（通信与信息系统专业论文）ofdm无线传输系统中的信道估计技术.pdf

摘要 本文介绍了o f d m 系统的传输原理及其实际应用，重点讨论了无线衰落信道 中的o f d m 信道估计技术。在对导频信号的插入模式分类的基础上，分别对时域、 频域和叠加导频的信道估计进行了探讨。时域导频序列中比较了迫零线性均衡和 时域相关估计的性能。叠加导频系统中主要给出了基于判决反馈的信道估计算法， 该算法性能良好、复杂度低。频域导频中主要讨论了时频二维导频插入模式，对 各种估计算法作了详细的阐述仿真，并改进了部分算法结构。 针对d v b t 系统，提出了一种低复杂度的自适应插值算法，该算法能使d v b t 接收机适应不同无线信道，提高了信道估计性能。并提出了一种新颖的d v b t 二 维插值估计的f p g a 实现方案，改进了信道均衡和软判决结构，降低了所需的硬 件资源。 关键字：正交频分复用( o f d m ) 导频信道估计信道均衡d v b t a b s t r a c t t h i sp a p e rm a i n l yd i s c u s s e sc h a n n e le s t i m a t i o nf o ro f d m s y s t e mi n w i r e l e s s m o b i l ee n v i r o n m e n t sa f t e rd e s c r i b i n gt h ep r i n c i p l eo fo f d ma n di t s a p p l i c a t i o n s t h e i n s e r t e d p i l o t s c a nb ed i v i d e di n t ot h r e em o d e s w i t ht i m e d o m a i n p np i l o t s ， p e r f o r m a n c e so f an e wa n dt h eo r d i n a r yt i m e - d o m a i ne s t i m a t o rh a v eb e e nc o m p a r e d w i t h s u p e r i m p o s ep i l o t ，af e e d b a c k - b a s e de s t i m a t o rh a sb e e np r o p o s e d w i t hf r e q u e n c y p i l o t s ，p i l o t - i n s e r t i n gm o d e si nt i m e a n df r e q u e n c y - d i r e c t i o n a l e g i v e n f o l l o w i n g e s t i m a t i o na l g o r i t h m sa r ed i s c u s s e di nd e t a i la n ds i m u l a t e d ，a n ds o m ea r ei m p r o v e da n d p r o p o s e d f o rd v b ts y s t e m ，al o w - c o m p l e x i t ya d a p t i v ee s t i m a t o ri sp r e s e n t e dw h i c hm a k e s t h er e c e i v e r sa d a p tv a r y i n gw i r e l e s se n v i r o n m e n t s a l s oas i m p l es t r u c t u r ef o rt w o d i m e n s i o n i n t e r p o l a t o ra n d a n i m p r o v e dh a r d w a r e - i m p l e m e n ts c h e m e f o rc h a n n e le q u a l i z a t i o na r ep r e s e n t e d k e y w o r d s ：o r t h o g o n a lf r e q u e n c y d i v i s i o n m u l t i p l e x i n g ( o f d m ) p i l o t c h a n n e le s t i m a t i o nc h a n n e l e q u a l i z a t i o n d v b t 创新性声明 本人声明所呈交的论文是我个人在导师的指导下进行的研究工作及取得的研 究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中 不包含其他人已经发表过或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大 学或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作过的同志对本研 究所作的任何贡献均已在论文中作了明确说明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处， 本人签名 捌堡羟 本人承担一切相关责任。 