（通信与信息系统专业论文）dtmb系统信道估计算法的研究与改进.pdf

摘要 信道估计精度在很大程度上影响着无线数字通信系统的性能。为了进一步 提高d t m b 系统的性能，本文对l s ，m l e ，m m s e 三种频域信道估计算法和基于 相关的时域信道估计算法做了仿真分析，并提出改进的时域信道估计。论文的 主要工作如下： l 、分析比较了各种频域信道估计算法的应用条件和性能 在保护间隔的长度大于多径时延的条件下，频域信道估计的误差主要来自 于一些加性噪声，因此，在较高信噪比下，它的估计精度很高比时域信道估计 的m s e ( 均方误差) 低一个数量级以上。m m s e 算法要用到信道的一些先验知 识，它们的估计的均方误差又比l s 估计低一个数量级。但是，频域信道估计涉 及到多次d f t i d f t 和较多的矩阵运算，总体的计算复杂度较高，不适于实时 性要求较高的应用场合。 2 、提出了一种改进的、低计算复杂度的时域信道估计算法。 本文提出了一种改进的时域信道估计方案，该方案利用不同相位p n 序列的 相关为一确定值的特点，估计并消除信道脉冲响应的抽头间干扰。在高信噪比 条件下，改进算法可以使接收机等效输出信噪比提高5 d b 。 3 、分析比较了d t m b 系统各种构造循环卷积构造方案及其性能 论文对三种构造循环卷积的方案作了深入的研究分析，利用数据自身循环 特性构造循环卷积对信道估计的性能依赖较小，性能较高，但是由于需要做任 意点数的d f t 运算，计算复杂度非常高；利用线性卷积构造循环卷积对信道估 计依赖较高，性能较低，但是它可以构造特定点数的d f t 运算，因此计算复杂 度较低。但是会造成噪声功率的增强，在高信噪比条件时，前者比后者的等效输 出信噪比高5 ( 1 b 。 关键词：信道估计自相关线性卷积循环卷积 a b s t r a c t t h ew i r e l e s sc o m m u n i c a t i o ns y s t e mp e r f o r m a n c ei si n f l u e n c e db yt h ep r e c i s i o n o ft h ec h a n n e le s t i m a t i o nt oag r e a te x t e n t i no r d e rt oi m p r o v et h ep e r f o r m a n c eo f d t m b s y s t e m ，t h r e ek i n d so fc h a n n e le s t i m a t i o ni nf r e q u e n c yd o m a i nw h i c ha r el s ， m l e ，m m s em e t h o da n dc h a n n e le s t i m a t i o ni nt i m ed o m a i na r ed i s c u s s e da n d a n a l y z e d , a l s oai m p r o v e dc h a n n e le s t i m a t i o ni nt i m ed o m a i ni sp r o p o s e di n t h i s t h e s i s t h ea r r a n g e m e n to ft h ep a p e ri s 硒f o l l o w e d ： 1 t h ea p p l y i n gr e q u i r e m e n to ft h ed i f f e r e n tf r e q u e n c yd o m a i nc h a n n e le s t i m a t i o n a l g o r i t h ma r ea n a l y z e da n dt h ep e r f o r m a n c ei sc o m p a r e d t h ee r r o ro fc h a n n e le s t i m a t i o ni nf r e q u e n c yd o m a i ni sm a i n l yd u et ot h ea w g n w h e nt h eg u a r di n t e r v a li sl a r g e rt h a nt h em u l t i p a t ht i m ed e l a y , w h i c hr e s u l t si nt h e b e t t e rp e r f o r m a n c et h a nt h et i m ed o m a i nc h a n n e le s t i m a t i o nm e t h o d si nt h er e l a t i v e l y h i g hs n r t h em m s e m e t h o d s m s ei sl o w e rt h a nl sm e t h o db yam a g n i t u d eo r d e r b u ts o m ep r e k n o w l e d g eh a st