（控制理论与控制工程专业论文）并联逆变控制技术的研究及数字实现.pdf

中文摘要 中文摘要 感应加热电源以其环保、节能等优点在工业生产中得到了广泛的应用。逆变 控制电路是直接影响感应加热电源能否安全、高效运行的关键因素。目前已存在 的各种控制方法线路复杂，调试困难，自动化水平较低，不能适应感应加热电源 向高频化、大容量化，数字化方向发展的要求。因此，如何提高逆变器的适应能 力是一个很有现实意义的问题。 本文针对感应加热并联逆变控制这一问题进行了详细的研究。在参阅国内外 相关文献的基础上，首先分析了并联逆变器的工作原理、工作状态、负载特性以 及锁相环的基本原理，为逆变器控制电路的设计提供了理论指导。 然后，提出一种新型的逆变控制策略，启动电路采用扫频方式自动找寻负载 谐振工作点：工作状态控制采用锁相环技术和重叠角随动控制相结合的方法。制 作了一台5 0 k w 3 0 k h z 的i g b t 并联型逆变电源实验样机，在1 8 k h z 5 0 k h z 的负 载谐振频率范围内，均可以实现无手工调节的成功扫频启动，而且可实现自动调 频和逆变工作在弱容性状态的要求。结果表明了该控制方法的灵活性和高效性， 提高了逆变控制的自动化水平。 最后，为适应数字化方向的发展，设计了一种基于f p g a 的全数字化锁相环， 该方法采用两个模数不同的计数器实现p i 控制策略，采用加、扣脉冲和可控分 频相结合的数字控制振荡器，最大限度地利用了相位误差的信息，提高了捕捉速 度。实验结果表明该全数字锁相环不仅可以替代模拟锁相环实现感应加热系统的 频率跟踪，而且适用负载范围宽，可调节性强。 关键词：感应加热电源逆变重叠角全数字锁相环 英文摘要 a b s t r a c t i n d u c t i o nh e a t i n gp o w e rh a sb e e nu s e dw i d e l yi ni n d u s t r i a la l e a sf o rt h e a d v a n t a g e so fp r o t e c t i n ge n v i r o n m e n ta n ds a v i n ge n e r g y t h ec o n t r o lm e t h o df o r i n v e r t e ri sc r u c i a lt od e t e r m i n ew h e t h e ri n d u c t i o nh e a t i n gp o w e rc a l lw o r ks a f e l ya n d e f f i c i e n t l y b e c a u s eo ft h ed r a w b a c k so ft h ec o n t r o lm e t h o d sc u r r e n t l yu s e d ，s u c ha s c o m p l e xc i r c u i t r y , a n dd i f f i c u l tt e s t i n g ，t h e yc a nn o tf i tf o rt h ed e v e l o p m e n to fh i g h f r c q u e n c y ，h i g hc a p a c i t a n c e ，a n dd i g i t i z i n g s oi ti sp r a c t i c a l l ys i g n i f i c a n tt oi m p r o v e t h ea d a p t a b i l i t yo f i n v e r t e r t h ec o n t r o lc i r c u i to f p a r a l l e li n v e r t e ri si n v e s t i g a t e di nt h i sp a p e r b a s e do nt h e a v a i l a b l ed o c n m e n t sa th o m ea n da b r o a do nt h i ss u b j e c t , t h eo p e r a t i n gp r i n c i p l e ， o p e r a t i n gs t a t e s ，l o a dc h a r a c t e ra n db a s i cp r i n c i p l eo fp h a s e l o o k e dt 舳p ( a l ua r e a n a l y z e df i r s t l y , w h i c hp r o v i d et h et h e o r e t i c a lg u i d a n c ef o r t h ed e s i g n i n go f p a r a l l e l i n v e r t e r a f t e r w a r d s ，an o v e lc o n t r o ls t r a t e g yi sp u tf o r w a r d as w e p t - f r e q u e n c yw i t h s