日期：至兰! ：f 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。本人保证毕 业离校后，发表论文或使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大学。 学校有权保留送交的论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的 全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其他的复制手段保存论文。( 保密的 论文在解密后遵守此规定) 本学位论文属于保密，在年解密后适用本授权书。 本人签名 导师签名 鲴受监 苤塾笙 日期：知瞄； 日期： ! 望! f 墓二重缝鲨； 第一章绪论 1 1 无线通信的发展 古往今来，人类一直对无线通信充满了幻想。在任何地点，任何时间能够同 任何人方便地进行话音、数据、图像、视频等各种信息的通信是人类的美好愿望。 1 9 0 1 年马克尼使用8 0 0 k h z 中波信号进行了从英国到北美纽芬兰的世界上第 一次横跨大西洋的无线电波的通信试验，开创了人类无线通信的新纪元。无线通 信初期，人们使用长波及中波来通信。2 0 世纪2 0 年代初人们发现了短波通信，直 到2 0 世纪6 0 年代卫星通信的兴起，它一直是国际远距离通信的主要手段，并且 对目前的应急和军事通信仍然很重要。而2 0 世纪8 0 年代末出现的陆地移动通信 系统则完全满足了人们这种随时随地“无线”沟通的迫切需求。第一代模拟移动 通信系统，它仅提供了语音服务，不久第二代数字式移动通信系统( 如欧洲的g s m ) 也很快投入了商用，为人们提供了更多更完善的服务。现在，适应移动数据和移 动多媒体运作需要的第三代移动通信已经兴起。各大通信厂商纷纷参与了第三代 移动标准的制定。其全球标准化及相应的融合工作、样机研制及现场试验工作在 快速推进。 无线通信正经历着飞速发展，无线和网络已经改变着一切，无线系统正在取 代有线系统，而成为主导的通信技术。截止到2 0 0 0 年，无线用户的增长速度已 经超过了有线用户的增长速度，“因特网+ 无线”正成为人们办公的主流趋势。未 来无线宽带通信技术发展的主要趋势是宽带化、分组化、综合化、个人化，主要 特点体现为以下几个方面： ( 1 ) 宽带化是通信信息技术发展的重要方向之一。随着光纤传输技术以及高 通透量网络节点的进一步发展，有线网络的宽带化正在世界范围内全面展开，而 无线通信技术也正在朝着无线接入宽带化的方向演进。 ( 2 ) 核心网络综合化，接入网络多样化。未来信息网络的结构模式将向核心 网接入网转变，网络的分组化和宽带化，使在同一核心网络上综合传送多种业务 信息成为可能。 ( 3 ) 信息个人化是下世纪初信息业进一步发展的主要方向之一。而移动口 正是实现未来信息个人化的重要技术手段，移动智能网技术与p 技术的组合将进 一步推动全球个人通信的趋势。 ( 4 ) 移动通信网络结构正在经历一场深刻的变革，随着网络中数据业务量主 ! ! 型歪垡焦塑丕筮主塑垡重笪盐垫丕 导地位的形成，现有电路交换网络向d 网络过渡的趋势已不可阻挡，p 技术将成 为未来网络的核心关键技术。 虽然3 g 标准之争正进行得如火如茶，但是基于对未来多媒体的通信需求，第 四代移动通信系统的登场便是希望能够提供更大的频宽需求及更高质量的通信服 务。第四代与第三代移动通信系统相同，都是为未来无线通信服务的，将多媒体 包括语音、数据、影像等大量信息透过宽频的信道高速传送出去。从移动通信系 统数据传输速率作比较，第一代模拟系统仅提供语音服务；第二代数字式移动通 信系统传输速率也只有9 6 k b p s ，最高可达3 2 k b p s ，如g s m ；而第三代移动通信 系统数据传输速率可达到2 m b p s ；专家预估，第四代移动通信系统可以达到2 m b p s 至1 5 5 m b p s 之间。 可以这么说，无线衰落信道是通信中最复杂的信道。因为除去有线信道中也 有的干扰外，无线信道更易受干扰的影响。在无线信号的传播途中会有各种各样 的障碍物使信号产生多径效应、阴影效应、散射和衍射产生衰落，信号也会受到 地形的影响。此外天气的变化也会对无线信号构成慢衰落。当移动站处于高速移 动的状态下信号还会产生多普勒频移效应，而所有的这些因素又会因为移动站或 反射物的移动而快速变化。移动信道中多径的产生主要是因为庞大建筑物对信号 的反射造成的。多径信号不但显著的分散了信号的能量，使移动站接收到的信号 能量仅是发射信号能量的一部分。并且因为多径信号到达移动所传输的路径不同 和到达时间的不同，而造成相位的不同。这样多径信号之间就会产生相互相减的 效应，造成极其严重的衰落现象，使信号的信噪比严重下降，影响接收效果。另 外，如果是宽带通信，信号的频谱较宽，还会发生频率选择性衰落。这主要是因 为针对不同的多径情况，不同频率产生的衰落深度也不同，造成有的频率分量完 全被多径抵消掉。