ob ek n o w n h o w e v e r , i tc a nn o tm e e tt h er e a l t i m e r e q u i r e m e n tb e c a u s eo fh i 曲c a l c u l a t i o nc o m p l e x i t yc o n s i s to fd f t i d f ta n dm a t r i x c a l c u l a t i n g 2 an e w , l o wc a l c u l a t i o nc o m p l e x i t yc h a n n e le s t i m a t i o na l g o r i t h mi nt i m ed o m a i ni s p r o p o s e d t h ep r o p o s e dm e t h o de l i m i n a t et h ei n t e r f e r e n c eb yp r o v i n gt h ea u t o c o r r e l a t i o n v a l u eo ft h ep ns e q u e n c e si nd i f f e r e n tp h a s e si sc o n s t a n t t h er e c e i v e r se q u i v a l e n t o u t p u ts n r i s5 d bh i g h e rw h e ni nr e l a t i v e l yh i 曲s n r 3 t h ed i f f e r e n tm e t h o d so fc o n s t r u c t i n gc i r c l e - c o n v o l u t i o no fd t m ba r ea n a l y z e d a n dt h ep e r f o r m a n c ei sc o m p a r e d t h r e ed i f f e r e n tm e t h o d sa lea n a l y z e di nt h et h e s i s 弛em e t h o db a s e do nt h e d a t a sc y c l i cc h a r a c t e r i s t i cm a k e sb e t t e rp e r f o r m a n c ea n dd o e sn o tm u c hd 印e n do n t h ep r e c i s i o no fc h a n n e le s t i m a t i o n , h o w e v e r , i tc o s t sh i g h c o m p l e x i t yf o rt h e u n c e r t a i nl e n g t h sd f tc a l c u l a t i o n t h em e t h o db a s e do nl i n e a rc o n v o l u t i o nr e q u i r e s l o wc a l c u l a t i o nc o m p l e x i t yb yc o n s t r u c t i n gc e r t a i nl e n g t h sd f ta tt h ee x p e n s eo f l o w e rp e r f o r m a n c ef o ri t s h i g hr e l i a n c eo nt h ec h a n n e le s t i m a t i o np r e c i s i o n t h e f o r m e r se q u i v a l e n to u t p u ts n ri s5 d bh i g h e rt h a nt h el a t t e r sw h e ni nh i g hs n r e n v i r o n m e n t k e yw o r d s c h a n n e le s t i m a t i o n , c o r r e l a t i o n c i r c l ec o n v o l u t i o n , l i n e a rc o n v o l u t i o n 英文缩写说明 d t m b d i g i t a lt e l e v i s i o nm u l t i m e d i ab r o a d c a s t i n g 数字电视多媒体广播 m s em e a ns q u a r ee r r o r 均方误差 l sl e a s ts q u a r e 最小平方 m l em a x i m u ml i k e l i h o o de s t i m a t o r 最大似然估计 m m s em i n i m u mm e a ns q u a r ee r r o r 最小均方误差 d f td i s c r e t ef o u r i e rt r a n s f o r m