e p a r a t ea n ds e l f - e x c i t a t i o ns w i t c h i n gi sa p p l i e di ns t a r t i n gc i r c u i t ，w h i c hc a nl o o kf o r r e s o n a n t p o i n ta u t o m a t i c a l l y , ac o m b i n a t i o no fp l la n d o v e r l a p p i n ga n g l e f o l l o w i n g - u pc o n t r o ls t r a t e g ya r ee m p l o y e dt or e a l i z ef r e q u e n c yt r a c k i n ga n dk e e p w e a kc a p a c i t i v ec o n s t a n t l y a5 0 k w 3 0 k h zp a r a l l e li n d u c t i o nh e a t i n gp r o t o t y p ew a s d e v e l o p e d e x p e r i e n c e sw e r ed o n es e v e r a lt i m e si nt h er a n g eo f1 8 z 5 0 k h z a n d d i f f e r e n tl o a dr e s o n a n tf r e q u e n c i e sw e r et e s t e dt os h o wah i 曲s u c c e s s f u ls t a r t - r a t i o t h er e s u l t so f 丘e q u e n c ya n do v e r l a p p i n ga n g l et r a c k i n ga l s os h o wt h ef l e x i b i l i t ya n d e f f i c i e n c yo f t h i sc o n t r o ls t r a t e g y f i n a l l y , a l la l ld i g i t a lp h a s e l o c k e di o o p ( a d p l l ) b a s e do nf p g ai sp u tf o r w a r d i no r d e rt of i tf o rd i g i t i z i n g ，t h i sm e t h o du s e dt w oc o u n t e r sw i t hd i f f e r e n tm o d u l u st o i m p l e m e n tap r o p o r t i o n a l - i n t e g r a lc o n t r o ls t r a t e g y p h a s e e r r o rw a su t i l i z e dt o i m p r o v ec a p t u r es p e e d e x p e r i m e n t a lr e s u l t ss h o wt h a tt h i sa d p l lc a nn o to n l y i m p l e m e n tf r e q u e n c yt r a c k i n gs u b s t i t u t i n gf o ra n a l o gp l l ，b u tc a l la l s ob ea p p l i e dt o aw i d e - r a n g eo f l o a d s k e yw o r d s ：i n d u c t i o nh e a t i n gp o w e r ；i n v e r t e r ；a d p l l ；o v e r l a p p i n ga n g l e 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的 研究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表 或撰写过的研究成果，也不包含为获得盘鲞盘堂或其他教育机构的学位或证 书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中 作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名：糊 签字日期：函呻易年 1 月2 ，e t 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解苤凄盘堂有关保留、使用学位论文的规定。 