当然多径又是不可缺少的，因为当移动站移动到大型建筑物后 面，进入信号阴影区的时候，无线信号只能通过反射到达移动站，并以此来保证 话音的连续性。所以对多径一定要加以利用，而非消除。 正交频分复用( o f d m ) 系统由于其抗多径衰落和噪声能力相当强、频谱利用 率高、适合高速数据传输等性能，日益受到人们的关注，已经成为第四代移动通 信的首选方案。 1 2o f d m 的发展及特点 其实o f d m 技术并不是新生事物，它由多载波调制( m c m ) 发展而来，但是 实时傅立叶变换( f f t ) 的复杂度、发射机和接收机振荡器的稳定性以及射频功率 放大器的线性要求等因素都制约了o f d m 技术实现。后来的大规模集成电路让 f f t 技术的实现不再是难以逾越的障碍，一些其它难以实现的困难也都得到了解 蔓= 空缝迨； 决，自此，o f d m 走上了通信的舞台，逐步迈入高速m o d e m 和数字移动通信的领 域。1 9 9 5 年欧洲电信标准委员会( e t s i ) 将o f d m 作为数字音频广播( d a b ) 的 调制方式，这是第一个以o f d m 作为传输技术的标准。欧洲数字视频广播联盟也 在1 9 9 7 年采用o f d m 作为其地面广播( d v b t ) 调制标准。1 9 9 9 年i e e e 将o f d m 作为其无线局域网标准i e e e 8 0 2 1 l a 的物理层的调制标准。o f d m 和c d m a 的结 合也被用于宽带c d m a 中。有一些厂家在此基础上发展出一些专利技术如c i s c o 在无线路由器中采用的v o f d m ，以及瑞澜公司3 5 g h z 无线接入中的w o f d m 等。而且现在已经明确o f d m 将会成为未来数据移动系统中的关键技术之 一，因此它越来越成为人们关注的焦点。 o f d m 主要思想是将指配的信道分成许多正交子信道，在每个子信道上进行 窄带调制和传输，信号带宽小于信道的相关带宽。o f d m 的主要优点为：1 ) 可以 有效克服i s i ，适用于多径环境和衰落信道中的高速数据传输；2 ) 通过各个子载 波的联合编码，具有很强的抗衰能力：3 ) 可以选用基于i f f t f f t 的o f d m 实现 方法；4 ) 信道利用率很高，这一点在频谱资源有限的无线环境中尤为重要。同时 o f d m 对频偏和相位噪声比较敏感，容易带来衰耗；峰值平均功率比较大，会导 致射频放大器的功率效率比较低，这些不足限制了o f d m 的广泛应用。o f d m 和 信道编码、交织技术结合我们称之为c o f d m ( 编码的正交频分复用) 。c o f d m 能对抗衰落信道中的随机和突发错误，进一步改善整个系统的性能，是现有的 o f d m 系统通常采用的模式。 由于o f d m 系统对定时和频率偏移非常敏感，特别是实际应用中可能与 f d m a 、t d m a 和c d m a 等多址方式结合使用时，时域和频率同步显得尤为重要。 另一个关键技术就是本文所讨论的o f d m 信道估计技术。 在o f d m 系统中，信道估计设计主要有两个问题：一是导频模式的选择。由 于无线信道常常是衰落信道，需要不断对信道进行跟踪，因此导频信号也必须不 断的传送。二是既有较低的复杂度又有良好的导频跟踪能力的信道估计算法的设 计。在实际设计中，信道估计的性能与导频信号的传输方式有关，两者的设计通 常是相互关联的。 现有的导频模式研究主要是集中在频域上时频二维的导频插入上，见文献1 2 ” 1 5 1 6 1 7 2 1 1 。而信道估计也主要基于频域导频的插入模式，见文献2 3579 1 5 惦2 2 1 。针对 d v b t 和w l a n 两种具体的o f d m 系统，国内外学者也都进行了详细的探讨， 提出了一些切实可行的估计算法，见文献一8 1 0 ”131 41 92 0 2 3 1 。然而对于其它模式的 导频结构，现有的文献资料都很少涉及，主要参见文献【2 4 2 6 2 82 9 1 ，这也是o f d m 的 特点所决定的。 ! ! 业盔缝焦堑圣堕主鲍篮堕焦盐蕉盔 1 3 本文主要工作 本文在参考现有的o f d m 技术基础上，探讨了时域、频域和叠加导频等几种 导频模式的信道估计，并重点对d v b t 系统中信道估计的理论和实现进行了研究。 对于时域导频的o f d m 系统，本文给出了一种基于迫零线性均衡( z f b l e ) 的估 计算法。叠加导频的o f d m 系统中采用优化v i t e r b i 结构的m l 估计能大大降低复 杂度，还提出了基于判决反馈的信道估计算法，该算法性能良好、复杂度低，可 应用于实际系统中。在频域导频系统中，主要改进了l s 估计，提出了一种自适应 算法，同时还改进了变换域( t d ) 的插值滤波算法。针对d v b t 系统，提出了一 种低复杂度的自适应插值算法，该算法能使d v b t 接收机适应不同无线信道，提 高了信道估计性能。同时还提出了一种简便的二维线性内插实现结构，优化了现 有d v b t 接收机结构，降低了所需的硬件资源。 