a t i o n 离散傅里叶变换 i d f ti n v e r s ed i s c r e t ef o u r i e rt r a n s f o r m a t i o n 逆离散傅里叶变换 a t s ca d v a n c e dt e l e v i s i o ns y s t e m sc o m m i t t e e 美国高级电视系统委员会 d v b t d i g i t a lv i d e ob r o a d c a s t i n g t e r r e s t r i a l 欧洲数字视频地面广播标准 i s d b - t i n t e g r a t e ds e r v i c ed i g i t a lb r o a d c a s t i n g - t e r r e s t r i a l 日本地面综合业务数 字广播 o f d m o r t h o g o n a lf r e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l e x i n g 正交频分复用 t d s - o f d mt i m ed o m a i ns y n c h r o n i z a t i o n o f d m 时域同步正交频分复用 c p c y c l i cp r e f i x 循环前缀 l f s r p n 匝r l i n e a rf e e d b a c ks h i f tr e g i s t e r p s e u d o r a n d o mn o i s e m o d u l a t i o ne r r o r r a t i o 线性反馈移位寄存器 伪噪声 调制误差率 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的 研究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表 或撰写过的研究成果，也不包含为获得天津大学或其他教育机构的学位或证 书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中 作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：椎签字日期：唧年分月f 日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解擗本学 有关保留、使用学位论文的规定。 特授权苤婆盔堂可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校 向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名：素挚喻冬 签字目期：渺7 年s 月i e t 翩虢傣能 签字日期：2 订步年歹月f 日 第一章绪论 1 1d t m b 研究背景 第一章绪论 在近十余年中，数字电视地面广播( d t t b ) 已经达到了实际应用阶段目前已被 国际电信联盟承认的d t t b 传输标准有三个，即：美国先进电视系统委员会提出的 格型编码8 电平残余边带调制系统( 简称a t s c t u ) ，欧洲开发的基于编码正交频分 复用技术的数字视频地面广播标准( d v b t ) 和日本采用的分段正交频分复用地 面综合业务数字广播标准( i s d b t ) 。 自从有了这三个系统以来，许多国家和地区都在选择自己的数字电视地面广 播系统。目前，美国、韩国、加拿大和我国台湾少数几个国家和地区采用了a t s c 标准，欧洲大部分国家如英国、德国、西班牙等，以及澳大利亚、巴西、墨西哥、 新加坡、我国香港等较多数国家和地区采用了d v b t 标准，仅日本采用i s d b 标准。 在这种大背景下，我国自1 9 9 4 年起，也开始了高清晰度电视的研究工作。 并于1 9 9 8 年研制成功了中国第一代高清晰度电视功能样机。我国于2 0 0 6 年制定 了一个被命名为“数字电视地面多媒体广播( d t m b ) ”的标准g b 2 0 6 0 0 2 0 0 6 ，其 系统原理框图如图1 1 所示。该标准于2 0 0 6 年8 月正式对外公布，成为我国广 播领域里唯一的强制性的标准，并于2 0 0 7 年8 月1 日开始执行。 萎卜 基正 | 随机化h 前秦裂错h 鸳嚣卜 丽 * 体 组 币交 复 数 帧 后上 处变 用 据 理频 系统信息k 处 理 图1 1 ( a ) d t m b 系统发射机框图 第一章绪论 接 啜 同头 正 匹 步 信 和 交及帧 下 配 道 叫鬻】 变 滤 信 均 体 波 道 衡 数 频估据 计分 离 图1 - 1 ( b ) d t m b 系统接收机框图 出 d t m b 标准以时域同步正交频分复用技术( t d s o f d m ) 为核心，形成了自 有知识产权体系，具有独特鲜明的技术特点，支持高清晰度电视，标准清晰度电 视和多媒体数据广播等多种业务，满足大范围固定覆盖和移动接收需要。 