（微电子学与固体电子学专业论文）pwmpfm型降压dcdc电压变换器的研究与设计.pdfVIP

摘要 摘要 由于便携式设备的发展，与之相匹配的电源要求有更高的密度，可靠性，效 率以及更低的成本。开关电源在低功耗，高效率等方面有突出优点，所以普通线 性稳压电源逐渐被开关电源所取代。 本文分析了d c d c 降压变换器工作原理，并在此基础上不断优化电路结构和 参数，成功的设计了一款b u c k 型d c d c 电源变换器。本电路的主要功能是为便 携移动设备的低压数字核提供稳定电源。当输入电压在2 7 v 5 5 v 之间变化的时 候，该变换器可以提供的最大输出电流为5 0 0 m a ，输出电压稳定在l v ，输出纹波 小于1 0 m v 。 此款b u c k 型d c d c 变换器的主要模块包括p i d 反馈误差放大器，l d o 稳压 器，控制逻辑单元，过流保护电路，过温保护电路等。电路中共有两种控制模式， 一种包含脉宽跳跃的p w m 模式，另一种是p w m p f m 模式。电路的逻辑单元还 允许用户自主设定自动p w m p f m 转换模式和强制p w m 模式两种工作状态。 本文设计的d c d c 降压变换器是基于s t 公司的b c d 6 s 工艺完成的，仿真工 具采用的是c a d e n c e 公司推出的v i r t u o s ot 具。系统即仿真结果表明，该电路能够 输出5 0 0 m a 电流，当输出电压为l v 时，纹波小于1 0 m v 等。 关键词：b u c k 型d c d c 变换器p w m p f m 控制电压模式 a b s t r a c t a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to f p o r t a b l ed e v i c e s ，t h em a t c h i n gp o w e rs y s t e m sr e q u i r e dt ( b ed e n s e r , h i g h e rr e l i a b i l i t y , h i g h e re f f i c i e n c ya n dl o w e rc o s t t h e s w i t c h i n gp o w e rt o o l t h ep l a c eo ft h et r a d i t i o n a ll i n e a r r e g u l a t e dp o w e rg r a d u a l l y , f o ri t sp r o m i n e n a d v a n t a g e ss u c h 嬲l o w e rp o w e rc o n s u m p t i o na n dh i g h e re f f i c i e n c y ab u c kd c - d cc o n v e r t e rh a sb e e nd e s i g n e di nt h i sp a p e r , a n d t h ea n a l y s i so ft h f o r w a r dd e s i g nm e t h o d o l o g ya n do p t i m i z i n go ft h ec i r c u i ts t r u c t u r ea n dp a r a m e t e r , , w e r ea l s oi n c l u d e d t h i sc o n v e r t e rc o n t r i v e dt op o w e r l o w v o l t a g ed i g i t a lc o r ei nm o b i h a p p l i c a t i o n s i tc o u l dp r o v i d et h ec u r r e n tu pt o5 0 0 m aa n das t e a d yv o l t a g ee q u a lt o1 、 w i t ht h et i p p l e sl e s st h a nlo m v , w h e nt h ei n p u tv o l t a g er a n g e df r o m2 7 vt o5 5 v t h i sb u c kd c d cc o n v e r t e rc o n s i s t e do fa l le r r o ra m p l i f i e r , w h i c hh a sp i e f e e d b a c kn e t w o r k ，a n dal d o r e g u l a t o r , a n dc o n t r o ll o g i cc o r e ，a n dt h eo v e rc u r r e n p r o t e c t i o na n dt e m p e r a t u r ep r o t e c t i o n t h el o g