论文的结构安排如下：第二章主要介绍了o f 工) m 系统的基本原理和性能特点， 以及在d v b t 和无线l a i n 系统中的应用；第三章概述了现有的o f d m 信道估计， 对无线信道的特性进行了描述：第四章是本文的重点，主要是现有的估计算法进 行了改进，以及讨论了d v b t 系统中的信道估计与均衡技术及其实现。第五章中 介绍了两种与o f d m 相关的信道参数的估计方法。最后章是本文的结束语。 第二章o f d m 基本原理及其应用 第二章o f d m 基本原理及其应用 2 1o f d m 的基本原理 正交频分复用( o f d m ) 是一种多载波调制方式，其基本思想是把高速率的信 源信息流变换成低速率的n 路并行数据流，然后用n 个相互正交的载波进行调制， 再将调制后的信号相加即得发射信号。在所传输的频带内，当许多载频并行传输 一路数据信号时，这一方式比串行传输来大大扩展了信号的脉冲宽度，提高了抗 多径衰落方面的性能。 设输入数据序列多载波信号j ( f ) 可写为如下复数形式： n - i 5 ( f ) = d 。( f ) e 御 ( 2 1 ) n 0 其中，0 9 。= 。+ n a o a 为第n 个载波频率，d 。( f ) 为第n 个载波上的复数信号 若设定在一个符号周期内d 。( f ) 为定值( 即非滚降q a m ) ，有 d 。( f ) = d 。 ( 2 2 ) 设信号采样频率为l 厂r ，则有 - 1 s ( k r ) = d 。p 伽“瑚 ( 2 3 ) l o 一个符号周期乃内含有n 个采样值，即有 t s _ n t( 2 4 ) 不失一般性，令。= 0 ，则 s ( k r ) = d 。p 巾“ ( 2 5 ) 将其与i d f t 形式( 系数忽略) 舭d = 萋g ( 扩“” ( 2 - 6 ) 比较，可以看出，若把d 。看作频域采样信号，s ( k r ) 为对应的时域信号，当 下式： r ：上：上 n tt s ( 2 7 ) 0 f d m 无线传输系统中的信道估计技术 成立时，( 2 5 ) 、( 2 6 ) 两式等价。 由此可知，若选择载波频率间隔为1 t ，则o f d m 信号不但保持了正交性 而且可以用d f t 来定义。 o f d m 的系统结构如图2 1 所示。 图2 1 0 f d m 的系统结构 输入的二元串行数据序列先进行串并转换和编码映射，编码方法可以采用 m p s k 、q a m 、t c m 等，每x k 比特为一组映射成一个复数。该复数是第k 个载波 信号星座中的一点。然后对n 个复数( 一帧) 用i f f t 进行基带调制，再经过并 串变换、d a 转换及低通滤波后调制到主载频发射到信道。接收端的处理过程与 发射端相反。信道出来的信号先经过主载频解调、低通滤波、a d 转换及串并变 换后，再进行f f t 得到一帧数据。对所得数据可以进行单抽头或双抽头的简单均 衡，以校正信道失真。然后进行译码判决和并串转换，恢复出原始的二元数据序 列。 由于o f d m 采用的基带调制为离散傅里叶变换，所以我们可以认为数据的编 码映射是在频域进行，经过i f f t 转化为时域信号发送出去，接收端通过f f t 恢复 出频域信号。 为了使信号在f t ( f f t ) 前后功率不变，d f t 按下式定义： 帆硼) = 雨1 刍n - 1 柿x p ( 一，等k ) ( n - 1 ) ( 2 - 8 ) i d f t ：“功= 专蓑硼) e x p ( 警一) 邮以n - 1 ) ( 2 - 9 ) 下面分析o f d m 系统的频谱效率。频谱效率即频带利用率，定义为单位频带 内码元的传输速率。频带利用率越高，则系统的有效性就越好。o f d m 信号由n 个子载波信号叠加而成，每个子载波信号的频谱为s i n c 函数并且与相邻子载波信 第二章o f d m 基本原理及其应用 号的频谱有1 2 的交叠( 见图2 2 ) 。 图2 2 ( a ) 单个o f d m 子带频谱图2 2 ( a ) o f d m 信号频谱 在理想化的情况下，对o f d m 信号的频谱效率分析如下： 假定串行数据流的码元速率为1 厂r ，t s = n t ，则予载波频率间隔为i n t ，如果 将o f d m 信号频谱两侧的旁瓣忽略不计，则整个频谱的宽度为： b w = ( - 1 ) + 而1 + 2 + 击= 而n + i ( 2 - 1 0 ) o f d m 信号的波特率为： = 二n t 州2 亭( 2 - 1 1 ) 如果采用q a m 调制，映射的星座为m 点，则比特率为： r = + 1 0 9 2 m( 2 1 2 ) o f d m 信号的频带利用率为： 7 7 = 参= 嵩札洲 1 3 ) 对于一般的单载波系统，同样采用m 点q a m 调制，如果波特率为1 t ，相应 的频谱宽度为b 矽：尘兰，口是滚降系数，频带利用率为： 7 7 = 丽r b = 1 1 + 1 口, j , l 0 9 2 m ( 2 - 1 4 ) 比较两个系统的频谱效率表达式可知，当采用q a m 调制方式时，o f d m 系 统的频谱效率比一般的单载波系统的频谱效率高，这正是o f d m 的优势所在。 接下来分析o f d m 系统的抗多径衰落特性。