t d s o f d m 是一种时域同步o f d m 技术，它具有传统o f d m ( c p o f d m ) 所 拥有的一些优点，如：能够传输高速数据，能够有效对抗多径效应，频谱利用率 高等，并在此基础上加入了一些新的特点，其主要技术原理描述如下。 假设t d s o f d m 信号的发射周期为t ，在一个周期内传输的n 个符号为频 域上的复数：x ( o ) ，x o ) ，x 州。1 ) 。在 o ，t 周期内，发射机送出的t d s o f d m 信 号就可以表示为： f n 一11 z ( f ) = r e x ( n ) e 口峨 ，t e 0 ，刀( 1 - 1 ) l n f f i 0j 其中血为第n 个子载波的频率 n = c 斗n a f 其中f c 为系统的发射载频，f 为子载波间的最小间隔。 鲈= 专= 瓦1 其中t s 为原串行传输序列的符号周期，并且 t = = n t , ， ( 1 2 ) ( 1 - 3 ) ( 1 _ 4 ) 第一章绪论 因此 其中， z ( t ) = r e ( x ( t ) e j 2 班1 r n - ，ii 2 口墨 x ( f ) = x ( 咒) p 。4 _ l ( 1 - 5 ) ( 1 - 6 ) 如果以f s = l t s 的抽样频率对信号z ( t ) 进行采样，则在【o ，t 】周期内共有m 个时域 样值： n - i 2 石j 口l 工( j i ) = 工( 让乜= z x ( ，z ) e 。下， o 七n - 1 ( 1 - 7 ) 可以发现，在 0 ，t 】周期内的m 个时域基带样值正是m 个发送符号的逆离散 傅里叶变换。 在考虑多径干扰的情况下，需要在两个符号间加入保护间隔。则此时的 o f d m 系统的发送信号可表示为： x = c y r ( 1 - 8 ) 其中，c 。= c ：，c t ，c ，t j 1 为保护间隔所填充的序列，哆= d j ) ，印叫，；c 删 为前保护序列，l p 位前保护序列长度：c ，亍ic ( o ) ，c ( 1 ) ，c ( t - 1 ) | j 为后保护序 列，l s 后保护序列长度。c = lc ( o ) ，c ( 1 ) ，c ( m 一1 ) 为一个周期的p n 序列。 t d s o f d m 技术主要有一下优点：首先在频谱效率方面，t d s o f d m 采用 p n 序列做保护间隔，p n 序列可以用来做同步和信道估计，这与采用循环前缀做 保护间隔的传统o f d m ( c p o f d m ) 相比具有更高的频谱利用率；在同步速度 方面，利用p n 序列做同步，仅在时域进行，同步速度非常快，大约需l m s ；在 对抗多径方面，采用接收端已知的p n 序列做保护间隔，利用p n 序列来构造发 送数据与信道的循环卷积，这可以更好的对抗多径干扰。 第一章绪论 1 2 选题意义及论文工作安排 1 2 1 选题意义 信道估计的精度很大程度上影响着无线数字通信系统的性能。因此选择一种 性能高，计算复杂度低的信道估计算法对于一个好的系统至关重要，也充满挑战。 为了进一步提高d t m b 系统的性能，本文对l s ，m l e ，m m s e 三种频域信道估计 算法和基于相关的时域信道估计算法做了仿真分析，并针对各自的特点提出针对 二者特点的一种折中算法，即改进的时域信道估计。 频域信道估计算法主要是利用d f t 1 d f t 计算完成对多径信道的估计，在保 护间隔的长度大于多径时延的条件下，信道估计的误差主要来自于一些加性噪 声；时域信道估计主要是利用p n 序列的自相关值较高，与其他相位的p n 序列 的互相关值很低的特点完成对多径信道的估计。在保护间隔大于多径时延的条件 系，它的估计误差主要由加性噪声和不同相位的p n 序列互相关值不为0 造成的。 本文提出了一种改进的时域信道估计在保持时域信道估计计算复杂度较低 的优势的同时，有效抑制第二种误差。主要是利用不同相位p n 序列的相关为一 确定值的特点，通过解方程组的方式抑制第二种误差，在没有加性噪声以及其他 干扰时，可以完全消除这种误差。 1 2 2 本文工作安排 本文第二章和第三章的主要工作是d t m b 系统信道估计相关知识的介绍， 这主要包括：1 、d t m b 系统的复帧结构和信号帧结构；2 、无线衰落信道的基 本特征：传输衰减，多径时延扩展，多普勒扩展，角度扩展，r a y l e i g h 衰落分布， r i c e 衰落分布和n a k a g a m i 衰落分布3 、块传输系统和准时变多径信道模型的介 绍。 第四章和第五章是本文的重点章节，主要对d t m b 系统的信道估计算法， 与频域均衡相关的循环卷积构造方案做了深入研究和仿真分析。本文所研究的信 道估计算法中主要包括l s ，m l e ，m m s e 三种频域信道估计算法和基于相关运 算的时域信道估计算法，并提出改进的时域信道估计算法：本文在对循环卷积构 造方案的研究过程中，主要研究了利用数据本身循环特性构造循环卷积，利用线 性卷积构造3 7 8 0 点数循环卷积和利用线性卷积构造4 0 9 6 点数循环卷积三种方 案。 第六章是本文的结论与展望，主要对本文的工作做了总结，并提出未来的研 究方向。 