耗降低、体积减小、可靠性提高并易于与计算机 联网。基于上述突出的优点，以及近年来高速信号处理技术和超大规模集成电路 技术的进步，数字卫星电视系统有了发展的基础。 随着发达国家相继关闭模拟电视，广播电视正式进入数字时代。中国也在逐 步发展数字电视和高清晰度电视，为用户提供高保真度的影像和声音，以及真正 家庭影院的体验。广电数字化带来了节目与数据业务在传输流程上的统一，新的 数字卫星广播标准也就不再局限于广电领域，而是面向更广阔的业务领域。 d v b ( d i g i t a lv i d e ob r o a d c a s t i n g ) 是“数字视频广播”的英文缩写，d v b 是欧 洲电信标准化组织( e u r o p e a nt e l e c o m m u n i c a t i o n ss t a n d a r d si n s t i t u t e ，e t s i ) 所制定， 由d v b 项目维护的一系列国际承认的数字电视标准。d v b 项目是一个由3 0 0 多 个成员组成的工业组织，它是由欧洲电信标准化组织( e t s i ) 、欧洲电子标准化组 织( e u r o p e a nc o m m i t t e ef o re l e c t r ot e c h n i c a ls t a n d a r d i z a t i o n ，c e n e l e c ) 和欧洲广 播联盟( e u r o p e a nb r o a d c a s t i n gu n i o n ，e b u ) 联合组成的联合专家组( j o i n tt e c h n i c a l 2 卫星通信中的定时恢复并行方案研究 。 c o m m i t t e e j t c ) 发起的。除了欧洲国家采用外，亚太地区、中东及美国部分地区 都遵循此项标准。它包括数字信源压缩编码、节目数据流的统计复用、信道纠错 编码、调制等数字传输链路各相关环节所采用的技术及接口标准。数字电视现有 的标准有d v b s d v b s 2 ( 数字卫星电视广播) 、d v b c ( 数字有线电视广播) 、 d v b t d v b t 2 ( 数字地面电视广播) 和d v b h ( 手持地面无线) ，这些标准定义 了传输系统的物理层与数据链路层。设备通过同步并行接口( s y n c h r o n o u sp a r a l l e l i n t e r f a c e 。s p i ) 、同步串行接口( s y n c h r o n o u ss e r i a li n t e r f a c e ，s s i ) 或异步串行接口 ( a s y n c h r o n o u ss e r i a li n t e r f a c e ，a s i ) 与物理层交互。数据以m p e g 2 传输流的方式 传输，并要求符合更严格的限制( d v b m p e g ) 。中国也提出了自己的d t m b 标 准。在2 0 1 1 年2 月1 7 日，d v b 指导委员会又批准了d v b 3 d t v 标准。 1 2d v b s 和d v b s 2 系统简介 数字卫星广播标准发展始九十年代初，应用较多的制式主要有两种，欧洲的 d v b s ( e t s 3 0 0 4 2 1 ) 标准和美国g i 公司开发的d i g i c i p h e r 标准，两种方式互不兼 容，其差别主要在于数字信号的传输方式即信道编码不同，而信源编码部分都采 用了m p e g 2 。其中，d v b s 标准提供了一套完整的适用于卫星传输的数字电视 系统规范。d v b s 数据流的调制采用四相相移键控调制( q p s k ) 方式，信道编码 采用r s ( 里德所罗门) 编码和卷积码级联组成，工作频率为l1 1 2 g h z 。由于d v b s 的核心技术与现今相关领域的前沿技术水平渐行渐远，因此，基于当前硬件支持 能力和编码算法的最新成果，e t s i 又制定了新的d v b s 2 标准。 