o f d m 采用并行传输机制，将高 速的数据流比特速率r 分成n 个子流，速率降为r f n ，使调制符号的时间间隔远 大于信道的时延扩展，从而能够在较大的失真和突发性脉冲干扰环境下对传输的 数字信号提供有效的保护。由于扩展了信号持续时间，减小了系统对迟延扩展的 0 f d m 无线传输系统中的信道估计技术 敏感程度，也就减小了码间干扰( i s i ) 的影响。将传输带宽分成许多窄带并行子 信道，在每个子信道中可以认为是平坦衰落，从而克服了迟延扩展的影响。 虽然，o f d m 系统具有一定的抗i s i 特性，但在严重衰落的无线传播环境下， 码间干扰i s i 的影响仍然是不可避免的。由于信道衰落以及迟延扩展的影响，使各 个子载波以不同的幅度和相位接收，同时多径传播引起的线性失真也可能使各子 信道的能量扩展到邻近信道，形成邻道干扰( i s i ) 。 解决这一问题最简单的方法就是增加符号周期( 即增加载波数目) ，使失真 的影响相对减弱。但是，增加符号周期的同时也减小了子载波频率间隔。考虑到 载波稳定性，多普勒频移，f f t 规模大小以及迟延扩展等因素，这一方法受到了 很大的限制。 在传输前对码元符号加保护间隔，可以作为一种附加措施。由于保护间隔的 加入，延长了o f d m 调制信号的持续时间，从而减小了o f d m 信号对信道影响的 敏感程度，可以抵消i s i 的影响。但若是在保护间隔内添零，就会破坏子载波间的 正交性，从而导致邻道干扰( i c i ) 。最有效的保护间隔是使用符号的循环扩展， 简言之把符号结尾的一段复制加到符号的起始端( 见图2 3 ) 。这样，由于码元符 号是周期的，保持了载波的正交性，从而减小i c i 的影响；同样，相邻符号也不会 相互重叠，而减小了i s i 的影响。只要保护间隔大于信道的迟延扩展，就会消除码 间干扰( i s i ) 。 弋1 i 一一j i 勿燃闷il - _ ! 1 1 1 、数据间隔n 1 1 一个o f d m 符号 r 。 f 。 图2 3 插入保护间隔的o f d m 符号 在频率选择性衰落信道下，各子信道由于频域所处位置不同会受到不同的衰 落影响。有些子信道衰落较大，而有些信道衰落较小。为了保证数据传输的正确 性，需要进行信道编码，这就是下面讨论的0 f d m 与编码调制的结合问题。 在无线多径信道单纯用o f d m 调制，解调并不能很好的完成通信，可以采用 对子载波进行编码，得到分集增益，比如在时域或频域交织编码；将扩频技术引 入o f d m 系统，先扩频再调制；在不同的频率上使用不同速率或自增益的调制方 式。c o f d m ( c o d e do f d m ) 是在o f d m 的基础上引入了频域编码和时域交织的 思想。 信道编码和交织可以使o f d m 具有频率分集和时间分集作用，从而有效地对 抗频率选择性衰落。它具有比单纯的o f d m 系统更好的抗多径落性能和适合更宽 第二章o f d m 基本原理及其应用 的带宽。编码的形式有多种，可以在频域引入系数冗余编码，若信道衰落的相关 带宽小于总的信号带宽，这时信号频带内局部频率衰落体现为码字中个别码元符 号的分散错误，通过译码可以纠正，从而有效的抑制频率选择性衰落。此外，频 域编码还可以与时域，频域交织以及网格编码调制( t c m ) 结合。交织可以破坏 突发错误的相关性使其分散，因而译码器能够纠正误码。t c m 结合了编码和调制 技术，可以在不扩展信号带宽的前提下获得更高的编码增益。c o f d m 系统的优点 是通过并行多载波传输把一个宽带频率选择性信道分成了许多窄带的频率非选择 性衰落的子信道，而各个子信道可以采用不同的编码方式以对付频率非选择性衰 落。 但是o f d m 也有一些缺点，在实现o f d m 系统时必须慎重考虑。在o f d m 系统中是利用子信道的正交特性保证系统不存在子信道干扰。如果所需要的子信 道的峰值频率与其它频率的零点不能完全一致，则导致载波间干扰；因此o f d m 系统对载波频率偏移和相位噪声很敏感。二是峰值对平均功率( p a p ) 问题。由于 o f d m 信号是由各个子载波调制信号的和构成的，这样就会出现峰值功率远远大 于平均功率的情况，使信号的动态范围变化较大，这种大的动态范围使得a d 和 d a 变换器的选择更困难，因此必须使用高线性和低效率的射频放大器。 2 2o f d m 系统的应用 目前，o f d m 技术良好的性能使其在很多领域得到了广泛的应用，如：h d s l 、 a d s l 、v d s l 、d a b 和d v b t ，无线局域网i e e e 8 0 2 1 l a 和h i p e r l a n 2 ，以及 无线城域网i e e e 8 0 2 1 6 等系统中。本节主要介绍了d v b t 和w l a n 系统。 2 2 1 数字电视d v b t d v b 标准是欧洲d v b 组织联合开发的制式，主要分成三大类d v b s 、d v b - c 和d v b t ，d v b s 和d v b c 已经成为了全世界应用在卫星和有线电视网络中数 字电视的传输标准。d v b t 标准中用了多载波调制c o f d m 。