i ch a dt w oc o n t r o lm e c h a n i s m s t h e0 1 1 1 w a sp w m p u l s es k i p p i n gf e a t u r ei n c l u d e da n dt h eo t h e rw a sp f m a l s o ，t h ec u s t o m e e w e r ea l l o w e dt oc h o o s et h ea u t op w m p f mo rf o r c ep w m s t a t ew i t ht h el o g i cc o n t r o c o r ec i r c u i t t h i sd e s i g no f t h i sd c d cb u c kc o n v e r t e rw a sb a s e do ns t r sb c d 6 s p r o c e s s a n t h ec a d e n c e sv i r t u o s ot o o l sw e r eu s e dt os i m u l a t et h ec i r c u i t l a s t ，t h e s y s t e n s i m u l a t i o nr e s u l t ss h o w e dt h a tt h e c 。i r c u i tc o u l ds u p p l yt h eo u t p u tc u r r e n ta sh i g ha 5 0 0 m aw i t ht h es t e a d yo u t p u tv o l t a g e1v a n dt h et i p p l e sw e r el e s st h a nlo m v k e yw o r d ：b u c kd c - d cc o n v e r t e rp w m p f m v o l t a g em o d e 西安电子科技大学 学位论文独创性( 或创新性) 声明 秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在 导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标 注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成 果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说 明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。 本人签名： 西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保 留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内 容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后 结合学位论文研究课题再撰写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。 ( 保密的论文在解密后遵守此规定) 本学位论文属于保密，在一年解密后适用本授权书。 本人签名： 导师签名日期望! 里! ! ! 乡 第一章绪论 第一章绪论 1 1电源的分类 现代社会信息产业已经开始成为国民经济的主要支撑力量，而电源技术主要 为信息产业服务，是各种电子设备必不可缺的部分，是其动力装置，是整个电子 工业的基础产品。因此，信息产业的发展对电源技术提出了更高的要求，也促进 了电源的发展。目前，电源已经发展成为非常重要的基础科技和产业，并广泛应 用于各行业，其发展趋势为高频、高效、高密度化、低压大电流化和多元化。同 时，封装结构、外形尺寸也日趋国际标准化。 一般情况下，电源被分为交流稳压电源和直流稳压电源。直流稳压电源又可 以分为化学电源，线性稳压电源和开关稳压电源。 化学电源是指我们平常所用的干电池、铅酸蓄电池、镍镉、镍氢、锂离子电 池等，随着科学技术的发展，还有智能化电池。 所有线性稳定电源的一个共同特点就是它的功率器件调整管工作在线性区， 靠调整管两端的压降来稳定输出。所以调整管静态损耗大，需要安装一个很大的 散热器给它散热。所以这一类电源效率低、体积大、较笨重。但是，该类电源也 有其优点：稳定性高、纹波小、可靠性高、易做成多路输出连续可调的成品等。 开关型直流稳压电源是与线性稳压电源不同的一类稳压电源。它的电路型式 主要有单端反激式、单端正激式、半桥式、推挽式和全桥式。它和线性电源的根 本区别在于它的功率管不是工作在饱和区就是工作在截止区，即开关状态。开关 电源的优点是体积小，重量轻，稳定可靠。 开关电源和线性电源的区别主要是他们的工作方式。线性电源功率器件工作 在线性状态。实际上，开关稳压电源取代晶体管线性稳压电源已有差不多3 0 多年 的历史。