d v b s 2 一经发布便备受关注，该标准在提升原有信道传输容量的同时，还大 大拓展了业务范围，得到了广电、电信、计算机等领域的广泛关注。准确地说， d v b s 2 的服务范围包括广播业务( b s ) 、数字新闻采集( d s n g ) 、数据分配中 继，以及i n t e r a c t 接入等交互式业务。d v b s 2 的主要特点为： l 、频谱效率( 系统容量) 大大提高 d v b s 2 系统的前向纠错编码的外码采用b c h 码，内码采用低密度奇偶校验 码( l d p c ) 的级联码结构，长达6 4 8 0 0 l 匕特的码字长度使其性能接近理论上的信 道传输容量门限，仅相差0 7 1 0 d b 。同时，d v b - s 2 系统引入了8 p s k 、1 6 a p s k 、 3 2 a p s k 等高阶调制方式，在相同载噪比条件下，d v b s 2 的传输容量与d v b s 系 统相比提高了3 0 3 5 。 2 、涵盖了更大的载噪比范围 由于卫星平台、转发器和天线的制造技术进步，使得高载噪比条件下的卫星应 用成为可能。数据传送会受到功率和带宽的限制，d v b s 2 提供了从1 4 到9 1 0 共 1 1 种前向纠错编码比率，与不同的调制方式共有2 8 种可能的组合方式，涵盖的载 第一章绪论 噪比范围为- 2 3 5 d b 至l j l 6 0 5 d b ，在功率和带宽效率间给出不同的权衡比。广播机 构可以根据不同的信道条件和业务需求进行灵活的选择，更能适应线性特性相对 不好的卫星传输信道，使高阶调制方式通过卫星信道传输成为可能。这些优点是 d v b s 不可比拟的。同时，d v b s 2 还提供了可变编码调制( v c m ) 和自适应编码 调制( a c m ) 工作模式，可以进一步提高系统性能。这种技术根据信号传输环境 的不同可提供帧级( f r a m e b y f r a m e ) 编码与调制优化，增强信号传输抗雨衰等干 扰的能力，系统信号传输的可靠性显著提高。 d v b s 2 支持2 8 对可选编码调制组合，包括1 1 种不同的编码速率( 1 4 ，1 3 ，2 5 ， i 2 ，3 5 ，2 3 ，3 4 ，4 5 ，5 6 ，8 9 ，9 1 0 ) 和四种调制方式( q p s k ，8 - p s k ，1 6 a p s k , 3 2 a p s k ) 【l 】。鉴于q p s k 和8 p s k 是恒包络调制，能够在非线性卫星转发器上接 近饱和工作区，从而被选作典型模式。如果使用合适的预失真方案，1 6 a p s k 能在 非常有限的线性要求下，提供额外的频谱效率。3 2 a p s k 用于一些特殊的场合，也 能够用于广播，但是需要更高的载波信噪比( c n o ) ，并在上行链路站中采用更高 级的预失真方案，从而使转发器的非线性效果最小化。 3 、适应多种业务需求 d v b s 2 除提高了系统的传输性能外，还为适应不同业务需求提供了必要的手 段。如提供了灵活的数据接口匹配方式，可以接收包括m p e g 2 传送流在内的各 种格式的单或多数据流，这些数据流可以是离散( 异步) 的数据包，也可以是连 续( 同步) 的数据流。同时，d v b s 2 还在物理层上引入了帧结构，通过同频字、 信令、导频等辅助接收机实现快速帧同步和载波恢复，并为不同的业务应用提供 了底层接口。 d v b s 2 有3 种滚降系数选择来确定频谱的形状，口选择0 2 0 、0 2 5 、0 3 5 ， 而不是d v b s 固定的0 3 5 1 2 1 ，自然可以获得下降更陡峭的载波波形，频谱利用率 更高，可以满足音频、视频( 标清高清) 、数据等不同业务需求。 