日本也选用c o f d m ， 但又根据自己的研究有所创新，于1 9 9 7 年提出了综合业务数字地面广播i s d b t ( i s d b ：i n t e g r a t e ds e r v i c ed i g i t a lb r o a d e a s t i n g ) 的方案。 欧洲的d v b tc o f d m 传输系统如图2 4 。 传输信号由帧组成。每帧由6 8 个o f d m 符号组成，持续期为t f 。每四帧组 成一个超帧，每个符号由一组持续期为t s 的载波组成。8 k 模式的载波数k 2 6 8 1 7 ， o f d m 无线传输系统中的信道估计技术 2 k 模式的载波k = 1 7 0 5 。t s 由持续期为t u 的有用部分和持续期为t g 的保护间隔 两部分组成。保护间隔与有用部分构成周期性的连续段，它插入在有用部分t u 之 7 钮罐溜魏 ” 一 ； 咽| | 旧懂夏册 一 。面 【bj 圈2 _ 4 数字电视地面广播c o f d m 传输系统框圆 ( a ) 发送端框图( b ) 接收端框图 在发送端首先根据高低优先级，分离器将复用器输出的码流分为两个独立的 m p e g 传输流，然后通过各自的扰码器、r s 编码器、外交积器、卷积编码器和比 特交积器完成信道编码，再通过映射器将编码后的码流映射到信号的星座上，最 后再经过频域交织、o f d m 频谱形成、i f f t 、保护间隔插入完成正交频分复用。 为了保证简单的接收机接收到分层发射的信号，分层仅限于信道编码和调制， 不使用分层源编码，因此不同的节目可用具有不同抗扰度的各自码流发射。无论 在哪种情况下，接收机仅需一组互逆的单元；内解交织器、内解码器、外解交织 第二章o f d m 基本原理及其应用 器、外解码器、解扰器。唯一对接收机的附加要求是其解调器的逆映射器具有从 发端映射码流中选择产生某一码流的能力。 在接收端，从天线接收下来的数据经高频头，变成中频模拟信号，放大后经 a d 转换成数字信号。其中a d 采样钟受晶振v c x o 控制，采样钟偏移由采样钟 同步部分估计得到。a d 转换后的数据一路做a g c 检测去控制高频头的输出，一 路经r c 变换成f f t 所需要的复信号。同步部分利用时域保护间隔和频域发端插 入的带内已知导频，估计并跟踪确定时域f f t 窗口位置，同时估计由于收发上下 变频引起的频偏，经过频偏控制单元跟踪频偏，送到数字频偏校正单元，对数据 流进行频偏校正。采样钟同步估计得到收发采样晶振不能完全匹配带来的采样时 钟误差，经数字p l l 送给压控晶振，使收发采样时钟同步。经频偏校正后的数据 流在f f t 单元做o f d m 解调。解调后的频域信号由频率同步模块和t p s 译码模块 分别得到频域符号类型和帧同步头位置，同时符号同步模块估计得到f f t 窗位置 偏差带来的线性增长的相位偏转值，频率、采样钟同步模块估计得到定时、频偏、 模拟器件引起的公共相位偏转，对这两种相位进行校正。校正后的数据经过信道 估计和均衡处理，消除信道多径的影响，然后经过维特比量度、量化，进入和发 端编码相逆的解码过程：解内交织、维特比译码、r s 码同步、解卷积交织、r s 解码、解扰：最后得到t s 码流。 2 2 2 无线l a n 无线局域网( w l a n ) 是2 0 世纪9 0 年代计算机网络与无线通信技术相结合 的产物，它使用无线信道来接入网络，为通信的移动化、个人化和多媒体应用提 供了潜在的手段，并成为宽带无线接入的有效途径之一。但长期以来，w l a n 的 发展一直在由不同厂商进行推动，因此出现了标准百花齐放的局面。其中出现了 两种基于o f d m 技术的最新标准，分别是欧洲宽带无线电接入网络( b r a n ) 制 定的h i p e r l a n 2 和i e e e 制定的8 0 2 1 1 a 协议。两种协议都是工作在5 g h z 频段， 在物理层采用了正交频分复用技术，在帧格式上大同小异，只在一些格式定义上 存在差别，下面就以8 2 0 1 l a 为例加以介绍。 和8 0 2 1l b 相比，8 0 2 1 1 a 在整个覆盖范围内提供了更高的速度，其速率高达 5 4 m b d s 。8 0 2 1 l b 在不少场合( 尤其是信道噪声较大的场合) 己不能满足用户宽带 接入的要求；而8 0 2 1 l a 则可凭借更高的速率和更好的质量实现这一需求，因此有 望很快取代8 0 2 1l b ，让用户尽情享受宽带的无穷魅力。 0 f d m 无线传输系统中的信道估计技术 编码参数 信暑警侧 时间同步 信道和细额 儿! 戮w粗频偏估计 偏估计 图2 58 0 2 1 i a 的帧结构 和d v b t 系统不同，w l a n 是以突发模式来传输信息的。在每次发送信号时， 接收机都要进行信号检测、a g c 控制、粗细同步以及信道估计等步骤，这些都是 通过发送的训练序列完成的。图2 5 是8 0 2 ，1 1 a 的o f d m 训练帧结构。它是由1 0 个短训练符号和2 个长训练符号组成了帧头，紧接着信号参数域( s i g n a lf i e l d ) 符号和数据符号。1 0 个短训练符号主要完成信号检测、a g c 控制、分集接收选择、 时域粗同步、粗频偏估计等工作；2 个长训练符号完成了信道估计和频偏的细估计。 