（通信与信息系统专业论文）atsc数字电视均衡器研究.pdf

摘要 数字电视广播技术是广播电视技术史上的第三次飞跃。同时，数字电视 技术又结合了当今数字通信的相关先进技术，各国对数字电视的研究已有多 年，并制定了相应的标准体系。其中以地面传输因其复杂性而最具代表性。 目前己经形成了的传输标准有- 基于o f d m 技术的d v b t ( 欧洲) 和 i s d b t ( 日本) ，基于v s b 技术的a t s c ( 美国) 。标准在技术上各有不同，但 均有其自己的优势。其中，对付信道衰落的能力是目前研究的焦点之一。而 对付信道衰落主要依靠均衡器，所以均衡器对接收机的整体性能起着举足轻 重的作用。 本课题依托a t s c 数字电视基带解码芯片的研发项目开展工作。本文首 先介绍了均衡器的相关技术背景和研究现状，阐述了v s b 的发射机和接收 机的基本系统构成，突出了均衡器在接收机的重要作用，接着从均衡器的基 本分类和结构入手，分析了均衡器均衡多径的原理和均衡器实现所涉及的两 种均衡算法。为达到a t s c 的各个信道的性能要求，重点分析了各种改善v s b 均衡器性能的途径及可行性，特别针对主径附近的强多径衰落，提出了以判 决反馈均衡器为基础，采用判决反馈均衡器和最大似然估计联合均衡结构。 仿真结果表明，在基本不改变多径时延远端的性能情况下，联合结构能获得 比单独d f e 更好的性能。 论文提出以判决反馈均衡器为基础的联合均衡结构，通过信道估计器来 跟踪快速时变信道，从仿真的角度进行了分析验证，获得了比较满意的结果。 关键词：均衡器，多径，最大似然序列估计 a b s t r a c t t e c h n o l o g yo fd i g i t a lt e l e v i s i o n ( d t v ) b r o a d c a s t i n gi st h et h i r dr e v o l u t i o n i nt h et e c h n o l o g y h i s t o r yo ft vb r o a d c a s t i n g i n t e g r a t e dw i t ht h em o d e r n c o m m u n i c a t i o nt e c h n o l o g y , m a n yc o u n t r i e sh a v ed o n er e s e a r c hi ni tf o ral o n g t i m e ，a n dt h e yh a v ed e v e l o p e dc o r r e s p o n d i n gt r a n s m i s s i o ns t a n d a r dr e s p e c t i v e l y a m o n gt h e s ed e v e l o p e ds y s t e m s ，t e r r e s t r i a lb r o a d c a s t i n gi st h em o s tt y p i c a l r e p r e s e n t a t i o n f o ri t s c o m p l e x i t y n o w a d a y s ，t h r e et e r r e s t r i a lb r o a d c a s t i n g s t a n d a r d sh a v eb e e ns e t ，s u c ha sd v b t ( e u r o p e ) a n di s d b - t ( j a p a n ) b a s e do n o f d mt e c h ，a t s c ( u s a ) b a s e do nv s bt e c h a m o n gt h e s es t a n d a r d s ，t o r e m o v es e r i o u s l yd i s t o r t e dc h a n n e lf a d i n gi sc u r r e n tf o c u s e q u a l i z e ri st h em a i n p o i n tt oh a n d l ec h a n n e lf a d i n g ，s oi th o l d st h eb a l a n c eo fp e r f o r m a n c ei nt h e w h o l er e c e i v e r t h i sd i s s e r t a t i o nd e p e n d so nt h ep r o j e c to fb a s e b a n dd e c o d e dc h i po f a t s c d t vs t a n d a r d f i r s t l yt h ea n t h o ri n t r o d u c ei t st e c h n i c a lb a c k g r o u n da n dp r e s e n t r e s e a r c hs i t u a t i o n ，i l l