表ld v b s 和d v b s 2 广播应用的比较 系统 d v b sd v b s 2d v b sd v b s 2 信道带宽b w ( m h z ) 3 63 63 63 6 调制和编码 q p s k 2 3q p s k 3 4 q p s k7 8 8 p s k 2 3 滚降口 o 3 50 2 00 3 5o 2 5 符号率( m b a u d ) 2 7 53 0 92 7 52 9 7 = b w ( 1 + 口)( 口= o 3 5 )( 口= o 2 0 )( 口= 0 3 5 )( 口= o 2 5 ) 表l 给出了在带宽为3 6 m h z 条件下，几种调制和编码方式在不同口条件下的 符号率。一般来说，q p s k 、8 p s k 、1 6 a p s k 的符号率选为2 7 5 m b a u d ，3 2 a p s k 的符号率选为2 0 m b a u d ，因为对于适配3 2 a p s k ，高于2 0 m b a u d ，设备的性能就 4卫星通信中的定时恢复并行方案研究 不能得到保证，因为时钟速率和f p g a 密度都不允许l d p c 解码迭代次数的性能 需求。可以预计，不久的将来，f p g a 性能的提升能够允许在极高波特率下满足 l d p c 解码的迭代次数。 1 3 定时恢复的简介 信号经过信道传输后，引入了幅度、频率、相位、时延等不稳定因素，同时 各种电路( 放大器和混频器) 的非线性和传输信道的不理想还会引入信号的畸变、 失真、码间串扰，以及噪声对信号的污染。另外，由于接收机和发射机使用频率 源不同，发射机到接收机之间存在传播时延，接收机晶振的不稳定、老化等原因， 接收机的本地时钟没有同步到发射机的数据上。d v b - s 2 中的定时恢复检测通常采 用g a r d n e r 算法，这是一种非数据辅助算法，能在非载波同步的情况下工作，而且 在一定的e j n o 下，该算法对调制方式不敏感。g a r d n e r 算法能容忍0 1 0 2 倍符号 率的载波频率误差。这意味着在2 5m b a u d 符号率时，g a r d n e r 算法可以工作在频 差达5m h z 的通信场景下。算法的均方根抖动依赖于信号滚降因子口，它会随着 滚降因子的降低而降低。 现今对定时恢复的研究主要是对t e d 算法的改进，具体体现在以下几个方面： 1 改变g a r d n e r 算法只对过零点检测有效的缺点【3 】，该改进对高阶调制方式很有意 义；2 提高g a r d n e r 算法抗载波频率偏差的性能【4 】【5 】；3 当输入信号传输的数字符 号序列上的一段呈现某几种特定的排列形式时，g a r d n e r 算法计算采样时钟偏差的 方法失效，计算出的一个与时钟偏差无关的值，文献【6 】【7 】从这个角度出发，对带 限信号提出一种消除定时抖动的方法；4 通过减小带宽可以降低定时抖动，但会 引起定时环路恢复性能的损失，文献【8 【9 】用预滤波的方法降低自噪声；文献【1 0 】【l l 】 用预补偿的方法降低自噪声，文献【1 2 根据p a m q a m 信号的数据模式，提出了 一种类似于文【1 l 】的方法，但文【1 2 】用了一种更简单的形式降低相邻符号间干扰， 并增加了一个环路以适应不同的信号；5 文献 1 3 】通过极坐标变换，对基带信号的 表达式进行分析，找到一种降低自噪声抖动的方法。但文【1 3 】中的方法不能用于非 恒包络的信号，如q a m 和a p s k 信号。之后，文献【1 3 】的作者在此基础上又给出 一种适合高阶m p s k 信号的改进g a r d n e r 算法【1 4 1 ，新方法具有更好的自噪声性能。 其它数字电视广播标准采用的定时恢复算法和单载波卫星通信系统有很大不 同，为了便于对比，简要说明如下。 1 ) d v b t 采用编码正交频分复用调制技术c o f d m ( c o d eo r t h o g o n a l f r e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l e x i n g ) 。