特授权叁壅盘堂可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校 向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 学位论文作者签名： 签字日期：h 5 年月乙e t 导师签名：收慰 签字日咧年f 月2 ，日 第一章绪论 第一章绪论 1 1 感应加热的基本原理m 圆 电磁感应加热技术起始于1 8 3 1 年，当年11 月法拉第将两个线圈绕在一个铁 环上，他发现给一个线圈加上交流电时，另一个线圈内有感应电压产生。以上述 现象为基础，随后几十年中，科学家们发明了各种装置来得到高频交流电。直到 1 9 世纪后半叶，感应加热技术才开始用于实际生产导体的加热。1 9 7 2 年最 早应用感应加热方法对钢件表面淬火，这项技术至今仍被广泛应用。感应加热的 原理如图1 - 1 所示： 交流磁束 图卜1 感应加热原理 涡电流 感应线圈 金属工件 当感应线圈上通以交变的电流时，线圈内部会产生相同频率的交变磁通， 交变磁通西又会在金属工件中产生感应电势e ，根据m a x w e l l 电磁方程式，感应 电动势的大小为： e ：一掣( 1 - 1 ) d t 式中是线圈匝数，假如是按正弦规律变化的，则有： = m ，s i n 国t ( 1 - 2 ) 第一章绪论 那么可得到感应电动势为： 口= 一肿_ c o s 研 ( 1 - 3 ) 因此感应电动势的有效值为： e ：三华：4 4 4 n f i d ，( 1 - 4 ) 二 由此可见，感应加热是靠感应线圈把电能传递给要加热的金属，然后电能在 金属内部转变为热能。感应线圈与被加热金属并不直接接触，能量是通过电磁感 应传递的。这样，感应电势在工件中产生感应电流( 涡流) 。使工件加热。其焦 耳热为： q = 0 2 4 1 2 r t ( 卜5 ) 式中，q ：电流通过电阻产生的热量( j ) ； i ：涡电流有效值( a ) ； r ：工件的等效电阻( q ) ： t ：工件通电的时间( s ) 。 由式( 1 - 4 ) 和( 1 - 5 ) 可以看出，感应电势和发热功率与频率高低和磁场强 弱有关。感应线圈中流过的电流越大，其产生的磁通也就越大，因此提高感应线 圈中的电流可以使工件中产生的涡流加大；同样提高工作频率也会使工件中的感 应电流加大，从而增加发热效果，使工件升温更快。另外，涡流的大小还与金属 的截面大小、截面形状、导电率、导磁率以及透入深度有关。 1 2 论文选题的意义 1 2 1 感应加热的优点和应用范围仲1 近年来，无论是感应加热的理论还是感应加热的装置都得到了很大的发展。 感应加热电源的应用领域亦随之扩大，其应用范围也越来越广。感应加热可用于 金属熔炼、透热、热处理和焊接等过程，己成为冶金、国防、机械加工等部门及 铸锻和船舶、飞机汽车制造业等不可少的一部分。此外，感应加热己经或不断地 进入到人们的家庭生活中，例如电磁炉、热水器等都可以采用感应加热方式来实 2 第一章绪论 现。究其原因，主要是感应加热具有如下的一些优点： 1 ) 加热速度快：用电磁感应加热时，温度上升的速度远比用石油或煤气加热 的速度快得多： 2 ) 铁屑损耗少：快速加热能有效地降低材料损耗。用煤气为燃料的装置，加 热速度慢，损耗很大； 3 ) 启动快：在有些加热装置中，有很多耐火材料，加热启动时它们吸收热量， 即装置的热惯性大。感应加热不存在这类问题，因而启动快； 4 ) 节能：不工作时感应加热电源可以关闭，因为感应加热有启动快的优点， 而对其他装置来说，由于启动慢，不工作时，也必须维持一定的加热温度； 5 ) 生产效率高：由于加热时间短，感应加热可以提高生产率，降低成本。除 此之外，感应加热还有便于控制，易于实现自动化，减少设备占地面积，工作环 境安静，安全，洁净，维护简单等优点。 1 2 2 逆变控制技术在感应加热电源中的重要地位口帕 逆变器控制电路的性能是决定整个逆变器以至整个感应加热电源可靠性的 关键因素。逆变控制电路的主要功能是实现负载谐振频率的跟踪、逆变工作状态 的控制和逆变器的启动等功能。感应加热电源在工作过程中因温度变化和炉料溶 化等因素，使负载等效参数和固有频率发生相应的变化。为了提高电源效率，应 使逆变器始终工作在功率因素接近或等于1 的准谐振状态，这就要求逆变器的输 出频率能够跟随负载谐振频率变化。无论逆变器的拓扑结构是并联逆变式还是串 联逆变式，实现负载谐振频率跟踪是把取自负载电路的信号，按照一定的要求， 经过波形变换，形成逆变桥中开关器件的驱动信号。锁相环技术是实现频率跟踪 的一种非常有效的方法。对于绝缘栅双极晶体管( i g b t ) 并联逆变器，当负载工 作在感性状态时，i g b t 是硬关断的，由于逆变桥回路的引线电感的存在，使i g b t 关断时产生电压尖峰，对i g b t 来说，这是一种致命的伤害，将给设备的安全运 行带来严重的隐患。因此应使逆变器工作在容性近谐振状态，以保证设备安全、 稳定、高效地运行。另外，并联逆变电路的难点在于启动，而成功启动又是系统 正常工作的重要前提条件，因此，对启动电路的研究具有十分重要的意义。 由于以i g b t 为功率开关器件的固态超音频电源刚问世不久，其控制性能还 不是很理想，而与此同时，在国民经济中对此频段的感应加热电源又有巨大的需 求量，因此，提高固态超音频电源尤其是逆变侧的控制水平，研究高性能的逆变 控制电路，在保证逆变器实现负载谐振频率跟踪的情况下提高逆变器的工作状态 控制能力，尤其是在负载和频率发生变化的不同运行工况下，如何提高逆变器的 第一章绪论 适应能力，保证逆变器运行安全，是摆在我们面前的一个极有实际意义的问题。 