u s t r a t et h eb a s i cs t r u c t u r eo ft h ev s bt r a n s m i t t e rt o e m p h a s i z et h ei m p o r t a n c eo fe q u a l i z e r t h e na c c o r d i n gt ob a s i cc l a s s i f i c a t i o n a n ds t r u c t u r eo fe q u a l i z e r ，a n a l y z et h ee q u a l i z a t i o nt h e o r ya n dt w oe q u a l i z e r a l g o r i t h m i no r d e rt oa t t a i np e r f o r m a n c eb a s e do na t s c s t u d ya l lk i n do f a p p r o a c ht oi m p r o v et h ep e r f o r m a n c eo fv s be q u a l i z e ra n di t s f e a s i b i l i t y ， p a r t i c u l a r l ya i ma ts t r o n ge c h of a d i n gn e a rm a i n p a t h aj o i n te q u a l i z a t i o n s t r u c t u r ew h i c ha d o p td e c i s i o nf e e d b a c ke q u a l i z e ra n dm a x i m u ml i k e l i h o o d s e q u e n c ee s t i m a t ee q u a l i z e ri sp r o p o s e db a s e do nt h ed e c i s i o nf e e d b a c k e q u a l i z e r t h es i m u l a t i o nr e s u l ts h o w s ，w h e nt h es t r u c t u r eh a sl i t t l ee f f e c to nt h e p e r f o r m a n c eo ft h el o n ge c h od e l a y , i tc a no b t a i nb e t t e rp e r f o r m a n c et h a nd f e a l o n e t h i sp a p e rp u tu pw i t haj o i n ts t r u c t u r eb a s e do nd e c i s i o nf e e d b a c k e q u a l i z e rw h i c h u s ec h a n n e le s t i m a t o rt ot r a c kf a s tt i m e v a r yc h a n n e l a s a t i s f a c t o r yr e s u l ti so b t a i n e dt h r o u g ha n a l y z ea n dv e r i f i yi nt e r m so fe m u l a t i o n k e yw o r d s ：e q u a l i z e r ，m u l t i p a t h ，m l s e 独创性声明 y8 6 1 3 1 3 本人声明，所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作 及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包 含为获得武汉理工大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材 料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作 了明确的说明并表示了谢意。 研究生签名：鱼塞塑壁1 日期鲨亟：笪 关于论文使用授权的说明 本人完全了解武汉理工大学有关保留、使用学位论文的规定，即： 学校有权保留送交论文的复印件，允许论文被查阅和借阅；学校可 以公布论文的全部内容，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存 论文。 ( 保密的论文在解密后应遵守此规定) 研究生签名：趣驾导师签名 日期p 弼j 百 武汉理工大学硕士学位论文 1 1 课题研究的背景 第1 章引言 在现代数字通信系统中，传输方式根据情况不同，可以分很多种。从 信道条件上分就可以分为卫星通信、地面无线传输、有线电缆( 光缆) 传输等 等。一个典型的传输系统主要包括调制解调、纠错、均衡这几大块。信道 条件不同，它们相应的实现方式也不同。均衡器是频域上对付由于多径衰落、 信道通带内不平坦等导致的码问干扰的主要手段。