在o f d m 系统中，发射机和接收机采样时钟频 率偏差会有两个方面的影响：一是带来时变的符号同步偏差，导致接收机必须实 时更新o f d m 符号的起始位置，这增加了信道估计部分的实现复杂度；二是定时 第一章绪论 偏差导致参加f f t 运算的数据将不再是一个完整的o f d m 符号，从而破坏了子载 波之间的正交性，引入新的i c i 噪声，严重影响接收机性能。d v b t t b 】系统中符 号同步分为粗同步和精同步两个部分，其中粗同步在f f t 之前完成，要求在循环 前估计出的起始位置；精同步在f f t 之后完成，要求进一步确定o f d m 符号的起 始位置。由于d v b t 标准中o f d m 符号并没有插入时域训练序列，因此可以利 用的只有循环前缀。目前o f d m 系统中基于循环前缀的符号同步算法主要是最大 似然估计算法( m l ) 及其改进算法。 现有的符号粗同步算法都是利用时域的保护间隔来进行，常见的有最大似然 ( 池) 估计算法和最小均方误差( m m s e ) 估计算法以及在此基础上进行修正所 衍生的算法，各种算法实现的复杂度上有较大差别。符号粗同步的目的是确定初 始的f f t 解调窗口1 1 6 。然而由于时域进行的符号粗同步往往并不能提供接收端正 确解调所需要的精确度，因此有必要进行符号精同步来校正最初符号粗同步位置。 各种符号精同步算法都利用到了频域数据，在频域估计出符号粗同步完成后的剩 余符号误差。现有的文献提出的多种符号精同步算法，既有基于所有非空数据子 载波的适用于特定星座映射方式的符号精同步算法，也有基于导频的符号精同步 算法。其中基于导频的符号精同步算法可以利用分散导频或者连续导频的相位旋 转角度来计算出符号粗同步后的残留符号误差。以上符号同步算法，都是先进行 时域粗同步，然后频域精同步，得到的精同步位置反馈回时域进行f f t 窗口位置 调制。与d v b t 类似，d v b h 采用了与d v b t 同样的循环前缀的符号同步算 法。文献【1 7 】中给出了一种改进的m l 估计方法，该方法先进行指数加权连续相关 求和运算，再对多个定时估计位置求平均。 2 ) 2 0 0 6 年8 月底，中国确定了自己的地面电视标准一d t m b 标准。时域同 步正交频分复用( t d s o f d m ) 是d t m b 标准的核心技术。尽管t d s o f d m 传 输系统具有抗多径能力强等优点，但这些是建立在完好的同步基础之上的，同步 不理想将严重影响o f d m 接收机的性能【1 8 】。基于t d s o f d m 特殊的帧格式，传 统的g a r d n e r 算法和频域的误差估计算法已经不再适用，需要在内插的采样钟恢复 结构的基础之上，利用帧头的伪随机序列获得定时误差信息，并加入误差补偿因 子以扩大系统检测误差范引1 9 j 。 3 ) a t s c ( a d v a n c e dt e l e v i s i o ns y s t e m sc o m m i t t e e ) 由美国提出，于19 9 6 年正 式纳入数字电视标准。a t s c 接收机大多使用的是基于段同步的误差检测和 g a r d n e r 算法。数据辅助算法是依靠数据中的冗余信息，检测采样频率和相位的偏 差，通过反馈环路进行补偿的一类定时恢复方法。在a t s c8 - v s b 标准中，数据 流中包含有段、场同步信息，这为数据辅助算法的实现提供了可能性。在a t s c 接收机进行定时恢复之前，首先必须从信号中找到段、场同步的位置。信号未经 过定时恢复就送给段、场同步检测器，这就要求段、场同步检测器必须能够对抗 6卫星通信中的定时恢复并行方案研究 一定的定时偏差【2 0 】。若采样偏差比较大，会导致段同步检测不能稳定工作。由于 场同步具有良好的对抗定时偏差的性能，而且利用场同步可以把采样频率误差缩 小在一个比较小的范围内，从而保证段同步检测算法正常工作。 1 4 本文的研究背景和主要架构 随着高清数字电视的普及，高速数据传输也对接收机的定时恢复能力提出了 更高的要求。无论是d v b s 2 系统还是其他卫星通信系统，大多基于传统的单路 定时恢复方案，难以满足高速处理的要求。