4 第二章d t m b 标准的帧结构 第二章d t m b 标准的帧结构 d t m b 不仅采用了t d s o f d m 调制，而且采用了独具特色的分层复帧结 构。这种与绝对时间同步的分层帧结构，可以在物理层为单频组网提供方便。 而且更加便于定时接收以及未来系统的功能扩展。这是一个重要特性，是为适 应未来电视广播系统应用需求而在物理层做出的安排。将有利于使未来系统更 加安全可靠。 2 1 系统复帧 2 1 1 系统复帧结构 d t m b 系统的数据帧结构2 1 如图2 - 1 所示，是一种四层结构。其中，数据帧 结构的基本单元为信号帧，信号帧有帧头和帧体两部分组成。超帧定义为一组 信号帧。分帧定义为一组超帧。帧结构的顶层称为日帧。信号结构是周期的， 并与自然时间保持同步。 苫一。勰_ 二一1 4 3 乏一。毒二二二s 坠二一5 7 8 7 0 3 u s 6 2 5 u s ) ： 数据块 图2 1复帧的四层结构 第二章d t m b 标准的帧结构 2 1 2 系统的信号帧结构 信号帧是系统帧结构的基本单元，一个信号帧由帧头和帧体两部分时域信号 组成。帧头和帧体信号的基带符号率相同，都为7 5 6 m s p s 。 帧头部分由p n 序列构成，帧头长度有三种选项。帧头信号采用i 路和q 路 相同的4 q a m 调制。 帧体部分包含3 6 个符号的系统信息和3 7 4 4 个符号的数据，共3 7 8 0 个符号。 帧体长度是5 0 0 u s 。 2 1 3 超帧 超帧的时间长度定义为1 2 5 毫秒，8 个超帧为1 秒，这样便于与定时系统校 准时间。 超帧中的第一个信号帧定义为首帧，由系统信息的相关信息指示。 2 1 4 分帧 一个分帧的时间长度为1 分钟，包含4 8 0 个超帧。 2 1 5 日帧 日帧以一个公历自然日为周期进行周期性重复，由1 4 4 0 个分帧构成，时间 为2 4 小时。 2 2 信号帧 2 2 1 信号帧结构 数据帧结构的基本单元为信号帧，信号帧由帧头和帧体两部分组成，为适应 不同应用，定义了三种可选帧头模式以及相应的信号帧结构，如图2 2 所示三种 帧头模式所对应的信号帧帧体长度和超帧的长度都保持不变。图2 2 a 的帧结构， 每2 2 5 个信号帧组成一个超帧( 2 2 5 4 2 0 0 1 7 5 6 u = 1 2 5 m s ) ；对于图2 2 b ，每2 1 6 个信号帧组成一个超帧( 2 1 6 4 3 7 5 1 7 5 6 u s = 1 2 5 m s ) ：对于图2 2 c ，每2 0 0 个信 号帧组成个超帧( 2 0 0 4 7 2 5 1 7 5 6 u s = 1 2 5 m s ) 。 信号帧包含帧头和帧体两个部分，根据帧头的不同，有三种结构。 第二章d t m b 标准的帧结构 图2 - 2 ( a ) 采用帧头模式1 的信号帧结构 图2 - 2 ( b ) 采用帧头模式2 的信号帧结构 图2 - 2 ( c ) 采用帧头模式3 的信号帧结构 2 2 2 帧头 ( 1 ) 帧头模式l 帧头模式1 采用的p n 序列定义为循环扩展的8 阶序列，可由一个l f s r 实 现，经“0 ”n + i 值及“1 ”到1 值的映射变换为非归零的二进制符号。 长度为4 2 0 个符号的帧头信号( p n 4 2 0 ) 结构如图2 3 所示，它由一个前同 步、一个p n 2 5 5 序列和一个后同步构成，前同步和后同步定义为p n 2 5 5 序列的 循环扩展，如图2 - 4 所示，其中前同步长度为8 2 个符号，后同步长度为8 3 个符 号。l f s r 的初始相位确定所产生的p n 序列的相位。一个超帧中共有2 2 5 个信 号帧。每个超帧中各个信号帧的帧头采用不同相位的p n 信号作为信号帧识别 符。 图2 - 3p n 4 2 0 结构 前同步8 2 个后同步8 3 个 符号符号 p n 2 5 5p n 2 5 5p n 2 5 5 图2 - 4p n 4 2 0 生成方式图 产生序列p n 2 5 5 的l f s r 的生成多项式定义为： g 2 5 5 ( 功= 1 + 工+ z 5 + 石6 + 工8 7 ( 2 - 2 ) 第二章d t m b 标准的帧结构 p n 4 2 0 序列可以用图2 5 所示的l f s r 产生。 图2 58 阶m 序列生成结构 机二 序列 出 基于l f s r 的初始状态，可产生2 5 5 个不同相位的p n 4 2 0 序列，从序号为0 到序号2 5 4 。为了尽量减小相邻序号的相关性，经过计算机优化选择出其中的2 2 5 个p n 4 2 0 序列，从序号0 到序号2 2 4 。在每个超帧开始时l f s r 复位到序号0 的 初始相位。 帧头信号的平均功率是帧体信号的平均功率的2 倍。 ( 2 ) 帧头模式2 帧头模式2 采用1 0 阶最大长度伪随机二进制序列截短而成，帧头信号的长 度为5 9 5 个符号，是长度为1 0 2 3 的m 序列的前5 9 5 个码片。 该最大长度伪随机二进制序列由1 0 0 比特l f s r 产生。该最大长度伪随机二 进制序列的生成多项式为： g 1 0 2 3 = l + x 3 + x 1 0 该1 0 比特l f s r 的初始相位为：0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 ，每个信号帧开始时复位。 