在卫星通信、有线传输、 网络通信中，由于其信道条件较好，受干扰程度很低，因此均衡器的作用主 要作为信道匹配、补偿之用。而在地面无线传输中，信号传输受地形的影响， 多径效应严重，此时，均衡器还得对付多径引起的码间干扰( i s l ) 。 线性信道均衡是常用的对抗码间干扰的途径。线性信道均衡可以看作 是用线性滤波器对接收的信号进行滤波。通过减少i s i 的影响，均衡器试图 提取出发射的符号序列，从而提高接收序列检测的正确率。 由于信道特征通常是未知的( 例如在系统启动时) ，或者是随时间变化的， 固定抽头的均衡器往往不能适应这些情况，所以均衡器通常是自适应结构 的。经典的自适应均衡，是利用一个时隙发射一个训练信号，接收机预先知 道这个训练信号。接收桃通过调整均衡器，使其输出的信号和参考的训练信 号匹配。对于时变环境，训练信号是周期性发射的。然而自适应均衡技术也 存在缺陷。训练序列的使用占用了时间，降低了信息的传输效率。在信道衰 落严重时，必须频繁发送训练序列。如果数据传输发生短暂中断，在新的通 信开始之前必须再次发送训练序列来初始化接收机。而且在某些特殊的应用 场合，接收机无法得到训练信号( 如在破译截获的敌方信号时) 。尤其在移动 通信应用日益广泛的今天，由于移动通信信道环境不断发生变化，要求自适 应非线性均衡器参数的更新速率比信道参数的变化至少快一个数量级。所以 又有了不依赖于训练的均衡，即盲均衡。如图1 1 所示，这是一个基本的均 衡器原理图。 从图1 1 我们假设一未知的离散时间信道h 。( n ) ，h e ( 玎) 可能是时变的，发射 信号s ( 竹) 是一个非高斯随机过程，在不考虑信道噪声的情况下，则接收信号 “( h ) 为 武汉理工人学硕士学位论文 图1 1 均衡器原理图 “( ，z ) = 统( ”) + s ( 聍)( 1 - 1 ) 其中，“搴”表示卷积运算。现在要根据接收的序列“( ) 来恢复发射信号s ( n ) ， 主要通过者辨识信道的逆滤波器，即信道均衡器w ( n ) 。如图所示，均衡器的 输出序列y ( n ) 为 y ( n ) = u ( n ) + w ( ，1 ) = w ( ) + j k ( 聆) + s ( h )( 1 2 ) 由此我们可得出，均衡器是使 y ( n ) = s ( n - - d ) e j 4( 1 3 ) 其中，d 是固定整数时延，是常数相移。要实现式( 1 3 ) ，则可以得出 w ( 胛) + h o ( n ) = 6 ( n d ) e 一( 1 4 ) 均衡器要做的工作是从接收到的信号u ( n ) 中恢复出发射信号s ( n ) 。 1 2 国内外研究现状 均衡器技术在通讯中的大规模开发研究，可以追溯到2 0 世纪6 0 年代。 6 0 年代初，自适应均衡技术主要集中在线性均衡器，1 9 6 5 1 9 6 6 年， l u c k y l l 8 率先开展数字通信的自适应均衡技术研究，他研究了基于峰值失真 准则的线性均衡算法，并且得到了由最小均方误差准则下的最佳发送滤波器 和接收滤波器以及在均衡采样时刻无码间干扰的约束条件下的迫零均衡算 法。l u c k y 的工作是一个重要的突破，在其论文发表后的五年内，高速调制 解调技术得到了迅速发展。与此同时，在1 9 6 6 年，w i d r o w 提出了基于最小 均方误差准则的均衡器系数优化算法，即l m s 算法。1 9 6 7 年，a u s t i n 提出 并分析了判决反馈均衡技术。判决反馈均衡器由前馈横向滤波器和反馈滤波 器两部分组成。前馈滤波器的输入信号是接收信号，以符号发送间隔t 或符 号发送的分数间隔采样，相当于线性横向均衡器。反馈滤波器的输入是前面 已经检测出来的符号，其输出用作检测新的符号，用来抵消以前发送符号对 当前符号判决产生的码间干扰。在前面检测符号判决正确的情况下，只有判 决时刻以后的发送符号才对当前符号的判决产生影响，因此判决反馈均衡器 武汉理工大学硕士学位论文 性能要优于线性横向滤波器。稍后，均衡器的结构从线性横向滤波器转向性 能更好的判决反馈均衡器及具有分数间隔的线性横向滤波器和判决反馈均 衡器发展。1 9 6 9 年，p r o a k i s 和m i l l e r 的引论性质的论文中描述并分析了复 数信号( u p 具有同相分量和正交分量的信号形式的二维信号) l m s 算法的自 适应均衡技术。 1 9 7 2 年，f o r n e y 和o m u r a 分别提出和分析了优化最大似然序列估计 f m l s e l ，将v i t e r b i 算法用于消除码间干扰【2 。1 9 7 5 年，p r o a k i s 总结了1 9 6 5 1 9 7 5 年间的研究成果，发表了一篇导论性论文，将自适应均衡技术推进到 一个新的高度。1 9 8 5 年，q u r e s h i 对自适应均衡作了进一步总结。 在l u c 称研究成果的基础上，1 9 7 6 年u n g e r b o e c k 和c s a j k a 提出了格型 编码调制技术，进一步促成了商用高速调制解调器的开发，这种调制解调器 能在电话信道上实现3 0 k b i t s s 的传输能力t 2 5 。