最早出现的是串联型开关电源，其主要拓扑结构与线性电源结构相似， 但是功率晶体管是工作在开关状态的。后来，又引入脉宽调n ( p w m ) 技术用以控 制开关变换器，就出现了现在的p w m 开关电源。p w m 开关电源的效率可达 6 5 - 9 5 | l l ，而线性电源的效率只有3 0 - - - 4 0 。 电源的发展是从以低频技术处理问题为主的传统电力电子学向以高频技术处 理问题为主的现代电力电子学方向转变。而且，近年来，随着我国电力电子技术 的快速发展，开关电源产品也朝着高频化、高功率密度、高功率因素、高效率、 高可靠性和高智能化方向发展。本文就是在这样的背景下设计了一款适合便携设 备应用的电源电路。 2p w m p f m 型d c d c 电压变换器的研究与设计 1 2 开关电源 所谓开关电源( s w i t c h m o d ep o w e rs u p p l y ) 就是一种利用电学开关产生稳定电 源的电力供给系统。开关电源从一个输入源连续的获得能量，然后用一个开关将 这些能量截断成一个一个的能量包，再通过一些元件传输、存储、最后再把这些 能量稳定的输出，对外电路供电。开关电源是通过对开关状态的调整配合来实现 不同形式的变换的，其中有升压型( b o o s t ) ，降压型( b u c k ) 以及可以改变电压极性的 升降压型( b u c k b o o s t ) 。当开关导通时，电路对储能元件充电；当开关截止时，对 储能元件放电。当开关频率很大时，输出纹波够足够小，此时就认为输出端输出 能量稳定。 开关电源能够将可能有很大波动的直流输入电压变换成为稳定直流输出的电 压。开关电源以其高达6 5 9 5 的电源效率，被誉为高效节能电源，是稳压电源 的发展方向。 d c d c 变换器是现代高频开关电源的基本构件，其主要功能就是把不可调的 直流电源变为可调的直流电源。它具有效率高，输入电压范围广，可变换的输出 端，稳定性好，成本低等特点，广泛应用于照相机、p d a 、手机、手提电脑等便 携产品中。 1 3 本文所做的工作 本论文的研究课题为：b u c k 型降压d c d c 的研究与设计，输入电压范围是 2 7 5 5 v 之间【2 】，输出电压稳定1 v 。本文内容包括整体电路和功能模块的工作原 理分析，各子模块的设计，整体电路的设计与仿真。整体电路主要由基准电源电 路、稳压电路l d o 、误差放大器、p w m 比较器、高频窄脉冲振荡器电路、逻辑 控制电路、驱动电路以及保护电路。本文主要为正向设计，基于s t 公司的b c d 6 s 工艺，利用c a d e n c e 公司提供的软件对所设计的电路进行了仿真验证，调整电路 的结构和参数，以满足设计要求。 本文共分为六章：第一章分析电源的分类和特点，回顾了开关电源的发展； 第二章介绍d c d c 的各种拓扑结构、工作原理及控制调制模式；第三章对d c d c 电路进行了建模分析，粗略估算了外围器件的取值，设计了补偿电路并进行了仿 真；第四章对电路的各个模块进行了分析及设计，并仿真；第五章对整体电路进 行了仿真，并给出了最终仿真结果；第六章总结了本文的主要特点，并展望了电 源的未来发展。 第二章开关电源基础 3 第二章开关电源基础 上一章的定义开关电源是指通过电感及电容等储能元件，将连续的能量分离 成小的能量包，并将这些能量包以离散型式传送出去的能量供给设备。在所有功 率变换电路中都会存在控制电路来实时监测输出电压，并将其与内部参考电压进 行比较。当输出电压与参考基准电压存在偏差时，采取调整措施，使输出电压回 到平衡状态。 d c d c 变换器作为开关电源的重要组成部分，其作用是将输入直流电压转换 成受控的稳定直流输出电压。早在6 0 年代就实现了半导体d c d c 变换器，根据 电感的连接方式，其基本拓扑结构有三种：降压型( b u c k ) 、升压型( b o o s t ) 和升降压 型( b u c k b o o s t ) ，图2 1 、2 2 、2 3 分别表示了这三种状态下储能元件电感的位置。 b u c k b o o s t 图2 1b u c k 拓扑结构图2 2b o o s t 拓扑结构 图2 3b u c k - b o o s t 拓扑结构 2 1 降压d c d c 变换器 图2 4 降压型b u c kd c d c 变换电路 4p w m p f m 型d c d c 电压变换器的研究与设计 从图2 4 可以看到输出电压是v o 眦、输入电压v i n 、输入电流、输出电流i o m 、 输出电感l 、输出电容c l 、输出电阻r l 、以及控制开关s w 和钳位二极管d 。根 据上文所述，电感l 位于输出端时，电路实现降压功能，即输出电压v 咖小于输 入电压v i n 此电路也称为b u c k 电路。电容c l 和电感l 组成低通滤波器，合理控制 开关s w 和二极管d 的导通和关断，就可以得到理想输出电压v 咖。 电路的导通和关断由控制电路决定。