产生该最大长度伪随机二进制序列的机构如图2 - 6 所示。 ( 2 3 ) 初始相位0 00000 0 0 0 1 图2 - 61 0 阶m 序列生成结构 由上图产生的伪随机序列的前5 9 5 码片，经过“0 ”到+ 1 值及“1 ”到1 值 的映射变换为非归零的二进制符号。在一个超帧中共有2 1 6 个信号帧。每个超帧 第二章d t m b 标准的帧结构 中各信号帧的帧头采用相同的p n 序列。 帧头信号的平均功率与帧体信号的平均功率相同。 ( 3 ) 帧头模式3 帧头模式3 采用的p n 序列定义为循环扩展的9 阶m 序列，可由一个l f s r 实现，经“0 ”到“+ l ”值及“1 ”到1 值的映射变换为非归零的二进制符号。 长度为9 4 5 个符号的帧头信号( p n 9 4 5 ) 结构如图2 7 所示，由一个前同步、 一个p n 5 1 1 序列和一个后同步构成。前同步和后同步定义为p n 5 1 1 序列的循环 扩展，如图2 8 所示，前同步和后同步长度均为2 1 7 个符号。l f s r 的初始条件 确定所产生的p n 序列的相位。在一个超帧中共有2 0 0 个信号帧。每个超帧中各 信号帧的帧头采用不同相位的p n 信号作为信号帧识别符。 图2 7p n 9 4 5 结构 前同步2 1 7后同步2 1 7 个符号个符号 p n 5 1 1 p n 5 1 1p n 5 1 l 图2 8p n 9 4 5 生成方式图 产生序列p n 5 1 1 的l f s r 的生成多项式定义为： g 5 】= 1 + x 2 + x 7 + + 工9 p n 9 4 5 序列可以用图2 - 9 所示的l f s r 产生。 图2 - 99 阶m 序列生成结构 一 列 ( 2 4 ) 基于该l f s r 的初始状态，可以产生5 1 1 个不同相位的p n 9 4 5 序列，从序号 0 到序号5 1 0 。为了尽量减小相邻序号的相关性，经过计算机优化选择其中的2 0 0 个p n 9 4 5 序列，从序号0 到1 9 9 。在每个超帧开始时l f s r 复位到序号0 的初始 9 第二章d t m b 标准的帧结构 相位。 本章小结 本章在第一节介绍了d t m b 标准的复帧结构，郎信号帧是基本单元，一组 信号帧定义为一个超帧，一组超帧定义为一个分帧，帧结构的顶层为日帧。在第 二节主要介绍了信号帧三种不同的帧结构，这三种不同的帧结构是以帧头模式来 区分的。 1 0 第三章无线衰落信道 第三章无线衰落信道 一个通信系统由三大要件组成，它们依次是发射机，传输信道和接收机。在 这三大要件中，发射机和接收机是系统中的人工部分，信号通过信道后，我们以 可实现的方式恢复接收信号中的信息。无线通信系统无法人为改变的只有传输信 道。在发射机和接收机实现复杂度一定的条件下，整个通信系统的性能很大程度 上取决于信道的特性以及我们对它的认识。与有线等其他信道相比，无线通信信 道的传播特性一般来说是更为复杂。因此，在这一章中，我们将介绍无线通信信 道的基本概念和相关的信道模型。 无线通信信号在传播过程中往往会受到环境中各种物体所引起的遮挡、吸 收、反射、折射、散射及衍射的影响，形成多条路径信号分量同时到达接收 机。不同路径的信号分量具有不同的传播时延、相位和振幅，并附加有噪声， 它们的叠加会使合成信号相互抵消或增强，导致严重的衰落。此外，如果发射 机或接收机处于移动状态，或信道环境发生变化，会引起信道特性随时间随机 变化，接收的信号由于多普勒效应会存在更为严重的失真。所以这些由于信道 对信号造成的失真都被称为衰落。 3 1 无线衰落信道的基本特征 一切无线通信都是基于电磁波在空间的传播来实现信息传输的。电磁波在自 由空间中的传播主要有直射、反射、散射和漫射4 中方式 3 】【4 】【5 】，其结果是到达 接收机的接收信号与发送信号相比产生了一些变化。无线信道对信号传输的影响 主要有传输衰减、多径传播引起的频率选择性衰落、时变性引起的时间选择性衰 落以及角度扩展引起的空间选择性衰落等。 3 1 1 传输衰减 无线信道对信号的传输衰减使接收信号的功率减小，它由传输路径的长度、 直达信号路径中的障碍情况决定。任何阻挡在发射机和接收机之间的障碍都会弓 起信号功率的衰减。无线通信中的传输衰减主要体现在以下3 个方面。 1 路径损耗 第三章无线衰落信道 当发射机与接收机之间的距离在较大尺度上( 数百米或数千米) 变化时，接 收信号的平均功率值与信号传播距离d 的1 1 次方成反比。n 称为路径损耗指数， 1 1 值的大小由具体的传输环境决定。对于自由空间的电波传播，指数i 一般取2 。 2 阴影衰落 电磁波在空间传播时受到地形起伏、高大建筑物的阻挡，在这些障碍物后面 会产生电磁场的阴影，造成场强中值的变化，从而引起信号衰减，称为阴影衰落。 阴影衰落是以较大的空间尺度来衡量的，其统计特性通常符合对数正态分布。 3 小尺度衰落 在无线通信中，由于电波经过多条路径的距离不同，因而各条路径中的发射 波到达接收机的时间、相位都不相同。不同相位的多个信号在接收端叠加，如果 同相叠加则会使信号幅度增强，而反相叠加则会削弱信号幅度。