1 9 7 4 年g o d a r d 还提出了一种 更快速收敛的自适应均衡算法。1 9 7 8 年，p i c i n b o n o 推导出了基于递归r l s 或k a l m a n 滤波算法的自适应算法，在这之后，世界上许多学者从各个不同 角度分别对r l s 算法进行了改进和完善。1 9 9 9 年，h a g e n a u e 首次实现了迭 代m a p 均衡算法【17 1 。将迭代m a p 算法用于抑制编码系统中的i s i ，这种方 法称为t u r b o 均衡，这是近年来带限信道中码间干扰抑制的最重要的进展。 s a t o 在1 9 7 5 年提出了另一类自适应均衡算法一盲均衡技术，s a t o 提出 的适用于p a m 系统的s a t o 算法就是最早的b u s s g a n g 类盲均衡算法，该算法 并不是基于某种理论依据，而是一个经验公式1 27 1 。y s a t o 证明，在理想条件 下( 信号为无限多电平p a m ) ，若信道畸变不太严重，则算法是收敛的。s a t o 的最初研究成果是应用于p a m 通信系统中。随后，1 9 8 0 年，d n g o d a r d 提 出了g o d a r d 算法，它是通过调节均衡器的权值增益来使得代价函数为最小， 其代价函数由传输信号的高阶统计特性来构造。而c m a ( c o n s t a n tm o d u l e s a l g o r i t h m ) 算法是g o d a r d 算法在p 等于2 时的算法，该算法具有韧性好，代 价函数仅与接收信号的幅值有关，而与相位无关，对载波相位偏移不敏感， 在稳态条件下均方误差小等优点。但也存在着收敛速度慢，有误收敛现象等 缺点，使其应用受到一定限制。 1 9 9 1 年，j j s h y n k 等研究了c m a 算法的超量均方误差，揭示了c m a 算法的超量均方误差与步长因子之间存在一种非线性关系1 4 2 。随后z e r v a s 等考察了星座对盲均衡性能的表征，研究了信号的四阶累积量，即峰度 ( k u r t o s i s ) 与盲均衡超量均方误差二者的关系 4 ”。s a n gw o ok i m 的研究表明 c m a 算法的收敛速度与均衡器的输出功率特性有密切关系，揭示了均衡器 武汉理工大学硕士学位论文 的输出功率特性和码间干扰消除之间的关系【3 引。同时，提出了的一种改进的 c m a 算法。该算法是通过在均衡器后加入增益调节过程来控制均衡器的输 出功率特性，实现了c m a 算法收敛速度的加快。1 9 9 8 年，j o h n s o n 等人对 c m a 盲均衡算法作了总结性论述。 g p i c c h i 和g p r a t i 提出了s t o pa n dg o 算法1 3 ”。这种算法的基本思想是当 判决输出误差的可靠性不是充分高时，就停止自适应权系数的调节。均衡器 权系数的是否调节取决于输出误差。s t o pa n dg o 算法结合了判决法和s a t o 算法的优点具有计算简单，收敛速度快，收敛误差小等优点，但这种算法的 代价函数中出现了待定参数卢，它由实验确定，不易得到它的最佳值，使该 算法的应用受到限制。 近年来，越来越多的研究将信号检测的理论应用于盲均衡算法，比较成 熟的做法是利用最大似然估计、贝叶斯估计及最小错误概率准则来对信道进 行均衡。 1 9 9 2 年，m g h o s h 等采用最大似然序列估计方法相结合v i t e r b i 译码方 法，提出了一种对信道和信号联合进行估计的算法 4 ”。该算法无需求出逆信 道，收敛速度较快，适用于任一复调制信号或多电平调制信号，缺点是计算 复杂度大。同年，k g i r d h a r 等提出了一种将贝叶斯估计器与判决反馈滤波 器结合起来，联合完成信道估计和信号检测的算法。贝叶斯估计器对输入信 号进行预处理来产生信道的初始估计，以减少主要的码间干扰，判决反馈器 则进一步减少码间干扰，从而使算法具有良好的抗噪声及抗误差传播特性。 但这种算法每迭代一次需要更新所有的滤波器组系数，运算量很大。 1 9 9 3 年，s j n o w l a n 等提出了一种软判决引导的盲均衡算法，软判决实 际上就是输出一种有关输入信号的后验概率或似然函数，故也是利用最大似 然估计的方法，定义了一种可提供一个软判决门限的代价函数，通过它改变 均衡器的抽头系数，使均衡器特性对信道中的码间干扰进行补偿，其优点是 适用于具有较大失真的信道，使其通过补偿达到全局收敛，但收敛速度较慢 1 4 5 1 。同年，s c h e n 等也提出了一种联合估计信道和信号序列的盲贝g f 斯判 决反馈均衡器。该算法是对最大后验概率判决反馈的扩展，适用于不稳定的 多路径衰落信道，且可并行实现上，具有良好的收敛性能，但是计算复杂度 比传统的判决反馈均衡器大。 1 9 9 8 年，m k e i t l h 等提出了基于优先幸存处理算法的盲最大似然序列检 测算法，它通过筛选信道的最小路径来降低运算复杂度，并且该算法的性能 要比传统算法优越，而且由于采用非最小均方误差自适应的线性均衡结构， 4 武汉理工人学硕十学位论文 收敛速度快5 3 1 。