本文重点研究定时恢复的两路并行处 理方案。 对于星地链路的高速数据传输系统，采样率可以设定为固定的两倍符号速率， 但是对于d v b s 2 系统，由于符号速率可变，采样率通常为4 倍或者更高。这时， 就需要设计的定时恢复算法可以自适应符号。通过以上的分析，本课题根据各项 业务对高速数字传输的广泛需求，确定g a r d n e r 算法为定时恢复的算法。论文提出 了两种两路并行的定时恢复方案，第一种方案只能应用在两倍采样率下，可应用 于高速数传系统；第二种方案结合符号率估计，适应可变符号率，可应用于d v b s 2 等标准。 课题的研究内容主要包括以下几个方面： 第一章介绍数字电视标准的发展和特点，课题的研究背景和意义； 第二章说明d v b s 2 数字中频接收机结构和非线性对卫星通信性能的影响； 第三章对小波变换和循环自相关两种符号率估计的算法进行分析和比较，并 基于m a t l a b 平台给出相关性能仿真结果； 第四章首先回顾定时恢复的基本结构，然后介绍了一种工作在两倍采样率下 的两路定时恢复方案，受调制方式影响很小，并用m a t l a b 验证其性能； 第五章提出一种基于两倍六倍采样率的通用两路并行定时恢复方案，适应于 q p s k 、8 p s k 、1 6 a p s k 和3 2 a p s k 四种调制方式。并用m a t l a b 实现设计方案， 并给出性能分析。 最后是对整篇论文的工作总结与展望。 第二章d v b s 2 中频数字接收机基本原理 7 第二章d v b s 2 中频数字接收机基本原理 在现代通信系统中，接收机利用下变频，将接收到的射频信号频谱搬移到中 频，典型的中频数字接收机在中频对信号以固定的采样频率进行采样，采样信号 送入后续单元处理。本章根据d v b s 2 系统提出的中频频率为7 0 m h z 、信号带宽 为4 5 m h z 的设计要求，给出一种典型的中频数字化接收机结构。同时，讨论了非 线性对卫星系统的影响。 2 1d v b s 2 接收机结构 下采样是接收机处理中频信号并将其转换到基带信号的第一个信号处理单元。 k u i k a 波段 图2 1 基于d v b s 2 的i f 数字中频接收机结构 图2 1 是一个软件无线电d v b s 2 中频接收机的结构示意图【2 ，其工作过程描述 如下：接收机利用一个室外l n b ( 低噪模块) ，将己接收的射频信号( k u 或k a 波 段) 下采样到l 波段。然后通过模拟下转换模块( 包含输出功率控制和带通滤波 器) ，把信号转换到i f 波段( 这里是f c = 7 0 m h z ) 。功率控制通过a g c ( 自动增 益控制) 来实现，d d c ( 数字下变换) 模块利用a d 采样值，把接收信号调整到 a d 采样转换器的动态范围内，用获得的测量值控制a g c 。a g c 也包含一个固定 系数的带通滤波器。基带数字信号产生频率信号输入到d d c 模块中的n c o 中， 查找表根据n c o 输出的任意频率复载波的采样值提供s i n 和c o s 的值。如果b 哪 ( m h z ) 表示这个带通滤波器的带宽，那么d d c 模块支持的最大符号率尼为【2 2 】： r 而b w p o s s ( 2 - 1 ) 这里，口是d v b s 2 标准里规定的滚降系数，其值为0 2 0 ，0 2 5 或0 3 5 。 中频信号经过a d ( 模数转换) 后，以只( m s p s ，m i l l i o ns a m p l e sp e rs e c o n d ) 卫星通信中的定时恢复并行方案研究 的速率进行采样，这样选择是为了满足奈奎斯特采样定理，只应为接收信号尼速 率的七倍： 2 ( c + b 阡0 。2 ) c ，k ) c ( 2 2 ) 在d d c 输出的数字采样中，包含同相信号和正交信号两部分，它们被同时送 到基带数字处理电路中，进行同步、解调和解码。 由于中频频率f c = 7 0 m i - i z ，利用带通采样定理，带通信号理论上的最低无混叠 采样率不必高于上限频率 的两倍，而只需要高于信号带宽b 邺的两倍即可。 