1 2 3 锁相环控制的数字化实现 目前感应加热装置频率跟踪多用模拟锁相环电路实现，数字控制技术发展不 成熟，而模拟控制电路触点多，系统可靠性低、灵活性差。控制电路的智能化、 数字化成为感应加热电源发展的方向。 1 3 感应加热的发展现状吲旧 感应加热电源的发展与电力电子学及电力半导体器件的发展密切相关。5 0 年代末半导体硅晶闸管的出现标志着以固态半导体器件为核心的现代电力电子 学的开始。由此引起了感应加热电源技术以致整个电力电子学的一场革命，感应 加热电源及应用得到了飞速发展。至今，在中频( 1 5 0 h z i o k h z ) 范围内，晶闸 管中频感应加热装置已完全取代了传统的中频发电机组和电磁倍频器。国外装置 的最大容量己达到数十兆瓦，国内也已形成2 0 0 h z 8 0 0 0 h z ，功率为i 0 0 i k w 3 0 0 0 k w 系列化产品，可以配备5 t 以下的熔炼炉及更大容量的保温炉，也适用于各种金 属透热，表面淬火等热处理工艺。 在超音频( 1 0 k h z l o o k h z ) 频段内，由于晶闸管本身开关特性等参数的限制， 给研制该频段的电源带来了很大的技术难度，浙江大学在7 0 年代开始研制晶闸 管倍频逆变电源，目前产品水平为2 5 0 3 2 0 k w l o 1 5 k h z ，后于8 0 年代末又采用 改进型倍频逆变电路研制了5 0 k w 5 0 k h z 晶闸管超音频电源，但由于倍频电路的 双谐振回路耦合使负载呈非线性，时变加热负载参数与谐振回路参数匹配调试较 复杂及后出现的晶闸管加热电源的频率及功率可完全覆盖而没有得到很好的推 广应用。 1 9 8 3 年美国g e 公司发明了一新的很有前途的功率器件一i g b t ，它综合了m o s 管与双极晶体管的优点，i g b t 结构除增加一n 层外，非常像m o s 管结构，因此 在其通态压降低的同时，开关速度加快，自1 9 8 8 年解决了挚住问题后( 由寄生 n p n 晶体管引起) ，大功率高速i g b t 已成为众多加热电源的首选器件，频率高达 i o o k h z ，功率高达唧级电源亦可实现。如1 9 9 4 年，日本采用i g b t 研制出了 1 2 0 0 k w ，5 0 k h z 的电流型并联逆变感应加热电源，逆变器工作于零电压开关状态， 并实现了微机控制；西班牙在1 9 9 3 年也报道了3 0 k w 6 0 0 k w 5 0 一l o o k h z 电流型并 联逆变感应加热电源，欧、美地区的其他一些国家如英国、法国、瑞士等国的系 列化超音频感应加热电源目前最大容量也达数百千瓦。国内在9 0 年代初，浙江 4 第一章绪论 大学开始对i g b t 超音频电源的研制，1 9 9 6 年5 0 k w 5 0 k h z 的i g b t 电流型并联逆 变感应加热电源通过了产品鉴定，目前的研制水平为2 0 0 k w 、5 0 k h z 。 在高频( 1 0 0 l ( h z 以上) 频段，目前国外正在处于从传统的电子管电源向晶 体管化全固态电源的过渡阶段，以模块化、大容量化m o s f e t 功率器件为主，西 班牙采用m o s f e t 的电流型感应加热电源制造水平达6 0 0 k w 4 0 0 k h z ，德国在1 9 8 9 年研制的电流型m o s f e t 感应加热电源水平达4 8 0 k w 5 0 一2 0 0 k h z ，比利时i n d u c t o e l p h i a c 公司生产的电流型m o s f e t 感应加热电源水平可达1 0 0 0 k w , - , 6 0 0 k h z 。应 用于高频电源的另一功率器件为静电感应晶体管( s i t ) ，主要以日本为主，电源 水平在8 0 年代末达到了1 0 0 0 k w 2 0 0 k h z ，4 0 0 k w 4 0 0 k h z ，s i t 开关速度比m o s f e t 快，但它存在很大的通态损耗，随着m o s f e t 、i g b t 性能不断改进，s i t 将失去 它存在的价值。国内浙江大学在9 0 年代研制成2 0 k w 3 0 0 k h zm o s f e t 高频电源， 已被成功应用于小型刀具的表面热处理和飞机涡轮叶片的热应力考核实验中。 1 9 9 6 年天津高频设备厂和天津大学联合开发出7 5 k i ；2 0 0 k h z 的s i t 感应加热电 源。总的来说，与国外的水平有一定的差距。 1 4 固态超音频电源逆变控制技术的研究现状 固态超音频电源的并联逆变控制技术主要是逆变工作频率的自动跟踪、逆变 状态的控制技术和逆变器的启动等。目前的各种控制方法有一个共同的缺点就是 不能实现时变负载情况的闭环工作状态的自动控制。 1 4 1 频率跟踪 实现频率自动跟踪的方法较多，最基本的就是它激、自激两种方法。目前多 用锁相环为核心的自激控制方法，有关锁相环的基本原理将在第二章作详细的介 绍。 1 4 2 逆变工作状态控制” 逆变工作状态自动控制的目的就是使逆变器始终工作在弱容性状态，实现逆 变工作状态控制方法较多。