由于误码率是表征数字通信系统性能的重要指标之一。李道 本等提出了一个新的代价函数。该代价函数由两部分组成，第一部分为信道 总响应与理想响应之间的欧氏距离，第二部分为均衡器输出信号与理想信号 之间的欧氏距离。当代价函数最小时，两个欧氏距离最小，即信道达到了理 想状态，且错误概率最小。1 9 9 8 年，杨丛慧将李道木提出的代价函数应用 于判决反馈均衡器中，由于判决反馈均衡器的性能优于线性均衡器，使得算 法收敛速度加快。 1 9 9 9 年，徐金标等提出了一种带判决反馈的盲最大似然序列估计算法 称为，采用两个信道估计器分别用于处理信道的前导干扰和后尾干扰i l ”。该 算法克服了传统对信道跟踪能力差的缺点。 2 0 0 1 年，欧阳聪星和乐光新等提出了运用格状图支路转移规则( 格状图 形象地表示输入输出状态) 和v i t e r b i 算法实现数字信号盲估洲1 6 j 。它首先设 计出一个全局最优的尺度量化器，在假定的加性高斯白噪声( a w g n ) 环境下， 从具有i s i 的信道输出信号序列中估计出b f b = 2 “1 1 个信道无噪声输出信号 的取值集合。然后，集合中的每一个无噪声信号值都可以映射为格状图中的 一条支路，总共可以有占! 种不同组合，只要在接收信号序列上运用v i t e r b i 算法搜索b ! 个格状图，产生量度值最小的那一个就对应于最佳信道估计。由 于格状图个数与信道i s i 长度l 成指数关系，因此，这种最佳盲估计算法只 适用于l 很小的信道。s e s h a d r i 指出，在用v i t e r b i 算法对各假设格状图进行 搜索的过程中，除了正确的格状图，其它格状图在各个状态点上的量度值会 明显地快速增加。因此，通过对较小量度值的接收信号序列进行v i t e r b i 算 法就可以作出筛选。这种算法在大大减少计算量的同时，收敛速度和信道估 计结果也较好。 2 0 0 2 年，朱睿、李赞、金力军提出了一种基于最大似然序列估计的均 衡算法【l ”。该算法是利用编码的思想，在v i t e r b i 算法的基础上提出了一种 改进的准m l s e 均衡算法。大大降低了计算的复杂度，并具有对信道冲激响 应波形敏感性较低和软输出的v i t e r b i 算法兼容等特点。但是，该算法利用 了判决反馈的思想，所以存在错误扩散的问题。怎样减小算法错误扩散的影 响，以及如何利用t u r b o 原则来提高算法性能等问题还有待于进一步的研究。 武汉理工大学硕十学位论文 1 3 本文的内容安排 论文第一章简要地介绍了本课题研究的背景、意义及发展现状及v s b 接收机和发射机的结构。 第二章从均衡器的基本分类和结构入手，说明了均衡器均衡多径的原 理，并对使用的两种均衡算法进行了介绍，并针对两者的特点，将c m a 算 法作为初始化算法，均衡器工作稳定后使用d d l m s 算法。 第三章为达到a t s c 的性能要求，讨论了各种提高均衡器性能的途径及可 行性。 第四章为达到a t s c 的性能要求，讨论了各种提高均衡器性能的途径及 可行性，为实现近端强多径信号的均衡，引出d f e m l s e 联合结构，先介 绍m l s e 的基本原理和算法实现。由于m l s e 算法复杂度太大，将m l s e 和d f e 结合起来，通过信道估计器来跟踪快速时变信道，并对m l s e 的判 决输出延迟提出了解决办法。最后通过仿真，证明在基本不改变远端的性能 要求情况下，联合结构能获得比单独d f e 更好的性能。 最后是全文的总结，在此研究的基础上针对不足之处给出了展望并对 下一步工作做了简要规划。 6 武汉理t 大学硕士学位论文 第2 章v s b 均衡器原理与算法 均衡可以在频域进行，即频域均衡( 如o f d m 系统的单抽头的频域均 衡) 。所谓频域均衡，是在频域设计均衡滤波器，使包括插入的滤波器在内 的整个系统的总传输函数满足无失真的条件。均衡也可以在时域进行，即时 域均衡。所谓时域均衡，就是从时域的冲激响应考虑，使均衡器在内的艇个 系统的冲激响应满足无符号间干扰的条件。时域均衡器利用它所产生的响应 去补偿己畸变的信号波形，最终能有效地消除抽样判决时刻上的符号间干 扰，因而在数字通信的许多领域( 调制解调器，移动通信，短波通信，a d s l ， h d s l 等) 中得到广泛应用。是一项比较成熟的技术。 2 1a t s c 数字电视地面无线接收标准介绍 a t s c 采用8 v s b 作为h d t v 地面广播的传输方案，其传输部分的发射 过程和接收过程参见图1 1 。8 v s b 是单载波调制方式，图象、伴音、附加数 据等组成的有效数据率为1 9 3 9 m b p s ，经过r s ( 2 0 8 ，2 8 8 ) 编码后增加到 2 1 3 5 m b p s ，采用2 3 速率的格状编码并插入同步码后，总数据率变为 3 2 2 8 m b p s ，映射成8 电平的信号波形，符号率1 0 7 6 m b p s ，相当于5 3 8 m h z 基带宽度，最后对单个载波进行v s b 调制，输出信号带宽为6 m h z 。