t ( 价 入八f 图2 2 带通采样定理不意图 通过图2 2 的分析可以看出，带通信号的带宽b 。最大为4 6 7 m h z ，由式( 2 1 ) 可得，3 8 9 4 6 7 ( 1 + 0 2 ) ，所以飓的最大值为3 8 9 1 6 7 m h z 。再由式( 2 2 ) 可得， 2 ( 7 0 + 4 6 7 2 ) 1 8 6 7 只胪，k = 4 。采样率f s = 1 8 6 7 m h z 。根据带通信号采样定 理，采样率应该为e = 2 x b 砟。岱= 2 4 6 7 = 9 3 3 m h z 。 如果中频接收信号最高截止频率为7 5 m h z ，但信号带宽只有1 0 m h z 。对该信 号进行低通采样，则默认信号分布在0 - - 7 5 m h z 整个频带范围内，对此频带不再加 以利用，频谱利用率较低。可以运用带通采样机制，按远低于2 倍信号最高截止 频率的采样速率进行欠采样，将中频信号频谱无混迭地搬移到基带。 。带通信号频谱及采样频谱如图2 3 和图2 4 所示， s ( 厂) l 良扇 。 图2 3 带通信号频谱示意图 第二章d v b s 2 中频数字接收机基本原理 9 卜一厂i 泖一。 图2 4 带通信号采样频谱示意图 从图2 4 中可以看出，带通采样后相当于信号的中心频率从7 0 m h z 搬移到基 带，实现了中频到基带的频率变换，频率利用率也比较高。可见，带通采样是比 较合适的高速中频采样方案。此方案的优点是不再要求a d c 有很高的采样速率， 而只要采样速率选取合适，后端可以直接得到基带数据进行相应的处理，大大简 化了系统。 带通采样定理要求采样速率满足下式，以实现无混迭采样： 兰z 丝，l 疗【刍( 2 - 3 ) ，一，一，一lnj r l 十l 刀d 式( 2 - 3 ) 中【】表示取值不大于括号内的整数。其中石为采样速率，石、石分别是信 号的上下限频率，五一彳石。 ， 假设本系统中石= 7 5 m h z ，f f 6 5 m h z ，由式( 2 3 ) 可得： 2 x 7 5 m s p s oc03口o-i-，j、50乱 1 2 卫星通信中的定时恢复并行方案研究 器，不能直接用于中频信号。因此用m a t l a b 不容易实现数字下变频之前的采样 率转换这个问题。鉴于上述原因，在本文的仿真中，并不把基带信号调制到中频， 而只是认为采样率为1 8 0 m h z 的基带信号经过上变频到7 0 m h z 的中频，再经过下 变频到基带。这样就可以使用“r e s a m p l e ”函数对发送数据进行采样率转换，使之 适应接收端9 3 3 m h z 的采样速率和2 3 3 m h z 的n c o 晶振。 实际调制中，中频信号取实部经过射频发送，但是在本文的研究过程中，省 略了下变频( 中频信号乘以口一肘) 的过程，在m a t l a b 仿真时，直接使用复数信 号经过信道到达接收端。 2 2 非线性和i q 路不平衡对卫星通信性能影响分析 卫星信号经过非线性器件t w t ( 行波管) 之后，信号的幅度和相位会产生畸 变【2 4 l ，接收端解调滤波后的信号就会因此产生误码，误码的程度随着t w t 工作点 的变化而变化，非常不利于数据通信。此外，调谐器也会带来一定程度的幅度失 真和相位失真。 2 2 1 转发器的非线性 非线性是由星地链路间的模拟滤波器和放大器引起的。t w t 作为一种无记忆 非线性器件，在幅度和相位方面起到了主导因素。在行波管非线性模型中，当t w t 工作在饱和点附近时，将引入两种非线性失真：a m a m 和a m p m ，即幅值转 换和幅值相位转换效应【2 5 1 。 对于t w t 的非线性，目前比较严格的解析方法是v o t t e r r a 级数，但该方法需 测定v o t t e r r a 的多级核，这在实现上有相当的难度。在卫星通信的仿真中，常用的 t w t 非线性模型是s a l e h 提出的二参数模型【2 6 1 。 