就其实现手段上来说，主要有以下几种 r c 进相法 这是所有各种方法中最简单的一种。将负载上取出的电压信号经r c 网络进 相后，作为触发器的同步信号。进相后的电压取样信号过零点比负载上的电压过 第一章绪论 零时间提前了，若控制提前时问，= 8 1 ( o ( 艿为引前触发角，缈为逆变器工作角频 率) ，则既可满足工作在容性状态，也实现了频率自动跟踪。这种方法比较简单， 只用一个电压信号。其缺点是引前时间受工作频率的影响。( t = 8 1 c o * 1 o j 2r c ) 定时控制法 所谓定时是指在整个工作过程中，电源保持引前触发时间t ，为恒值。实现此 设想的方法是利用电流互感器从逆变器的振荡回路中取出电容支路的反相电流 信号，并与负载电压信号相减，形成综合信号u ，其中u ，= u 1 = r + f ，i c c _ i 】r ，以 u 。的过零信号产生脉冲去触发逆变器上的开关器件。可以通过改变变压器、电 流互感器参数或是调节与电流互感器和变压器并联的电位器，来改变电流反馈信 号、电压反馈信号的相对大小，从而改变触发脉冲的引前时间。定时原则存在的 问题：在加热初期，负载阻抗低，换流时间比较长，反压时间便相应缩短，要求 有较大的，值；加热后期，由于频率增大，触发引前角增大，使反压增大，又需 要降低t ，这样在工作过程中t ，的给定值需要调整，操作不方便。 定角控制法 这种方法指在逆变器运行过程中保持引前触发角j 恒定，此方法中角频率 与引前触发时间t 成反比，与前述原则相比，其优点是在加热初期，由于国较低， 在一定的万角下，虽然换流时间较大，但仍有足够的反压时间以保证电源可靠工 作；而在加热后期，由于负载阻抗增大，电流减小，虽则口增加，反压时白j 仍不 致受过大的影响。由于国与t 的相互补偿，使电源能够适应工作过程的参数变化。 重叠角的随动控制法 以上所述控制方法对于如何提高逆变器工作状态的自动控制水平研究较少。 这些方法虽然具有结构简单，成本低廉等优点，但从总体上来说，对逆变器工作 状态的控制是一种开环的控制结构，虽然大多可以通过自激方式实现工作频率的 自动跟踪，但是要实现逆变器运行工况的控制，都需要在设备运行过程中进行手 动调节，不但操作繁琐，而且控制精度不高，效果也不甚理想。 重叠角的随动控制法是指在工作过程中时刻保持重叠角跟踪负载参数的变 化。控制的基本思想是：重叠角受负载电压与频率、电流大小的影响，以现场反 馈回来的参数u 。、厶，m 作为逆变控制的输入，轻载时减小重叠角，重载时增 大重叠角：频率升高时适当增大重叠角，但是重叠时间变小，频率降低时适当减 小重叠角，但是重叠时间增大。这种方法对频率和负载的适用范围大且控制精度 6 第一章绪论 较高，是i g b t 并联型逆变器的一种理想控制方法。 1 4 3 启动控制 由于自动调频的需要，逆变电路采用自激工作方式。控制信号取自负载端， 电源未投入运行时，负载端无输出，也就没有控制信号，为此，逆变电路必须附 加起动电路。其作用是建立首批触发脉冲以起动逆变电路，并保证电路由起动状 态过渡到稳态工作。下面介绍几种启动电路方案【8 1 1 9 1 。 预充电启动法 电源启动前预先对一启动电容进行充电，使其储存一定能量。启动时将此能 量通过启动晶闸管向负载释放，使之产生振荡，形成逆变自激同步信号，使电源 投入工作。该启动方法的特点：工作原理简单，但其控制操作繁杂，且因在主电 路上没有接点开关，往往故障率较高，启动性能相对较差。 串并联启动法 这种启动方法的工作过程与预充电法基本一致只是在并联负载中串接一电 容，使启动过程中逆变晶闸管能得到较高的关断反压，有利于逆变器件换流，从 而提高启动成功率，启动成功后短接串联电容，因而此方案成本较高。另一种常 用的启动方法一外桥转内桥也是基于此原理的。 预充磁启动法 该方法启动前利用整流桥及启动晶闸管对平波电抗器与负载进行充磁储能， 启动时利用这一能量使负载产生振荡，建立负载电压，逆变桥投入工作。此方法 使用于大功率电源的启动，存在线路复杂，成本高的不足。 它激转自激法 启动时，系统按它激方式工作，当输出达到一定值后，再转成自激运行状态。 这种方法要求它激频率接近并略高于负载固有的振荡频率，否则启动不会成功。 对于可自关断器件i g b t 来说，它激转自激是一种理想的启动方式，但是目前还 限于它激频率固定的启动触发，缺点是必须预先知道负载的谐振频率，并且在更 换负载时，需要重新校正启动频率，使之和负载频率相近，此法仅适用于负载稳 定的情况。 基于以上几种方法的特点，本文提出一种扫频式它激转自激的改进启动方 案，具有很宽的扫频范围，适宜于负载变动较大的场合。 第一章绪论 1 5 论文的主要工作 本论文是在天津天高科技有限公司已有的i g b t 感应加热电源模拟控制板的 基础上完成的。在前人铺就的道路上，本文作者经过文献阅读和理论学习， 针 对现有技术存在的种种问题，本论文将主要进行并联型固态超音频i g b t 电源的 逆变控制研究工作，重点解决逆变器工作频率对时变负载谐振频率的跟踪、逆变 工作状态的精确控制和启动电路的设计，对控制策略进行了详细的分析和设计， 研制了i g b t 感应加热电源锁相环的全数字化控制系统。最后得出仿真和试验结 果。