在一个 6 m h z 的信道中支持一路h d t v 信号或者几路s d t v ( 这有别于前面三中制式 的分层传输的，a t s c 是针对固定接收，不支持移动接收业务1 1 。4 j 。 2 1 1 发射机功能模块 8 v s b 地面广播模式的发射机和接收机整体功能框图见图2 1 。下面概略 介绍一下发射机各模块的原理。 1 扰码和r s 编码 采用扰码处理，使数据呈现伪随机特性，在频谱上呈现均匀分布，适合 于信道传输。信道编码采用r s ( 2 0 7 ，1 8 7 ) 编码，通过引入冗余信号增大了码 字之间的汉明距离，使之达到2 1 ，这样一个码字可以纠正1 0 个错误。r s 编码的采用使系统具有一定的抗随机噪声的能力。 武汉理_ l 大学硕士学位论文 ( a ) 发射部分 图2 18 v s b 的发射机和接收机原理方框图 2 交织 因突发噪声引起的突发连续误码将引起t c m 译码严重的误码扩散。交 织重新安排了数据之间的相对位置，使数据间的约束长度加长，通过解交织 能使因突发噪声引起的突发错误分散开来，防止了t c m 译码的误码扩散。 3 t c m 编码部分 t c m 编码由2 3 卷积和8 v s b 调制结合而成。t c m 编码采用r = 2 3 的 格状编码，每个符号( 在t c m 编码时是两比特作为一个符号) 的高位比特进 行预编码f 差分编码) 以消除18 0 度的相位模糊，低位比特进行r = l 2 的卷积 编码，t c m 出来的3 比特再映射到8 v s b 的8 电平，编码电路如图2 2 所示。 4 复接 复接就是在数据符号流中插入段同步和场同步，得到最终的数据帧结 构。段同步是由2 电平的4 个符号( + 5 ，一5 ，一5 ，+ 5 ) 组成，它将被用来实现符 号同步和段同步。 场同步中的数据也是2 电平的( + 5 ，- 5 ) ，每3 1 3 个段组成一个数据场， 其中第1 段为场同步段，其余为数据段。先是一个长度为5 1 1 的伪随机序列； 再是三个长度为6 3 的伪随机序列( 其中第二个p n 6 3 每一场反相一次) ：接着 是系统参数的控制字。场同步中的伪随机序列用作均衡器和相位跟踪器的训 练序列。 武汉理工人学硕士学位论文 x 图2 2t c m 编码器结构 5 导频插入 为了使接收机能够可靠地提取载波，需要在发送端的频谱中插入一个小 的导频( p i l o t ) 信号，这使发射功率增加了0 3 d b ，但这样使接收机的载波恢复 的复杂度大大下降。 6 v s b 调制 实现v s b 调制的方法有许多种，其中比较理想的一种方法是：首先用 数字技术对基带数字信号进行滤波，得到精确的同相和正交信号，该滤波器 具有平方根升余弦特性，并且提供了对d a 变换器的补偿，接着两路f 交信 号经d a 变换器转变到模拟形式，最后调制到中频。在中频之后再采用s a w 滤波器进行邻带抑制。 2 1 2 接收机功能模块 接收机的功能模块如图2 1 一b 部分所示。 1 调谐 在调谐器中要进行两次混频。第一本振在0 9 7 g h z 1 7 2 g h z 之间可变， 第二本振固定在8 7 6 m h z 。还要进行滤波、放大和a g c ，最后经工作在4 4 m h z 的固定增益放大器输出。 2 载波恢复 因为在发射机端插入了导频信号，能够简化载波的恢复。在这里采用了 9 武汉理下人学硕士学位论文 多级的f p l l ，v s b 的样机在0 d b 信噪比或有严重干扰存在的情况下都能t f 确恢复载波并保持锁定。 3 同步提取 v s b 的位同步提取没有采用传统的提取方法，而是采用了“数据辅助的 位同步提取”。中频解调后的模拟信号送入a d 变换器按符号率进行取样， 取样的结果与己知的段同步图案进行匹配可以检测出段同步。每当段同步到 来时，根据段同步图案的值估计冲击响应。然后可以对冲击响应估值的结果 运用迫零算法，就可以恢复出相位正确的位同步时钟。这种方法性能优越， 甚至可以在0 d b 信噪比时正常工作。 在这里还要得到a g c 控制信号。粗略的a g c 信号来自对d a 变换器 是否溢出的判断。检测到段同步之后，可以由段同步图案的幅值得到精确的 a g c 控制信号。两种a g c 分别控制调谐器与中频两处的放大器的增益。 可以把每个接收到的数据段同奇数场和偶数场的参考信号比较而得到 场同步。这里不要求精确的数据定位，只要能指出哪一段是场同步段即可。 4 梳状滤波 v s b 方案抑制n t s c 同频道干扰的方法是插入n t s c 抑制梳状滤波器。 具体地说是将输入信号减去延时1 2 个周期后的输入信号。这样，可以把导 频信号、n t s c 视频载波、色副载波和伴音载波都近似地放在梳状滤波器的 零点。由于梳状滤波器的引入也会带来副作用，因此要根据n t s c 干扰的大 小来决定是否引入该滤波器。 5 均衡器 均衡器对信道线性失真进行补偿。均衡器采用l m s 算法，能够用三种 方式对数据进行均衡：首先可以适应于二进制的训f 练序列，当眼图睁开时可 以适应于全部数据符号，当眼图闭合时能进行盲均衡。当同频p a l 干扰抑 制滤波器插入时会改变输入信号电平的数目，这时均衡器也要随之作相应的 不同处理。