一个数据o f d m 符号由6 4 个子载波组成，保护间隔为1 6 。其中5 4 个非零载波， 包括4 8 个数据和4 个导频载波。数据符号中的4 个导频载波也可以用作信道估计， 但是因为导频点数太少，信道估计效果不是太理想，所以一般只是用作跟踪信道 特性变化和频偏的漂移。另一种跟踪信道的策略是数据辅助法( d d ) ，采用的自 适应算法为l s 或r l s 。 第三章o f d m 系统的信道估计概述 第三章o f d m 系统的信道估计概述 在无线传输信道中，传输信号受到了信道的干扰，使得接收信号产生相位和 幅度的畸变，其最大畸变来自于无线信道中的多径衰落和多普勒衰落。为了消除 信道对接收信道的影响，一般采用差分解调和相干解调这两种解调方法。差分解 调是比较前后相邻码元来消除信道影响，它不需要知道当前信道的信息，但要求 信道有较高信噪比。在o f d m 中差分检测方法适合于较低速率传输，如欧洲的d a b 系统，而对要求更高频谱效率的o f d m 系统来言，相干解调更合适。相干解调需 要知道信道信息，它通过信道均衡技术来消除信道干扰，与差分解调相比有3 d b 信噪比改善，现在许多无线传输系统( 如w l a n 、d v b t ) 都采用了相干解调。 相干解调要求有完善的信道估计，估计的性能好坏直接影响了解调结果。 在o f d m 系统中，一般都是在特定的位置插入导频信号( 我们事先已知的数 据) 来完成信道的估计和均衡工作的。另一方面，从复用角度考虑，导频信号也 可以应用于o f d m 的时域和频域同步。导频信号可以在时域和频域上插入，现在 绝大部分的o f d m 系统都是采用了频域导频的插入方式，它是利用接收到的导频 信号动态地跟踪信道的变化特征，得到信道的频域响应，进而再利用这些实时的 信道信息进行信道均衡，以消除信道对于传输数据所叠加的畸变影响。频域导频 充分利用了o f d m 系统的优良特性，在硬件实现上比较简单。同时还有在时域插 入训练导频和叠加导频等几种导频模式。 本章的内容安排如下，首先描述了无线信道的特性，这是完成对无线信道正 确估计的基础；第二节简单介绍了三种不同的o f d m 导频插入模式，每种导频模 式对应了不同的信道估计方法：在第三、第四和第五节分别阐述了各种导频模式 中现有的估计理论，并就不同的估计方法进行了讨论。 3 1 无线信道描述 与其它通信信道相比，无线信道是最为复杂的一种。例如，模拟有线信道中 典型的信噪比约为4 6 d b 。而且通过选择合适的材料与精心加工，其传输质量是可 以控制的，可以确保有线传输系统有一个波动在1 2 d b 内的电气环境。与此相 对照，无线信道中信号强度的骤然降低即所谓衰落是经常发生的，衰落深度可达 3 0 d b 。 在无线信道中电波传播的方式主要是空间波，即直射波、折射波、散射波以 及它们的合成波。接收机处于城市建筑群之中或处于地形复杂的区域，其天线将 接收从多条路径传来的信号，再加接收机本身的运动，使得接收机和发射机之间 的无线信道多变且难以控制。由于多径传播使无线信道产生了多径衰落( 时间弥 散) ，其衡量参数为最大多径时延扩展r 一( 也可以为时延均方根扩展r 。，) ；由 于接收机的移动产生了多普勒频移( 频率弥散) ，可以用最大多普勒频移厶和 j a k e 功率谱函数来表征频率弥散特性，j a k e 分布函数如式( 3 1 ) ： 1 p ( 厶) = - f 兰亍l 厶l 厶。 ( 3 1 ) 刁乞。l 一( 兀厶。) 2 无线信道正是由于存在了多径衰落和多普勒频移，才使其信道传输响应在频 率方向和时间方向都产生了波动变化。 无线信道的统计特性模型描述，可以根据接收机和发射机之间有无可视电波 ( l o s ) 简单地分为莱斯( r i c e ) 和瑞利( r a y l e i g h ) 信道，它们的信道分布特性 这里不再详细介绍了。然而由于上述两种信道模型并不能很好的描述复杂的无线 信道特性，有些学者【3 5 1 提出了一种改进的n a k a g a m i - m 信道模型。它是基于两个信 道参数( 口，m ) ，其中参数口服从n a k a g a m i m 概率分布，参数m 则决定了信道 衰落程度：当m l 则好于瑞利衰落。 我们这里采用广义静态非相关分布( w s s u s ) 信道模型来定义无线信道，n 条多径信道的时域脉冲响应可以定义为： h ( r ，r ) = 口n e j ( 2 4 f d s t * o n ) j ( f l ) ( 3 - 2 ) 在上式中a n 是衰减因子，丸是相位，兀是多普勒频移，f 。是第n 条多径的 时延扩展。 其相应的频翠响应为： h ( f ，f ) = p “甜2 引 n = l 假设信道时域脉冲响应能量归一化( 即吼2 尺( ，a t ) = e 扣7 2 叽血 e 忙2 鸭r | ) b 1 = p ( a t ) p ( a f 、 ( 3 3 ) = 1 ) ，h ( f ，t ) 的自相关函数为 ( 3 4 ) 在上式中p ( a t ) 是多普勒功率谱密度函数p ( 丘) 的傅立叶反变换，p ( a f ) 是时 延功率谱密度函数p ( f ) 的傅立叶变换。