当s w 导通时，电源v i n 通过开关传递到 二极管负端，二极管d 被截止，滤波电感l 中的电流增大，直流源的能量以磁能 的形式储存在电感中，另外一部分能量传递到输出端，提供负载电流和为输出电 容供电将能量存储在外接电容中；当s w 断开时，流经电感l 的电流减小，电感l 两端产生的感应电压迫使二极管d 正向导通，电感l 中存储的能量流经负载r 并 有部分能量会流经电容c l o b u c k 型电路正常工作时，每个周期内输出电容的平均电流为零。因为如果电 容c l 中的平均电流不等于零则表示每个周期里电容能积累电量或释放电量，这样 就表示输出电压不是稳定的，而是不断增大或者不断减小的。这种状态一般发生 在电路启动或关断的一段时间里。当电路处于稳定状态时，电路中电感的平均电 流必须等于负载电流，即： i l 爿砌 ( 2 - 1 ) 在b u c k 电路中，根据电感电流i l 的大小可以分为两种状态：连续模式( c c m ) 和非连续模式( d c m ) 。如果每个周期内电感电流i l 均大于零，表示系统处于c c m 状态；同理，当每个周期内电感电流i l 出现等于零的情况时，表示系统处于d c m 状态。 设s w 变换周期为t ，系统工作在c c m 状态，导通时间为t o n ，关断时间为 t o r t ，定义占空比d 和周期t 、导通时间t o n 、关断时间t o f f 有下列关系式存在： d ：! 丛：血 ( 2 - 2 ) t o n + t 册 t t o n = d t ( 2 3 ) 电感两端的电流电压关系满足如下关系式： d i ，v d t2 一l ( 2 4 ) 一一 、i - 叶， 将上式转变形式得到： d i l l = v x d t ( 2 - 5 ) 从上式( 2 - 5 ) 看到当电感l 处于稳定状态时输出电流不变，电感平均电流也不 会发生变化，即在每个周期内方程左边积分为零，得到： 第二章开关电源基础 5 v o n t o n 2 t o w v o n 和v o f f 分别表示在导通状态和截止状态下电感两端的电压。 从式( 2 6 ) 可得： ( k v 硼) - t 0 n = 。t o v f = d 嘭 不连续模式( d c m ) 导通时间为t o n 、关断时间为t o r t 、周期为t ，则： t o w = d t t o n = d 2 t 。两d ，k b u c k 型d c d c 变换电路输出电压v 吡低于输入电压v i n ， 又称为降压电路。 2 2 升压d c d c 变换器 ( 2 6 ) ( 2 7 ) ( 2 - 8 ) ( 2 - 9 ) ( 2 1 0 ) ( 2 1 1 ) 因此b u c k 型电路 图2 5 升压型b o o s td c d c 变换电路 如图2 5 所示，s w 为控制开关，当开关导通时，能量从直流源输入电感而不 传递到输出端；当开关关断时，电感l 存储的能量通过二极管d 传递给输出端， 同时直流源也给负载r l 提供能量。 当电路处于连续工作模式( c c m ) 时， ( v i 。一) ( 1 一d ) = v m xd( 2 - 1 2 ) 此时 v 哪= 啬( 2 - 1 3 ) 当电路处于不连续工作模式( d c m ) 时： = 詈 ( 2 1 4 ) b o o s t 电路的输出电压高于输入电压，因此b o o s t 电路又称为升压电路。 6 p w m p f m 型d c d c 电压变换器的研究与设计 2 3 升降压d c d c 变换器 图2 6 升降压型b u c k - b o o s td c - d c 变换电路 b u c k b o o s t 电路输入电压为正，输出电压为负。如图2 6 所示，s w 为控制开 关。当开关导通时，能量从直流源流入电感l 而不传递到输出端；当开关关断时， 电感存储的能量通过二极管d 传递给输出端，直流源v i n 不参与传递能量。 因此 b u c k b o o s t 电路也是唯一的纯“反激式”拓扑结构，即从输入到输出的所有能量 必须先存储于电感中，其它电路都不具备此特性。 当电路处于连续工作模式( c c m ) 时： v o 2 孟u ( 2 1 5 ) 当电路处于不连续工作模式( d c m ) 时： v 础= 一詈k ( 2 1 6 ) u 2 由上式可知，当q 去时， b u c k b o o s t 电路是升压电路。这里值得注意的是，经b u c k b o o s t 电路转换的电压极 性会发生变化，即：当输入电压为正电压时，输出电压为负；当输入电压为负电 压时，输出电压为正。 b u c k b o o s t 电路是唯一使电压极性发生变化的电路。 2 4d c d c 变换器的控制方式 开关电源中控制电路的主要功能是为开关管提供频率和占空比可调的驱动脉 冲，从而达到稳定输出电压的目的。目前实现频率和占空比调节的方式有四种： 脉冲宽度调制( p u l s e w i d t hm o d u l a t i o n ，p w m ) 、脉冲频率调制( p u l s e f r e q u e n c y m o d u l a t i o n ，p f m ) 、调宽调频( p w m p f m ) 和跨周期调带l j ( p u l s es k i pm o d u l a t i o n ， p s m ) 。 