当发射机和接收 机之间的距离在较小的尺度上( 数个波长) 时，接收信号的功率会发生急剧变化， 称之为小尺度衰落。 路径损耗与阴影衰落合并在一起反映了无线信道在大尺度上对传输信号的 影响，称为大尺度衰落，因为这种衰落对信号的影响反映为信号随传播距离的增 加而缓慢起伏变化，所以也称慢衰落。小尺度衰落又称快衰落，它反映的是在较 短的距离或时间之内接收信号所呈现的快速起伏特性。实际测量发现，快衰落情 况下，在非常短的距离内，接收机信号的起伏可达1 0 3 0 d b 。 3 1 2 多径( 时延) 扩展一频率选择性衰落 信号的多径传播会导致时延扩展，其结果是发生符号间干扰( i s i ) ，体现在 频域就是频率选择性衰落，即信号在不同频率上遭受的衰落是不同的。描述无线 信道多径效应的两个重要参数是时延扩展和相干带宽。 1 时延扩展 在无线通信中，来自发射机的射频信号在传播过程中往往受到各种障碍物 和其他移动物体的影响，以致到达接收端的信号是来自不同传播路径的信号之 和。发射信号到达接收天线的各条路径分量经历的传播路径不同，因此具有不 同的时间延迟，这就使得接收信号的能量在时间上被扩展了。最大时延扩展是 第1 个到达接收天线的信号分量与最后1 个到达的信号分量之间的时间差。在实 际测试中，对接收信号到达时刻的检测与“门限功率”有关。这是一个与接收 机灵敏度和线性动态范围有关的参数，比如可以设定为接收机归一化接收功率 的2 0 d b 。第一次可以被接收机检测到的接收信号( 功率首次大于2 0d b ) 的到 达时刻就是计算信道延迟的时间起点，r o = 0 。其他所有信道时延都是相对靠 来说的。依据不同的定义，时延扩展有最大时延扩展，、平均时延扩展f 、 1 2 第三章无线衰落信道 均方根时延扩展c r f 等多种参数描述方法。一般来说，室内环境下的最大时延扩 展值约为4 0 2 0 0 n s ，室外环境下约为1 - 2 0 u s 。 在数字通信系统中，由于多径传播的影响，前后发送符号的各条路径分量叠 加起来会造成符号间干扰。强的i s i 会使得接收机的符号判决性能出现严重的下 降。按户外环境下最大的时延扩展为2 0 u s 计算，当发送符号超过1 0 0 k b p s 时就 会产生显著的i s i 。 2 相干带宽 相干带宽矽是表征多径信道特性的一个重要参数，它是指某一特定的频率范 围，在该频率范围内的任意两个频率分量都具有很强的幅度相关性，即在相干带 宽范围内，多径信道具有恒定的增益和线性相位。通常，相干带宽近似等于最大 多径时延的倒数。如果相干带宽定义为频率相关函数大于0 9 的某特定带宽，则 相干带宽近似为统1 3 。应该注意的是，相干带宽和均方根时延扩展之间 5 u 旷 并没有严格确定的关系。若对频率相关性的要求降低，如大于0 5 即可，则有 1 口j 3 1 。 。 5 0 ， 从频域看，如果相干带宽小于发送信号的带宽，则该信道特性会导致接收信 号波形产生频率选择性衰落。在某些频率成分信号的幅值得到加强，而另外一些 频率成分的信号的幅值则受到衰减。在这种情况下，信道冲激响应具有多径时延 扩展，其值大于发送信号波形带宽的倒数。此时，接收信号中包含经历了不同衰 减和时延的多径波形的叠加，因而接收信号产生了失真。频率选择性衰落是由于 信道对发送信号的时间色散引起的，它导致了数字信号传输过程中会出现i s i 。 反之，如果多径信道的相干带宽大于发送信号的带宽，则接收信号经历平坦 衰落，或频率非选择性衰落。在平坦衰落情况下，信道的多径结构使发送信号的 频谱特性在接收机内仍保持不变。但是，多径效应导致信道增益的起伏，使接收 信号的强度会随着时间变化。在平坦衰落信道中，发送信号的带宽倒数远大于信 道的多径时延扩展，因此信道的冲激响应可近似看作是一个冲激函数。典型的平 坦衰落信道会因此深度衰落，在深度衰落期间需要增加2 0 d b 或3 0 d b 的发送功 率，以获得较低的误比特率。 由于均方根时延扩展和相干带宽满足近似倒数关系，所以，根据均方根时延 扩展和符号持续时间的关系，亦可将信道衰落划分为频率选择性衰落和平坦衰落 两大类。 第三章无线衰落信道 3 1 3 多普勒扩展( 时变性) 一时间选择性衰落 时延扩展和相干带宽描述了无线信道的时间色散特性，但不能描述无线信道 的时变性。无线信道的时变性是由于发射机和接收机的相对运动或者信道中其他 物体的运动所引起的。信道的时变性导致时间选择性衰落，表现在信号的频谱被 展宽。描述无线信道时变性的两个重要参数是多普勒扩展和相干时间。 1 多普勒扩展 当无线发射机与接收机作相对运动时，接收信号的频率将会发生偏移。当 两者做相向运动时，接收信号的频率将高于发射频率，当两者作反向运动时， 接收信号的频率将低于发射频率，这种现象称为多普勒效应。对于电磁波而 言，因为多普勒效应造成的频率偏移取决于两者相对运动的速度，可将这种频 率偏移记为：厶= 兀一v c o s 伊 3 1 。其中l 为接收端检测到的发射机频率的变化 c 量，称为多普勒频率偏移；岛为发射机的载频；v 是发射机与接收机之间的相 对速度；矽为移动方向与电波入射方向的夹角；c 为光速。 最大多普勒频移为l = f o v ，常用来描述无线信道的时变性所引起的接收 c 信号的频谱展宽的程度。