在s a l e h 模型中，假设t w t 的输入信号为： x ( f ) = r ( t ) c o s c a o t + 甲( f ) 】 ( 2 - 7 ) 式( 2 7 ) 中，r ( o 为信号的瞬时幅度，c o o t 为信号的瞬时频率，甲( f ) 为信号的瞬时 相位。 输出信号为： j ，( f ) = a i r ( t ) 】e o s 国o + 、玉，o ) + p o ) 】) ( 2 - 8 ) 式( 2 8 ) 中，h i 表示幅度失真函数，斜，( f ) 】表示相位失真函数。 a m a m 和a m p m 转换效应表示如下： a(r)=：fxo(21(+1i+ffo忍r2)a,r ，2 ) ( 2 - 9 ) ( ，) = 2 ( 1 + 忍，2 ) 。 式( 2 9 ) 即为s a l e h 的幅值一相位模型，表示信号幅度，和尾表示幅值转换的 第二章d v b s 2 中频数字接收机基本原理1 3 参数，吒和忍表示幅值相位转换的参数。若对上式进行适当变换，将t w t 的非 线性模型由同相和正交分量表示，即可得到非线性的正交模型。 式( 2 1 0 ) 是根据文献【2 6 】给出的一组非线性变换典型值： 口= 2 1 5 8 7 = 1 1 5 1 7 z ：4 0 3 3 0 , p ，：9 1 0 4 0 ( 2 - 1 0 ) 图2 8 表示信噪比为3 5 d b 时， q p s k 和8 p s k 信号经过式( 2 1 0 ) 这组参数， 经过非线性变换和未经非线性变换的比较星座图( 以下红色点表示未经非线性变 换的星座点，蓝色表示经过非线性变换的星座点) ： 密 。 密 o ( a ) q p s k( b ) 8 p s k 图2 8 原始信号和经过非线性变换后信号的对比星座图 图2 9 表示信噪比为3 5 d b 时，1 6 a p s k 和3 2 a p s k 信号经过式( 2 1 0 ) 这组参 k 数，经过非线性变换和未经非线性变换星座图的对比： 1 5 1 0 5 密 0 o 扣5 1 1 5 7 ：t j ，二枣 之一 - - _ - _ _ _ - _ - _ _ _ _ _ _ _ _ - _ _ _ - _ _ - - _ _ - _ _ _ _ - - _ _ _ _ _ _ - _ - _ _ - _ _ _ _ _ - 一 101 i 略 1 5 1 0 5 密 0 a 旬5 1 1 葺名1旬500 511 5 i 路 【a ) 16 a p s k( b ) 3 2 a p s k 图2 9 经过非线性变换的对比星座图 由图2 9 可以看出，1 6 a p s k 和3 2 a p s k 在式( 2 1 0 ) 这组参数下，经过非线性变 换以后，星座点的相位和幅度都发生了不同程度的变化。 图2 1 0 和图2 1 1 分别给出4 倍采样率、存在1 0 0 p p m 定时偏差的q p s k 和 1 6 a p s k 信号在信噪比3 5 d b 条件下，基于式( 2 1 0 ) 这组参数，原始信号经过定 1 4 卫星通信中的定时恢复并行方案研究 时恢复后眼图实部和经过非线性变换及定时恢复后眼图实部的比较。 ( a ) 未经非线性变换( b ) 经非线性变换 图2 1 0q p s k 恢复后眼图实部比较 参考图2 8 ( a ) q p s k 信号的星座图，图2 1 0 的( b ) 图较( a ) 图而言，定时恢复的 结果出现明显失真。 012 3 4 5 符号数 x1 0 4 ( a ) 未经非线性变换( b ) 经非线性变换 图2 1 11 6 a p s k 恢复后眼图实部比较 对比图2 11 的( a ) 图和( b ) 图，可以看出，较大的非线性失真会严重影响定时环 路恢复的效果。尤其对于3 2 a p s k 这种具有比较高密度的星座图的调制方式，器 件非线性引起的失真更不可忽略。 在s a l e h 的幅值相位模型中，不同的t w t a ( 行波管放大器) 性能，对应不 同的仿真参数。