第二章开关电源基础7 2 4 1 四种控制方式的原理和特点 1 p w m 工作方式 p w m 是指保持工作频率恒定改变功率开关的导通时间或截止时间来改变占 空比。其特点是噪音低，能工作在连续导通模式满负载时效率高，是目前应用最 为广泛的一种控制方式。 工作原理：首先检测被控输出电压，得到反馈电压，将其加至运放的反向输 入端，运放的同相输入端加载精确的基准参考电压信号。运放比较反馈电压与基 准电压后输出直流误差电压，加至p w m 比较器的同相输入端，同向端加固定频率 振荡器产生锯齿波信号，两者经p w m 比较器，输出方波信号，此方波信号的占空 比随着误差电压的变化而变化，这样就实现了脉宽调制。 p w m 控制的实质就是在输入电压，内部参数及外负载变化的情况下，控制电 路通过被控信号与基准信号的比较差值，调节主电路开关管的导通时间，保持脉 冲的周期不变达到稳定输出的目的。p w m 反馈控制模式主要有五种：电压模式控 制p w m 、峰值电流模式控制p w m 、平均电流模式控制p w m 、滞环电流模式控制 p w m 和相加模式控制p w m 。 p w m 控制的缺点就是在轻负载时，效率相对较低。 2 p f m 工作方式 p f m 是指保持方波宽度不变，通过调节开关元件的截止时间，改变脉冲频率 来稳定输出电压。其特点是：输出取样值控制频率控制器，占空比变化范围大， 效率高，功耗低，输出电压可调范围比p w m 大，并且在负载变化范围大的情况下， 可得到较高的效率。但是，滤波电感为了能适应较宽的频段，其体积和重量必定 要增大。 工作原理：取自输出端的反馈电压加在误差放大器的反相输入端，同相输入 端输入一个精确的基准电压，两者之间的压差被放大后去控制可变频率控制器。 可变频率控制器是一个电压控制的频率变换器，提高输入电压就能提高输出脉冲 频率。输出电压就是通过改变电路开关频率来得到调整的。 p f m 控制的实质就是在轻负载的情况下，变换器只有比较稀的脉冲群，在两 脉冲群之间两个功率管都关断，电路空闲不工作，电感电流为o 。在这个过程中， 输出电容为负载提供电流。当输出电容放电，使电压低于基准电压时，变换器重 新工作，再产生一些脉冲群，使得输出电容被充电。p f m 工作方式下，电路中与 负载无关的损耗下降了，随着负载电流的减小，空闲时间增加了。 p f m 控制模式的缺点：开关周期成为负载的函数，使变换器显得比较无序， 并且开关噪声无法预测，不太适合于无线通信领域。 8 p w m p f m 型d c d c 电压变换器的研究与设计 3 p w m p f m 工作方式 p w m p f m 混合控制方式是靠改变方波的宽度和脉冲频率来维持输出电压的 稳定。在满负载工作时，采用p w m 工作方式；而在轻负载时，采用p f m 方式工 作。它兼有p w m 和p f m 各自的优点，在整个比较大的负载范围内，都具有比较 高的效率，其占空比的范围很宽。这是因为当负载较重时p w m 调制具有较高的转 换效率；而在负载较轻时，p f m 的转换效率反而比p w m 调制转换效率高【3 1 。在有 些集成电路中，单一的调节方式并不能满足输出范围，因此采用p w m p f m 调节 模式1 4 j 。例如：便携式移动系统在接受和发送信号时，选择p w m 工作模式，因为 p w m 开关噪声频普比较好控制。在待机的情况下，选择p f m 工作模式，这样就 提高了系统的效率。 p w m p f m 混合控制缺点：控制电路结构较为复杂。 4 p s m 工作方式 p s m 是通过改变有效工作频率来改变输出功率的控制方式。其开关损耗与输 出功率成正比，效率几乎与负载无关。 工作原理：控制器对输出电压检测，如果在一个时钟周期内输出的电压低于 额定值，则这个时钟周期内开关管导通，否则开关管截止。这样就可以使输出电 压稳定在额定值左右。p s m 通过控制开关管在一个周期内是否导通来调节输出功 率，在达到稳定后，开关管的平均工作频率由负载决定。 本文所设计的d c d c 变换器主要是为便携设备中其他逻辑单元供电，所以电 源在轻载情况下耗电量要尽可能低。对于便携式电脑而言，电源管理芯片的耗电 占总耗电量的近1 4 1 5 1 ，而且电源管理电路有8 0 的时间处于轻载状态1 6 1 。所以， 在本文设计的d c d c 变换器采用p w m p f m 的工作方式。 2 4 2p w m 反馈控制的方式 d c d c 变换器的各种控制方式的研究已近持续了几十年了f 弼】，而且大部分研 究者将研究重点放在了反馈控制上2 1 。在所有工作模式中，p w m 通过高频率和 占空比控制开关电源，使得p w m 控制模式成为最有效的控制方式【1 3 】。 p w m 控制根据控制电路的采样变量不同，又可分为单环控制和双环控制。一 般d c d c 变换电路可认为是一个二阶系统，有两个独立的变量，即电感电流和电 容电压，只采样一个变量的控制系统称为单环控制，采样两个变量的控制系统称 为双环控制。 