由于均衡器的抽头多达2 5 6 个，使均衡器成为整个系统的主要难 点之一。 6 相位跟踪 相位跟踪坏是一个附加的判决反馈环，相位跟踪环可以将中频p l l 未 完全消除的相位噪声进一步去除。利用i 路信号经希尔伯特变换来近似恢复 q 路信号，i 、q 两路信号再送入一个去旋器以去除相位噪声。 1 0 亟堡望三奎堂堡主堂垡笙苎 7 t c m 解码 接收机与发射机相对应采用了1 2 个解码器并行工作。选择1 2 路并行是 因为这样可以使p a l 干扰抑制滤波器被激活时的码扩散最小。当梳状滤波 器不工作时，t c m 解码器是四状态的，当梳状滤波器工作时，t c m 解码器 要变成八状态。 8 解交织、r s 解码和去扰码 r s 译码、解交织、去扰码分别是发射机的r s 编码、交织、扰码的逆过 程。 2 2 均衡器的分类和结构 在a t s c 的地面广播接收机中，通常采用时域均衡器，时域均衡器按照 结构通常分为线性均衡器和非线性均衡器，其中非线性均衡器又可分为判决 反馈均衡器( d f e ) 和最大似然序列估值( m l s e ) 均衡器，其中线性均衡器存在 前馈和反馈两种结构。 2 2 1 线性均衡器 如图2 4 所示，不妨设均衡器的主径前后抽头数目均为n ，可知均衡器输 出的第k 个字符的估计值可以写为( 设信道有l 条付径) ： 肛= 触 j 七i 1 0 1 8 ek ( 2 - 1 ) 图2 4 前馈线性均衡器 丘= c ，儿一， ( 2 2 ) j = 武汉理t 大学硕士学位论文 均衡器输出的数据值五与发射的数据 之间必定存在误差，优化抽头系 数，使的该误差最小。优化均衡器系数的最常用的准则有迫零准则和最小均 方误差( m m s e ) 准则，将在第三节详细介绍。 图2 5反馈线性均衡器 反馈线性均衡器结构同判决反馈均衡器类似，区别在于输出进入f b f 得 数据没有经过判决直接输入至i j f b e 中，其结构图如图2 5 所示。 2 2 2 判决反馈均衡器 对于判决反馈均衡器d f e ( d e c i s i o nf e e d b a c ke q u a l i z e r ) ( 如1 图2 6 所示) ，由 前馈部分( 由f i r 滤波器组成) 和反馈部分( 由i i r 滤波器组成) 组成，前馈部分 可以抵消在时间上超前的码间干扰和在时间是滞后的码间干扰( 由中心抽头 的位置决定) ，反馈部分可以抵消在时间上滞后的码间干扰。 均衡器的输出为： 图2 6 判决反馈均衡器 1 2 武汉理工大学硕+ 学位论文 丘= c k y o r b j k 一 ( 2 - 3 ) 式中m ，n 分别为前馈滤波器和反馈滤波器的长度。 相比较之下，线性均衡器的输出为表示如下： m0 m 五= c j y k 一，= c j y k 一，+ q m 一， ( 2 4 ) i = 一ni = nj = l 参见式( 2 4 ) 中的第二部分，在无误判( 五= i k ) 条件下，这部分后尾干扰可以 完全被消除。反馈部分的i i r 滤波器抵消多径时不产生次生多径，因此i i r 部 分的长度可以根据希望消除的后向付径延时长度来决定。判决反馈均衡器是 非线性的，其反馈部分i i r 是对m 个己判决值 丘 进行运算，只要判决无误， 就可以不引入噪声。因此均衡器的噪声只来自于前馈部分( f i r ) ，因而判决反 馈均衡器的噪声性能相比于线性均衡器得到了很大改善。 尊垒! 世d 可_ _ 一d 7 ( _ _ f _ ( _ _ ，一xr x jx ： ，毒、 j ，专 0、： 、： ! 、f_ ! 、 上 l x 】 l hx i ( x 勺c + 1tc i 一 一二 芋，丐一号 纠 ! 、! 、 hx ， 一x ， -c 、t 、 主 l x fl “) b 1t b2 。 兰二二二二二 爵辜 判决器 l ( 五) 图2 7 判决反馈均衡器结构图 一z 。 i i 但在判决反馈均衡器中存在差错传播的问题。i i r 在理论上，可以完全消 除后尾干扰，但这结论仅当反馈量正判时正确，若发生误判，反馈回i i r 中 参与下一次计算，再影响以后的均衡值，从而可能引发新的误判，直至错判 值离开i i r 。判决反馈均衡器同线性均衡器一样，同样可以用迫零准则和 武汉理工大学硕士学位论文 m m s e 准则。 由于经过判决后，输入至i j f b e 的通常是整数，因而判决反馈均衡器的f b e 比线性反馈均衡器的f b e 硬件复杂度要低，随着f b e 的抽头数越大时，判决 反馈决均衡器的硬件复杂度相对于线性反馈均衡器就越低。 2 2 3 分数间隔抽头采样均衡器 按照抽头延迟的间隔可以把均衡器分为码率均衡器和分数间隔均衡器 ( f s e ) ，常用的分数间隔均衡器为t 2 s p a c e d 均衡器，即抽头延迟间隔为 s y m b o l 周期的一半。在理论上，码率均衡器只能补偿接收信号混叠的频率响 应特性，不能补偿信号中固有的信道畸变，而分数间隔均衡器可以补偿：如 果要达到完全均衡，均衡器必须具有足够的自由度，对于码率间隔均衡器要 求均衡器具有无限冲激响应，而对于分数间隔均衡器，均衡器的响应长度只 要超过或达到信道的响应长度即可。 