本论文的主要工作如下： ( 1 ) 提出一种扫频式它激转自激的改进启动方案，扫频范围宽，适宜于负载变 动较大的场合。 ( 2 ) 设计并联逆变器触发信号重叠角随动跟踪电路，以实现当逆变器负载突然 加载或者突然减载时，工作频率减小或增大时，逆变器触发重叠角的跟踪变化， 保证逆变器工作弱在容性状态，从而保证逆变器运行的安全、高效。 ( 3 ) 利用锁相环技术和鉴频鉴相技术设计逆变器控制电路，以实现在加热过 程中负载参数变化时对谐振工作频率的自动跟踪。对设计的逆变控制电路进行制 版、调试和样机试验，并得出试验结果，以验证该控制电路的可行性和有效性。 ( 4 ) 鉴于以集成锁相环4 0 4 6 为核心的模拟控制电路，不可避免地存在线路复 杂、元件易老化、工作点漂移及一致性差导致的不便于调试等缺点。因此设计了 一种基于f p g a 的新型全数字锁相环( a d p l l ) ，适用负载范围宽，可调节性强用 v h d l 语言进行数字锁相环系统设计。在集成软件q u a r t u si i 中仿真验证。 8 第三章并联逆变器控制电路的研究 第二章并联型逆变器关键技术分析 本章对并联型逆变器几个关键技术进行了详细地分析研究，其中包括：工 作状态的分析，逆变器工作原理分析，并联谐振负载特性分析，锁相环原理分 析。 2 。1 工作状态分析川1 妇删 用i g b t 作为功率开关器件的并联型逆变器主电路结构如图2 1 所示，3 8 0 y 的工频电压经三相全控桥式整流器变成连续的可调的直流电压u 。，经电抗器 厶滤波后，进入单相桥式并联逆变器，厶的作用有- - ：使直流电流连续，纹波 小；限制中频电流进入工频电网，起交流隔离作用；逆变失败时，限制故障电 流。 a b c 图2 - 1 并联逆变主电路 在这种逆变电路中，补偿电容c 与逆变器负载l 、r 是并联的。正常工 作时，处于并联谐振状态。由于负载并联谐振时，等效阻抗最大，如果用电 压源供电，即整流输出侧采用大电容滤波，则在谐振点附近负载电流很小。由 p = u i 可知，负载侧难以得到足够的功率输出。因此，对于并联型逆变器必须 采用大电感滤波，这样其整流侧就相当于一电流源，从而在负载谐振情况下 9 第三章并联逆变器控制电路的研究 能得到足够的输出功率。 由于并联逆变器是恒流源供电，当上下桥臂同时断开时由u ，= d i 。4 可 知，大滤波电感储存的巨大能量无处释放，将在逆变桥输入侧形成高压，这将 对逆变器主功率开关器件造成永久性损坏，这种情况是设计过程中必须要避免 的。因此，在逆变桥臂间换流时必须遵循“先开通后关断”的原则，即在一小 段时间内，所有的功率器件都处于开通状态，形成桥臂短路。这一小段时间称 为重叠导通时间。这在并联型逆变器控制中是非常重要的。在重叠导通时间内， 大滤波电感的存在使短路电流不至于产生突变，其上升需要一个过程。只要换 流过程足够快，在功率半导体器件的电流容量裕度范围内这个电流是不会形成 危害的。 由于i g b t 的可自关断性，逆变器负载原则上可工作于不同状态( 容性， 感性，阻性) 。当逆变器进入重叠区，若负载电路呈容性，k 、乃正向导通后， 匕、巧桥臂才承受反压：、k 的关断保证了换流时开关器件先开通后关断的 原则，而且由于电流已经换相，配、攻可以认为是零电流关断，关断损耗较小； 若负载呈感性，只要k 、巧有触发信号，k 、桥臂就始终承受反压，巧、 不导通，只有心、k 撤掉触发信号开始关断k 、匕才开始导通。此时换流过程 并未在重叠区进行，而且关断损耗也较大。 因此，从能量效率和逆变器恒流供电的特点考虑，逆变器的工作频率应该 略高于负载的谐振频率，即负载电路呈现小容性，实际应用中，电流过零点超 前电压过零点，电流先换向。 2 2 工作原理分析n h 堋 逆变桥由k 、k 、k 、匕四个桥臂组成。i g b t 的作用相当于电子开关， 当桥臂k 匕和巧以一定的频率轮流导通时，由c 、r 、l 组成的振荡( 负载) 回路电流0 不断换向，形成超音频电流。图2 2 为并联逆变器中相应的各点波 形。交流电流0 为梯形波，它的峰值等于i g b t 开关频率下的直流电流l 。在 理论上，负载电压“。为方波电流经过c 、r 、三振荡回路得到的一次、三次、 五次以及更高次的奇次谐波的总和。因为振荡回路是对基波近于谐振的并联电 路，它对基波电流呈现高阻抗，而对高次谐波电流呈现极小阻抗，即高次谐波 会被电容器c 旁路。因此，实际负载电压是在该电流基波频率下的正弦波。在 ，o ，l 阶段，输入电流厶近似为恒值，电容c 被充电成右正左负，负载上电压甜。 由于经电容器滤掉了高次谐波，而为正弦波。 1 0 第三章并联逆变器控制电路的研究 f of lf 2t 3f 。1 i i + d |。|。 | | 冉 t ， ”k k 北 斗 汐一i ll ， ? 一 、一 2 3 l 厂 一 l ， h f 厂厂 v ， d 厂厂厂 ， ， 图2 - 2 并联逆变器各点波形 第三章并联逆变器控制电路的研究 换流区段是从f = t 时刻开始的，此时，仍为负值，触发k ，电容器 上的电荷便有通过砭一l k 2 - - l k 一巧和一l k 4 - l k 3 - - 巧放电的倾向，从而迫使流 过巧巧的电流逐渐转换到巧而减小到零，流过k k 的电流逐渐增大到l ，进 入k 导通的导通区段，e g 流i 。