单环控制分为电压型和电荷型控制：电压型采样输出电压，电荷型采样电感 电流【1 4 】。 第二章开关电源基础 9 1 电压型p w m 控制 图2 7 和图2 8 分别表示了电压型p w m 控制的原理图和波形图。输出电压v o i 吐 经过分压电阻网络采样后送入误差放大器e a m p 的反相输入端，e a m p 的同相输 入端为带隙电路提供的基准电压v r e f ，两者之差被放大后作为p w m 比较器的同乡 输入端，与控制器内部的振荡器产生的锯齿波进行比较，p w m 比较器的输出驱动 功率开关管。b u c k 电路中开关管控制信号为低，开关管导通；控制信号为高，开 关管截止。当输出电压低于基准电压时，e a m p 输出信号升高，p w m 比较器输出 信号升高，开关管保持开态的时间增长，电感的峰值电流曾大，从而可以保证电 感存储足够的能量，以维持负载电压的稳定。变换器的输出电压与占空比d 成反 比，为变换器的环路控制提供了稳定的反馈机制。 图2 7 电压型p w m 控制原理图 ，t o r - v 、，t o 、 t 2 8 电压型p w m 控制波形图 电压型控制方法的优点： ( 1 ) 只有一个控制环，设计分析相对简单，电路成本低、体积小； ( 2 ) 振荡器产生的信号幅值比较大，因而抗干扰能力比较强； ( 3 ) 输出阻抗也比较低，便于在多路输出供电的电源中实现交叉调节。 电压型控制方法的缺点： ( 1 ) 输出调节响应速度比较慢； ( 2 ) 输出滤波给控制环增加了两个极点，所以为提高系统稳定性，或是将误差 放大器的主极点移向低频，亦或是增加一个零点进行补偿【1 5 】【1 6 1 。 1 0 p w m p f m 型d c d c 电压变换器的研究与设计 2 电流型p w m 控制 电流型p w m 控制原理图如2 9 所示，输出电压v 0 。与误差放大器e a m p 的反 相输入端相连接，e a m p 的同相输入端接带隙电路提供的基准电压v 他f ，两者之差 被放大后，并不像电压模式那样与振荡电路产生的锯齿波电压进行比较，而是与 一个包含电流变化的合成三角波信号比较，然后再控制功率开关管，改变占空比， 控制输出电压。与单一闭环的电压模式控制相比，电流模式控制是双闭环系统， 外环由输出电压反馈电路形成，内环由采样输出电感电流电路形成。在该双环控 制电路中，由电压控制电路外环，即外环电流在每一个开关周期内上升，直到达 到电压外环设定的误差电压阈值。电流内环瞬时快速对脉冲进行逐个比较，不仅 可以响应负载电压的变化，还可响应电流的变化，可监测输出电感电流的动态变 化，而电压外环只负责控制输出电压。 图2 9 电流型p w m 控制原理图 电流型控制方法的优点： ( 1 ) 较好的电压调整率； ( 2 ) 回路稳定性好，改善了负载电流调整性能； ( 3 ) 实现了逐个脉冲幅值检测并限流，简化了过流保护电路结构，提高了工作 可靠性。 电流模式的缺点： ( 1 ) 占空比大于5 0 时系统可能出现不稳定，会产生次谐波振荡f 1 7 】； ( 2 ) 对噪声敏感，抗噪声性能差； ( 3 ) 峰值电流与平均电流存在一定误差。 基于以上分析，由于电压型控制电路输出电压范围较宽，本文设计的d c d c 变换器采用电压型控制p w m p f m 调节的工作方式，并且考虑到用户选择的灵活 性本款电压变换器还兼容了强制p w m 控制模式。 第三章d c - d c 变换器的设计目标与建模分析 1 1 第三章d c d c 变换器的设计目标与建模分析 本章为此款d c d c 变换器提出了更详细的设计目标并分析了在不同模式下工 作的b u c k 系统，演绎推导了各状态的输出电压、占空比、输出纹波等之间的关系， 并由此建立了与之等效的数学模型模拟其工作的零极点，并根据模型仿真结果设 计了相应的补偿电路。本章的建模分析和补偿电路从理论和仿真模拟两方面证明 了该设计目标的可行性并提出了实际可操作的电路。 3 1d c d c 变换器的设计目标 本课题的目的是设计一款b u c k 型降压d c d c 的研究与设计，输入电压范围 是2 7 5 5 v 之间，输出电压稳定在1 v ，允许输出电压范围o 8 2 4 v 。 为满足以上要求本文暂定此d c d c 变换器的设计目标如下： 表3 ib u c kd c d c 系统参数指标 输入电压范围 2 7 5 5 v ( 适用于一节锂离子电池或者三节镍镉电池) 输出电压范围0 8 - - 2 4 v工作频率l m h z 输出最大电流5 0 0 m a纹波电压茎1 0 m v 电压调整率s 1 调制方式p w m p f m 兼容强制p w m 转换效率 8 5 控制方式电压控制 工作温度 5 5 1 2 5 过流保护1 2 a ( 1 ) 输入电压范围2 7 5 5 v 之间，电路可由单节锂电池至三节镍镉电池供电。 ( 2 ) 输出电流范围：0 - 5 0 0 m a 。 ( 3 ) 内部工作频率：1 m h z 。 。 ( 4 ) 转换效率：8 5 ，为实现这一转换效率本文电路采用了同步b u c k 技术。 ( 5 ) 考虑到本文设计的d c d c 交换器主要为便携式设备的逻辑处理模块供 电，因此要求本电路能够提供多种输出电压值而且要求电路输出电阻较低，因此 本文中采用了电压型反馈环路。 电压型反馈控制电路的补偿电路相对复杂，为了能合理设计反馈补偿电路， 本章详细介绍了b u c k 电路的数学模型的建立，以及反馈补偿的设计，给出了较准 确的量化结果。 ( 6 ) 本文的d c d c 变换器主要是为便携式设备供电，因此对效率要求较高。 为了实现电路的高效率，本电路中采用p w m p f m 的控制方式，即：当外部设备 所需电流较小时，采用p f m 工作模式，此工作模式的特点是变换器本身耗电量较 1 2 p w m 巾f m 型d c d c 电压变换器的研究与设计 p w m 低很多；当外部设备需较大电流时，电压变换器工作在p w m 状态，p w m 工作模式较p f m 模式具有更高的频率，因此也具有更稳定的输出更小的纹波。例 如：若此电路应用于手机电源芯片，即当手机处于待机状态时采用p f m 调制模式； 当手机处于应用状态时采用p w m 调制模式，有关系统如何自动在p w m 模式和 p f m 模式之间转换，以及相应控制电路的设计将在第四章的逻辑控制电路设计中 详细讲述。 ( 7 ) 工作温度：5 5 至1 2 5 ；过温保护：1 3 5 ，即：当电路工作温度高于 1 3 5 是控制模块产生复位信号，关断输出，电路不工作。同时，电路还要设置温 度回落后系统自启信号，本课题中设计的迟滞温度为1 5 ，即：当电路工作温度 降落到1 2 0 时，电路自动重新启动，为其他系统提供稳定输出。 ( 8 ) 过流保护：1 2 a ，即：当输出电感电流峰值超出1 2 a 时，电路控制系统 将电路置于复位状态，d c d c 变换器不工作。这一措施可以保护电路在突发事件 中不会输出过高电流，损伤其他电路。 ( 9 ) 电压调整率：s 1 。 3 2c c m 和d c m 模式下b u c k 电路分析及外围器件选择 对于电源管理芯片来说，转换效率是评判其性能优劣的主要参数。本课题所 设计的电压变换器要求转换效率高于8 5 。建立较准确数学模型，深入分析电路 输入输出关系，根据计算结果选择合适的外围器件，能够更有效地提高系统效率。 本课题中的转换电路要求在输入电压在2 7 5 5 v 之间变化时，输出电压稳定 在1 v ，很明显电路要采用b u c k 型拓扑结构。b u c k 电路存在两个基本的工作模式： 连续工作模式( c c m ) 和不连续工作模式( d c m ) u 引。下面，就这两种工作模式，具 体讨论其数学模型。 3 2 1 连续工作模式( c c m ) 的b u c k 电路 本节的主要内容是详述p w m 控制的降压型电压变换器的原理。 图3 1b u c k 降压型电路的原理图 第三章d c 一1 9 ( 3 变换器的设计目标与建模分析 1 3 假设电路工作于p w m 状态，如图3 1 所示。 在脉冲宽度调制的控制下，b u c k 型电路将输入v i n 转化成更稳定的输出v o m 。正 常情况下，电压控制开关s w 由p w m 模块控制，频率一般在5 0 k - 1 0 m 之间。从图3 2 可以看到在开关s w 变化的时候，各个参数的波形变化。 图3 2c c m 模式b u c k 电路各信号波形图 各参数的变化是在以下假设成立的情况下得出的： ( 1 ) 变换器达到稳定状态； ( 2 ) 开关处于开态的时间占一个周期的比例成为占空比d ( d u t yc i r c l e ) ； 胪百l o 石n 2 等 ( 3 1 ) t o n + t 噼 i 、。1 7 t o n = d t ( 3 2 ) ( 3 ) 所谓连续模式( c c m ) 就是当输出电感l 足够大时，电感电流i l 在控制开关 s w 关断时不会降为0 。 ( 4 ) 输出电容足够大，使得每个周期内v 咖。的变换纹波足够小。 当以上假设均成立的时候，可以得到： ( 1 ) 当t - - o ，开关管s w 完全导通，根据电感两端的电流电压关系，得： 粤：_ m - _ v o u | ( v 。) ( 3 - 3 ) d tl “ 正如图3 2 所示，电感电流i l 线性增长，二级管反向截止，故i d 此时为0 。 1 4 p w m p f m 型d c d c 电压变换器的研究与设计 ( 2 ) 当0 t d t 时，开关管s w 打开，此时： 盟：盥 d tl l 诅。l l i d = 0 v d = 、l 。 ( 3 ) 当t ：d t 时，开关s w 关断。此时电感电流i l 不再经过s w ， 二级管d f ，二级管d f 强制导通。 ( 3 4 ) ( 3 - 5 ) ( 3 - 6 ) ( 3 - 7 ) 而被迫流经 4 ) 当d t t t 时，s w 依然保持关断状态，由于电感电流i l 还要为输出电压 v o m 提供能量，因此流经二级管的电流减小，其减小速率为： d i l 一一v o 址 ( 3 8 ) = = = = d t l ( 3 9 ) ( 3 - l o ) ( 5 ) 当t = t 时，s w 再次打开，重复以上步骤。 