文献 2 7 1 给出的参数如式( 2 1 1 ) 所示： = 1 6 6 2 3 ，尾= 0 0 5 5 2， ：o 1 5 3 3 ，岛：0 3 4 5 6 1 ) 图2 1 2 ( a ) 和为图2 1 2 ( b ) 分别表示，信噪比为3 5 d b 的q p s k 和8 p s k 信号，在 式( 2 1 1 ) 这组参数下经过非线性变换和未经非线性变换的星座图： 2 ， 0 0 之 第二章d v b s 2 中频数字接收机基本原理1 5 ( a ) q p s k( b ) 8 p p s k 图2 1 2 原始信号和经过非线性变换后信号的对比星座图 由图2 1 2 可以看出，在式( 2 - 1 1 ) 这组参数下，q p s k 和8 p s k 信号星座点的幅度 和相位都发生了明显的变化，即幅度值减小、相位发生旋转。 图2 1 3 ( a ) 和为图2 1 3 ( b ) 分别表示，信噪比为3 5 d b 的1 6 a p s k 和3 2 a p s k 信 号在式( 2 i i ) 这组参数下经过非线性变换和未经非线性变换星座图的对比： 2 ，l ： ， 蜘1f 二 留o | a ，【 乙 皇! ；2 2 1 密0 o 1 _ o ：l ； ；、以， ，专 ：o 012 路 ( a ) 1 6 a p s k ( b ) 3 2 a p s k 图2 1 3 原始信号和经过非线性变换后信号的对比星座图 由图2 1 3 可以看出，在式( 2 1 1 ) 这组参数下，1 6 a p s k 和3 2 a p s k 信号星座 点的幅度和相位都发生了变化，幅度的减少最为明显。 在文献 2 8 1 ，作者根据d o n gs e o gh a n 的文章例，又使用了另外一组非线性 变换典型值： a 吩 o ：= 加2 ，, 屏p o ；= 1 1 ( 2 - 1 2 ) 吩= 加，屏= 。一7 因此，在非线性信道建模的参数选择上，应根据实际系统的t w t 特性，选择相应 的a m a m 和a m p m 参数1 3 0 1 。 卫星通信中的定时恢复并行方案研究 2 2 3 调谐器i q 路不平衡 模拟调谐器经常用在接收机前端，把信号下变换为基带的i 路和q 路。由于模 拟乘法器和模拟滤波器会带来一定程度的幅度失真( s ) 和相位失真( a e ) t 3 1 1 ，那么可 以由下面的式子表示原信号和经过模拟器件以后失真的信号： 阱 6h 0 c o s c 等“n 咩， 删争c o s 咩， ( 2 1 3 ) 对于m p s k 调制方式，v q 两路不平衡会带来星座图的变形。这种畸变对于 1 6 q a m 这种方形星座图的影响更大，而对于q p s k 影响要小一些。对于d v b s 2 中的1 6 a p s k 和3 2 a p s k 调制方式，这种畸变会造成非常大的失真，因为星座图 中不同环之间点的距离明显地改变了。对于卫星信道，调谐器的i q 不平衡和多径 都会影响均衡器的收敛【3 2 1 。 图2 1 4 给出3 5 d b 信噪比下，i q 不平衡对q p s k 和8 p s k 星座图的影响， ( a ) q p s k( b ) 8 p s k 图2 1 4v q 不平衡变换的对比星座图 由图2 1 4 可以看出，无论是q p s k 信号，还是8 p s k 信号，i 路星座点的幅度 值较原始星座点的幅度值有所增加，而q 路星座点的幅度值较原始星座点的幅度 值有所减少。星座点的相位也有不同程度的旋转。 图2 1 5 给出3 5 d b 信噪比条件下，u q 不平衡对1 6 a p s k 和3 2 a p s k 信号星座 图的影响。 第二章d v b s 2 中频数字接收机基本原理 1 7 斑 。 密 a ( a ) 16 a p s k( b ) 3 2 a p s k 图2 1 5 i q 不平衡变换的对比星座图 图2 1 6 和图2 1 7 是信号未经i q 路不平衡变换和经过i q 路不平衡变换后， 通过定时恢复环路的眼图实部。 iitl l y 一 一 r l 7