反向。为保证容性工作状态，在换流结束后， 椰2 3 还需要保持“时间的反压，其中u v 2 3 指的是在2 、3 桥臂上二极管正极与 i g b t 漏极间的电压。从波形图上可以看出，在电流过零点时刻滞后，过 零反向。电容上的电压极性变为左正右负。在t = ，3 时，再触发k ，此时c 上 的电压会迫使k 匕关断。如此循环下去，就会在负载两端得到交变的电压和电 流。 由图2 - 2 列出下式： = 三励扣一= 等c o 任) c o s 考 由于换流角度，通常很小，因此可以近似认为c o s 考= l ，再将矿= 考+ 代 入式，即可得到负载电压与直流侧电压的关系： u ，；坐堕( 2 - 1 b ) 2 3 并联谐振负载电路特性 在并联逆变谐振电路中，补偿电容与感应线圈并联后作为并联谐振逆变器 的负载，可将该负载等效为电阻r 和l 串联后与c 并联的电路，如图2 3 所 示。 图2 - 3 并联谐振负载同路 1 2 第三章并联逆变器控制电路的研究 在实际工作中，电答c 两端为交燹的正弦电压，凼此司将整个感应加热电 源等效为一个交流电源e = 瓦s i i l 耐，假设其内阻为零，则在此电路中将流过 电流： j t = 百e = 而e 五 ( 2 2 a ) i c = i e = j 电 阻2 b ) j = 厶+ t = 南+ ，刎= 型等铲左 2 c ) 负载总阻抗为： z = 7 e = 再丽r 刀2 + 瓦o ) 2 l 而2 面 ( 2 2 d ) ， r + - ，缈( 国2 r c + r 2 c 一三) 当逆变器工作在谐振状态时，式( 2 - 2 ) 虚部必为零，即 国2 l 2 c + r 2 c 一三= o )( 2 - 3 ) 因此，谐振时的角频率为： 压 a ， 由于感应加热负载的电阻远远小于其电感值，因此r 对角频率的影响可以 忽略，则有： 厂广 。- 0 0 “、瓦 ( 2 - 5 ) 厶= 矗杀如譬应 e ， 负载等效阻抗为： g o = 去趔胄( 2 - 7 ) 式中q = 警= 上6 a o c r ，称为品质因数，q 值的大小由感应线圈的l 、c 配 詈和加执饧载本身的特件涣宦存空际高颁婆詈中。0 信一船都大干】0 。 第三章并联逆变器控制电路的研究 这时感应线圈和补偿电容中的电流为： t = 乏e = 志r + j = 应( 堡一j c o o c ( - o n ) k z - o a j l 、 ，2 = 一2 i 一一j z 础 、 i c = 导= j 意( 2 - 8 b ) z ， 其模为： i l i c = q i o ( 2 - 9 显然，在谐振状态时，感应加热电源输入负载的电流不大，但感应线圈和 补偿电容上的电流却很大，是电源输入电流的q 倍。 当r 很小可以忽略时，负载的电抗与输入电流频率的关系可近似为： 匡 x 。 ! ( 2 1 0 ) 堕一旦 国 并联谐振电路的阻抗三、电流j 、电抗j 的频率特性如图2 - 4 所示。 z 0 0 图2 - 4 并联电路各参数与频率的关系 2 4 锁相环的基本原理 并联逆变感应加热电源在工作过程中因温度变化和炉料溶化等因素，使负 载等效参数和固有频率发生相应的变化。为了提高电源效率，应使逆变器始终 工作在功率因素接近或等于l 的准谐振状态，这就要求逆变器的输出频率能够 1 4 第三章并联逆变器控制电路的研究 跟随负载谐振频率变化，锁相环( p l l ) 是用来解决频率跟踪的关键技术。 锁相环路是一个能够跟踪输入信号相位的闭环自动控制系统，当锁相环处 于锁定或跟踪时具有如下的基本特征： 1 ) 锁定状态无剩余频差存在； 2 ) 具有良好的窄带载波跟踪特性； 3 ) 具有良好的调制跟踪特性； 4 ) 具有良好的门限性能。 2 4 1 锁相环简介删 锁相环实质是一个相差自动调节系统，图2 5 为基本的锁相环框图。它包 括三个基本部件：鉴相器( p d ) 、环路滤波器( l f ) 和压控振荡器( v c o ) 。 i 鉴相器p 叫环路滤波器p 叫压控振荡器f f 图2 - 5 锁相环的结构框图 鉴相器是相位比较装置，有时也称为相位比较器或相敏检波器。它把输出 信号u ：( ，) 和参考信号u 。( f ) 的相位进行比较，得出的输出电压u 。( ，) 是相位差 见( f ) = 岛( ，) 一6 q ) 的线性函数，其增益用髟表示。 低通滤波器的主要作用是滤除误差电压u d q ) 中的高频成份和噪声，并且控 制着环路相位校正的速度与精度，以保证环路所要求的性能，增加系统的稳定 性。锁相环设计的最主要的环节是环路滤波器，也是直接影响锁相环性能的关 键环节。u d ( t ) 经过低通滤波器后得到一个平均电压沈( f ) ，用来控制压控振荡器 的频率变化。常见的低通滤波器是由电阻、电容，运算放大器构成的无源或有 源滤波电路。 下面介绍一种常用的可实现相位无差控制的有源比例积分滤波器。原理如 图2 6 所示。 第三章并联逆变器控制电路的研究 ( a ) 原理图 传递函数为 ( b ) 波德图 图2 - 6 有源比例积分滤波器 式中t m = r l c ，f 2 = r 2 c f ( s ) ：业己 s 五 ( 2 1 1 ) 压控振荡器是一个电压一频率转换器，它的瞬时角频率c o 。