当发射机在无线信道上发送一个频率为f o 的单频正弦 波时，由于多普勒效应，接收信号的频谱将被展宽。将包含频率厶一l 至 石+ l 的频谱称为多普勒频谱。如果所传输基带信号的带宽用b 表示，那么， 根据b 和厶的关系，将无线信道分为慢衰落信道( b 厶) 和快衰落信道 ( b 0(3-2) 其中，是h ( n ) 的方差。 2r i c e 衰落 某些类型的散射环境下接收信号还具有镜面或者直达( l o s ，l i n eo f s i g h t ) 分量。这时，r e ( h ( n ) ) 和t m ( h ( n ) ) 都是方差为q 的高斯随机过程，但均值不为零， 分别为r e ( a ) 和i m ( a ) 。h ( n ) 的均值不为零，则其包络分布为r i c e 分布： 加) ：云p 警“川 ( 3 3 ) 其中jo ( ) 为零阶第一类修正贝塞尔函数。信道增益的平均功率为 e ( 1 矗( ，z ) | 2 ) = 彳2 + 2 q 。r i c e 衰落通常用于存在l o s 分量的信道模型当中，一般采 用l o s 分量与散射分量的功率之比作为r i c e 分布的主要参数： 。， a 2 k r2 丽 ( 3 _ 4 ) 上式中的k ，通常以d b 形式表示。当k = o ( - - d b ) 时，r i c e 分布退化成为 r a y l e i g h 分布。 3n a k a g a m i 衰落 n a k a g a m i 在2 0 世纪6 0 年代初引入了一种分布来描述长距离i - i f 信道中的快 衰落现象，这种分布后来被称为n a k a g a m i 分布，具有这种分布特征的衰落通称 为n a k a g a m i 衰落嗍。选择n a k a g a m i 分布是为了符合经验数据，而目前已经证实 n a k a g a m i 分布对于一些实验数据的拟合比r a y l e i g h 、r i c e 或者对数正态分布都 要好。 如果r 的概率密度函数为下式，则称其服从n a k a g a m i m 分布： 删= 叫2 ( m q f ，) m f x 2 m i - l e 等， 工。 ( 3 - 5 ) 其中q = e ( r 2 ) 为信道增益幅度的平均功率。“n a k a g a m i m ”中的m 是n a k a g a m i 分布的参数，称为衰落指数，上式中用m 表示，它等于 1 6 第三章无线衰落信道 q 2 m f 。币两研( ，。一q ) 2 】。 1 m f 一9 ( 3 - 6 ) - 如果肌，是整数，则n a k a g a m i 随机变量可通过2 聊，个独立的实际高斯随机变 量的平方和求平方根得到。 n a l ( a g 眦i 分布覆盖了很多分布的情况：叶= 三2 时，它是单边高斯分布i f - - l 时，它变成了r a y l e i g h 分布；当竹趋于无穷时概率密度函数变成冲激函数，信 道成为无衰落的静态信道。 3 2 块传输系统和准时变多径信道模型 3 2 1 块传输系统 即使是简单的时变信道模型，宽带无线通信系统的信道估计和均衡仍然非常 复杂。为了适应宽带无线通信信道的时变性，也为了简化涉及信道估计和均衡的 数学推导，可以采用块传输( b l o c kt r a n s m i s s i o n ) 系统来传输信息，块传输又称 为帧传输。o f d m 通信系统和单载波频域均衡通信系统都为块传输系统，它们 的主要特征是，发送信息在完成星座调制后，组成一定长度的基带数据，再发送。 在成块的发送数据中，还要在其中添加时域或频域训练数据。在接收端，这 些训练数据用于建立帧同步，载波同步和定时同步，最主要的是要用于信道估计， 利用信道估计的结果完成接收数据的均衡，消除符号间干扰i s i 。由于宽带无线 信道存在多径时延扩展，发送数据块中要加入保护间隔，目的在于消除时延扩展 带来的块间串扰。有的系统，保护间隔和训练数据是分离的，如c p o f d m ，保 护间隔中填充的循环数据，训练数据是o f d m 符号内的导频；有的系统，保护 间隔和训练数据是合二为一的，如应用在d t m b 标准中的t d s o f d m ，p n 序 列充当了保护间隔，也被用于同步和信道估计。 3 2 2 准时变多径信道模型 在通信系统仿真研究中，一般用抽头延时线模型来模拟广义平稳非相关散射 信道，其中每个抽头的系数都是时变的，其冲激响应为： 一l h ( t ，r ) - - z 岛( f ) 万( f 一巧) f 葺0 1 7 ( 3 7 ) 第三章无线衰落信道 上式中，n 是抽头的个数，h i ( t ) 是与时间有关的抽头系数，为广义严平稳的 窄带复高斯过程，功率谱为j a k c s 谱，不同抽头间的系数没有相关性；t 为第i 个抽头的延时，一般假定矗= 0 。 在块传输系统，单块数据的持续时间约为数十微妙，最多数百微妙。在这样 的假设下，宽带无线通信中应用的时变信道模型可以从广义平稳非相关散射信道 简化为准时变多径信道，又称为块衰落( b l o c kf a d i n g ) 信道【1 0 】【l l 】。 在发送第k 个数据块时，准时变多径信道的离散冲激响应就为【1 2 】：