分数间隔均衡器的系统模型可以用多采样率信道模型来描述，也可以用 多信道模型模型来表述，采用多信道模型来描述时，把分数间隔均衡器分为 几个子均衡器和子信道，例立h t 2 s p a c e d 的分数间隔均衡器，按照奇偶划分 子均衡器和子信道，如图2 8 所示。 图2 8t 2 - s p a c e d 均衡器的多信道系统模型 图中，为原始信号，和矿分别为奇数和偶数时刻的信道值，、矿 1 4 武汉理工大学硕士学位论文 和w ：”分别为奇数和偶数时刻的高斯噪声值，和臂分别为奇数和偶数 时刻均衡器的抽头值，z 。为均衡器的输出。 分数间隔均衡器相当于码率均衡器的分集，t 2 s p a c e d 相当于二重分集， 因而系统的信噪比可以提高3 d b ，实际上，分集的前提是输入信号不相关， 但是在输入均衡器的时候，分数间隔均衡器利用的是一个符号中两个时刻的 信号值，因此这两个信号值不是完全不相关的，所以得到了分数l 日j 隔均衡器 不能提高3 d b 信噪比的仿真结果( 仿真采用理想载波同步和符号同步，并且 旁路在f f e 和f b e 间的去相位噪声模块) ；同时，正是由于这两个信号不完全 相关，因而在仿真中也没有发现文献 3 8 1 描述的“分数间隔均衡器的响应长度 只要超过或达到信道的响应长度，就能达到完全均衡”，而是跟码率均衡器 一样会出现均衡器的抽头呈指数衰减的现象。 分数间隔均衡器的系数更新有两种方式：波特率更新和分数间隔更新， 在分数间隔更新时，相当于码率均衡器，两者的性能相当，但是分数间隔均 衡器的复杂度却大大增加；而波特率更新下的分数间隔均衡器不稳定，即使 在理想均衡的情况下也会出现不稳定，这是由于在一些频率间隔中功率谱密 度为0 以及误差信号频谱的折叠引起的。 f s e 适用于f i r ，但不适用于判决反馈部分。因此可以将f s e 用于d f e 的 f f e 。在a t s c 的d f e 设计中，通常f f e 采用t 2 s p a c e d 的分数间隔，而f b e 采 用波特率间隔，系数更新时，由于f b e 是波特率间隔，因而均衡器输出是波 特率间隔，由均衡器输出得到的误差信号可以直接用于f b e ，当用于f f e 时， 先把误差信号上采样。仿真中，没有采用此方法，而是仿真了均衡器输出为 波特率的2 倍，这样误差信号可以直接用于f f e ，然后把误差信号直接下采样 用于f b e ，此时，均衡器与前馈线性分数间隔均衡器的结果一样，也会不稳 定。 分数间隔均衡器的性能与码率均衡器性能相当，但是复杂度却大大增加， 因而放弃了采用间隔均衡器方案的进一步研究，在以下的表达中，如不特别 说明，均指波特率均衡器。 正如分数问隔均衡器在理论上相当于时间分集一样，复数结构的均衡器 用于v s b 信号相当于应用了相位分集，但是在仿真发现中，除了在前向多径 的信道中复数结构的均衡器性能略有提高外，在其余信道中，复数结构和实 数结构的性能相当，而复数结构还存在不稳定的现象。如果采用分数间隔， 武汉理工大学硕士学位论文 则复数结构和实数结构的性能都一样， 道。在以下的表达中，如不特别说明， 2 3 均衡原理 无论是前向多径信道还是后向多径信 均指实数结构的均衡器。 信号均衡有两个准则：一个是最大失真准则，另一个是最小均方误差 f m m s e ) 准则。最大失真准则就是均衡器输出信号没有码间串扰，从频谱上 看，这样的均衡器实际上是信道的逆滤波器。最小均方误差准则是使得均衡 器输出信号与期望信号的均方误差最小，由于在均衡器的应用中常常使用最 小均方梯度下降算法，因而在分析中也常用最小均方来分析均衡的原理，其 它算法下的均衡原理可以类似得到。 2 3 1 最大失真准则 具有冲激响应倾) 的离散时间线性模型和具有冲激响应溉) 的均衡器的 级联可以用以下等效滤波器表示，该滤波器的冲激响应等于仇) 和溉) 的卷 积，即： 吼= q 峨一， ( 2 5 ) 该处均衡器采用无穷抽头数，为方便起见，归一化吼= 1 。我们得到在 采样时刻k 的均衡器的输出为： 五= 厶+ l 吼。+ c n o i s e 。一。 ( 2 6 ) h i j 一 上式中第一项为期望得到字符，第二项为码间干扰，这一码间干扰的最 大值叫做峰值失真，即有 d = i q 。i ( 2 7 ) 因此d 就是均衡器抽头的加权函数。完全消除码间干扰就需要选择抽头 系数d = 0 ，即除n = 0 以外的所有q o = 0 。即 q 。= q 一，= 悱i , n ，- 踏0 1 6 ( 2 8 ) k q 。一 却 。嘶 扛 武汉理工大学硕士学位论文 迫使各干扰值为零，因此也称作迫零准则。对上式做z 变换 = c ( z ) 日( z ) = 1 或c ( z ) = 丽1 ( 2 - 9 ) 这表明，具有传递函数c ( z ) 的均衡器直接是信道模型h ( z ) 的逆滤波器 就可以完全消除码问干扰。 2 3 2 最小均方误差准则 均衡器通过估计信道的冲激响应，然后通过对消的方法消除多径，下 面以判决反馈均衡器为例来说明均衡器的原理。典型的判决反馈均衡器系统 模型可用图2 9 来表示。 图2 9 判决反馈均衡器系统模型 多径信道模型通常可以用f i r 滤波器的形式来表示，输入均衡器的信号 为： l 儿= c k s +