( t ) 受控制电压 u c ( t ) 控制，其函数关系可以表示为： q 9 ) = o ) o + k o u 。( f ) ( 2 - 1 2 ) 其中，为压控振荡器在【，。o ) = 0 时的固有振荡频率。k 。表示单位控制 电压可使压控振荡器角频率变化的大小，因此又称为压控振荡器的控制灵敏度 或增益系数。量纲为弧度，秒伏。 在锁相环路中，从鉴相特性上看，压控振荡器输出对鉴相器起作用的不是 瞬时角频率而是它的瞬时相位。此瞬时相位可由式积分求得： f f ， i 国，( o a t = ，+ k oi u c ( o a t ( 2 - 1 3 ) 以o j o t 为参考的输出瞬时相位为： f 吼( f ) = 蜀p 。( o a t 0 由此可见，压控振荡器在锁相环中起了一次积分作用， 中的固有积分环节。s 域传递函数为：k o s ； ( 2 - 1 4 ) 因此也称它为环路 锁相环的工作过程是一个循环校正的过程，当锁相环的基准信号和输出信 号之间有相位差时，鉴相器输出与相位差大小成比例的脉冲作用在低通滤波器 上，滤波后的电压使压空振荡器的输出频率发生变化，直至两者的相位差为零， 1 6 第二章并联逆变器控制电路的研究 达到同频同相为止。低通滤波器电路的参数选择将影响锁相环的动态过程。 2 4 2 线性化相位模型及传递函数 为 当低通滤波采用有源比例积分滤波器时，整个锁相环系统的开环传递函数 蛐，= 器= 等掣= 掣 闭环传递函数为 郴) = 揣= 彳k o 面k a r 2 丽s + k o k a ( 2 - 1 6 ) l + 风( s )j 2 + 髟f 2 s + 杨 、7 误差传递函数为 哪) = 鬻= 上1 + h o ( s ) = 雨丽t 1 丽5 2 ( 2 1 7 ) 由于开环传递函数中有两个积分环节，故此锁相环路属于二阶2 型控制系 统。稳定性是可以保证的，下面讨论跟踪性能，即锁相环路在三种不同的输入 暂态信号下相位误差的响应，包括暂态响应和时间趋于无穷大时的稳态误差。 根据拉氏变换的终值定理，稳态误差为 见( f ) = l i m s o , ( s ) 下面为在不同输入信号变化时的稳态误差 相位阶跃 相位阶跃的拉氏变化为鼠( j ) = 兰= 口 故 ) 咄州加孑瓦历t i $ 2 而，等 8 ) 稳态误差为 吃 ) _ l 。i r a 州沪蛳s ，孑瓦历t i s 2 而，等= 。( 2 1 9 ) 因此，当输入信号做相位阶跃变化时，稳态误差为0 。 1 7 第三章并联逆变器控制电路的研究 教军阶跃 设其幅值为国，此时输入相位为b ( f ) = 耐，其拉氏变化为b ( s ) = 等 误差函数为 ) 诅味垆孑面历2 - t s 2 而笋( 2 2 。) l j 。+ k 五。“j + k 五j 稳态误差为 见( 。o ) - l ，i 。r a s 见o ) 2 脚s 孑磊面2 l s 2 而7 a c o = 。( 2 - 2 1 ) 因此，当输入信号做频率阶跃变化时，稳态误差为0 。 频率斜升 当输入信号频率的速度k 。随时间作线性变化时。输入信号角频率为 q ( ，) = - ，输入相位为q ( ，) = j 1 彩，2 ，拉氏变换为b ( s ) = 了a o 。 误差函数为 = 以( s ) 2 孑面面2 1 s 丽2 了a c o ( 2 - 2 2 ) f t s 。+ k k 。f 、s + k k 。 s 稳态误差为 色( 。) 1 圳i r a s 见( 曲2 蛳s 。孑磊瓦t i s 丽2 7 a c o2 丽f t a c o ( 2 2 3 ) 因此，当输入信号做频率斜升变化时，稳态误差为i c 1 ：a 巧c o 。即当环路增益 k o k 。远大于频率变化时，稳态误差将趋近于零。 从上面分析可以看出，这种锁相环路可以跟踪相位阶跃、频率阶跃、频率 斜升三种输入信号的变化。实际上，锁相环是一个非线性系统。严格地讲，前 面所有的推导仅在一定范围内成立，不过，对于并联谐振逆变器来说，当用锁 相环进行频率跟踪时，该过程可以进入锁相环的近似线性范围内，因此上述分 析可以用在并联谐振逆变器的跟踪上。 第三章并联逆变器控制电路的研究 第三章并联逆变控制电路的研究 并联型谐振逆变器控制电路的设计在整个固态电源的设计中占有相当重要 的地位。对于感应加热电源来说，逆变控制电路要完成的主要任务有三点：其 一、要实现逆变器工作过程中的自动频率跟踪；其二、实现逆变器工作状态的 自动控制；其三、实现逆变器的成功启动。本章的主要内容包括：并联型逆变 器自扫频启动方案的分析与设计；锁相环工作频率自动跟踪电路的设计；重叠 角随动逆变状态控制电路的设计、样机的调试结果等。 3 1 重叠角控制电路设计 重叠时间的合理设定对设备安全可靠的工作具有非常重要的意义，本文采 用一种重叠角的随动控制的方法，控制模型如图3 - i ，下面对这种控制策略及 其硬件实现作详细地阐述。 重叠 弦值 3 1 1 重叠角的设定 图3 - l 重叠角设计框图 重叠时间形成电路的目的是形成具有重叠时间的电流驱动信号，且其重叠 时间应该随的大小能够跟随负载的变化迅速调整。 由第二章的分析知道，并