p ( 正) 和p ( f ) 可以分别对信道弥散函数 s ( r ，厶) ( 见文献) 积分得到。上述函数间的转换关系见图3 1 ： 第三章o f d m 系统的信道估计概述 傅立叶变换 图3 1 无线信道的谱函数转换关系示意图 3 2 导频模式简介 在o f d m 系统中，f f t 和i f f t 模块使得系统存在时域和频域信号。因此根据 导频信号插入位置的不同，可以分为时域导频和频域导频两种插入模式；相应的， 根据信道估计位置的不同，也可以分成时域信道估计和频域信道估计两种。同时 根据导频信号和数据信号的复用关系，我们可以分成数据导频的时频复用和相互 叠加两种模式。 在一般情况下，导频信号是在频域上插入的，信道估计也是在频域上进行的。 它利用接收到的导频信号与已知的参考导频信号进行比较，再经过频域上的插值， 就可以得到频域信道响应的估计。这种频域导频的频域估计( f p f e ) 技术充分利 用了o f d m 系统的优点：在频域上接收信号只是发射信号和信道频域响应的乘积， 这样只需一个除法器就可以完成均衡，从而消除了信道干扰。同时我们只要选择 合适的导频插入方式，就能以较小的带宽损失换取最优的信道估计性能，从而提 高o f d m 系统的抗噪声能力。现在大部分o f d m 传输系统，如d v b t 、w l a n 等都采用了频域导频的信道估计模型，其良好的估计性能和低复杂度的算法结构 已得到了验证。f p f e 估计原理如图3 2 所示。 ：! ! 业玉垡焦塑丕红史盐焦堕垡盐垫盔 x b 】h h 】，k x n 图3 2 频域导频的频域信道估计模型 而时域导频的o f d m 系统一般是将p n 导频序列组成时域上的一个o f d m 符 号( 称为训练符号) ，然后把该符号周期性地插入到发射的o f d m 信号中。在接 收端，可以在时域上通过求接收到的p n 导频序列与参考导频p n 序列的相关来获 得信道时域响应，这类方法称为时域导频时域相关( t p t c ) 技术，如图3 3 所示。 图3 3 时域导频时域相关技术t p t c 模型 时域导频的o f d m 系统也可以把接收到的p n 导频符号经过f f t 变换到频域 上，然后除以参考导频p n 序列的频域序列，就可以得到信道频域响应，该方法称 为时域导频频域估计技术( t p f e ) ，如图3 。4 所示。 ；一- “一一一一一j 图3 4 时域导频的频域信道估计模型 上述讨论中，导频都是在时域或频域上与有效数据复用的。这种复用的导频 模式降低了系统的传输信息能力，也降低了发射功率的效率。另一种导频复用方 第三章o f d m 系统的信道估计概述 法是在时域或频域上的o f d m 信号叠加上导频信号，我们称之为叠加导频插入模 式。这种方法可以不占用频域子载波，不会造成系统传信率的下降，只是增加了 发射功率。由f f t 是线性变换的性质可知，在时域和在频域上叠加导频两者是等 效的。频域叠加导频的频域信道估计原理如图3 5 所示。 x - 】h _ 】x b 】，b 】 图3 5 频域叠加导频的频域信道估计模型 基于频域导频的o f d m 信道估计是现在国内外学者研究的重点，也是本文主 要研究方向，下一节中我们就详细讨论了现有的频域导频信道估计理论。 3 3 频域导频的信道估计 3 3 1 频域导频的插入模式 频域导频是在每一个o f d m 符号的特定子载波上插入的，在时间和频域方向 上构成了二维插入分布。一方面由于为了得到更精确的信道响应来进行信道均衡， 我们希望导频插入间隔越小越好，而另一方面从传输信息的数据率来考虑，则导 频插入间隔越大( 相应的传输数据率越高) 越好。因此必须考虑到传输数据率和 信道估计性能的折衷，根据一定的原则来选择导频的插入模式。 由于接收到的导频信号可以看作是信道响应函数h ( f ；t ) 的二维采样结果，为 了能够恢复出信道函数h ( f ；t ) ，采样间隔必须满足采样定理。因此导频信号的最 大间隔是由n y q u i s t 采样定理来决定。 为了更好说明导频信号的间隔和n y q u i s t 采样定理关系，我们以图3 6 所示的 时间和频域二维方向上导频插入模式为例。假设每个子载波宽度为a f ( 即一个 o f d m 符号持续时间的倒数) ，频域方向上导频信号的间隔d ，根据n y q u i s t 采 ：!q ! 业玉垡焦逾丕筮主的焦遵笪盐垫查 样定理，频域的导频间隔必须不大于信道相关带宽( 1 i v 。) ，可得： 7 r = i 卫一1 ( 3 5 ) d r r m x 、。 同理，假设相邻o f d m 符号的同一子载波时间间隔为( t u + t g ) ，t 套是保 护间隔持续时间。同样根据n y q u i s t 采样定理，同一子载波时间方向上的导频间隔 必须不大于信道相干时间( 2 厶。) ，可得： r ：j l 一1 f 3 6 1 2 力口( 互+ 毛) 、。 实际中，为了获得更可靠的信道估计，需要对信道衰落函数h ( f ；t ) 进行更高 的采样。有人f 7 】建议在时频方向上用采样定理两倍的导频信号数，即选择= o = 2 。 选择过采样的导频模式也是考虑到前端同步处理模块，以及晶振的漂移和相位噪 声的结果。我们一般假设f f t 后的每