由上面的分析和图3 2 所示，可以得到： v d = u ( 0 t d t ) 。 ( 3 1 1 ) v d = 0 ( d t t t ) ( 3 - 1 2 ) 如果假设滤波电路( 包括滤波电容c l 和滤波电感l ) ，仅允许直流信号传递到 输出端，那么可以得到： v o m = d k ( 3 - 1 3 ) 由上式可知输出电压v o m 可以通过占空比d 控制。图3 1 所示的脉宽调制控 带i j ( p w m ) 就是通过反馈控制电路来控制占空比d ，进而控制输出电压v o 咿 3 2 2 非连续工作模式( d c m ) tb u c k 电路 上一节讲述的连续模式( c c m ) 是指在整个工作周期内电感电流i l 是连续的而 且一直未降低到0 。但是，当负载电流i l 太小或者输出电感l 值太小时，就会出 现电感电流降低到0 并且维持在o 的状态。这时上面的假设就不成立了，在这种 情况下当开关s w 关断时会出现电感电流i l 减低到零的情况。这种情况即不连续 工作模式( d c m ) 。 k o = l l d d u 时同 第三章d c d c 变换器的设计目标与建模分析 1 5 图3 1 中各节点电流电压变化也将不同c c m 工作状态，其具体变化如图3 3 所示。 图3 3d c m 模式b u c k 电路各信号波形图 在分析图3 3 之前，首先需要对各个变量进行定义和分析说明。 ( 1 ) 由于图3 3 中涉及的电感比图3 2 中要小，所以此时电感电流i l 的变化斜 率要比c c m 状态大； ( 2 ) 假设电感电流降低到0 的时刻为： t = d t + d 2 t ( 3 1 4 ) 其中d 2 t 是指电流流经二级管d f 的时间，即二级管d f 的导通时间； ( 3 ) 在( d + d 2 ) t t d v 。 3 2 3d c m 和c c m 的工作临界点及外围电感选择 ( 3 - 1 8 ) 上一节已经分析了c c m 和d c m 两种工作模式的特点，本节则详细介绍两种 模式在分界点的工作状态，并由此选择合适的外围电感。 崎吵飞八。 一d t 卜( 1 - d j t 图3 4b u c k 电路临界状态的电感电流示意图 从图3 4 中，可以看到c c m 和d c m 的分界点在外接电感电流i l 等于零的点， 即：当电感电流i l 刚刚降低到零时，为临界状态，从以上分析得到： i o u t = 导= 吾睾( 1 _ d 1 t ( 3 - 1 9 ) 1 0 呲 r 2l 、1 “1 此时相应的临界电阻为： 2 浠( 3 - 2 0 ) 当负载电阻r l 大于上面的结论的时候，变换器就会进入不连续工作模式状态。 同样根据给定的负载要求，也可以反向计算出临界的电感大小，如下式： l 矾2 i 必) r l ( 1 一d ) t( 3 2 1 ) 同理当电感l 小于临界电感时，电路也会进入不连续工作模式。 本文设计的b u c k 电路要求输出电流低于5 0 m a 时电路的控制方式由p w m 转 换到p f m 状态，所以这里需要有一定的余量，这里设定当输出电流降低到1 5 0 m a 时电路由p w m 控制模式的c c m 状态转换到d c m 状态。另外，这里设计的d c d c 变换器要求电路v i i l 的范围是从2 7 5 5 v ，v 砌的范围是从0 8 - 一2 。4 v 。根据式 ( 3 2 1 ) ，得到输出电感l 至少取值2 8 5 u f ，这里为了留有足够余地，取输出电感l 为4 7 u f 。 3 2 4c c m 和d c m 比较及外围电容选择 上文已经分析过两种工作模式各自的特征，下面主要总结一下这两种模式的 差别，并且在此分析基础上，选择合适外围电容。 第三章d c d c 变换器的设计目标与建模分析 1 7 ( 1 ) 当电路工作在c c m 模式下，而且当电感足够大的情况下，电感电流i l 的 变化会非常平缓。因此处于c c m 状态的电路提供的输出电压v 呲相对于d c m 状 态有更小的纹波，且干扰更小。 ( 2 ) b 。- 黜一吧等= - v 。 t 2 八v dt( 1 d t 2 。i 7 t l |c寒d l lo 由弓 | ! d tj 疋e、 图3 5 ( a ) c c m 状态输出电压纹波图3 5 ( b ) d c m 状态输出电压纹波 如图3 5 所示，可以通过比较计算两种模式下流经输出电容c l 电流纹波来得 到量化的输出电压纹波。图3 5 ( a ) 表示在c c m 状态下，三角形a b c 的面积就表示 在电感电流i l 大于负载上的直流输出电流i 叫的情况下流进输出电容的电荷量。当 电感电流i l 小于负载直流i 叫时，等量的电荷将流出外接电容c l 。因此，可以得 到纹波电压a v o u 。为： q 虬= 半 ( 3 2 2 ) o l = t 2 v t o m 8 cl ( 1 一d ) t 、， 从上式中可以看到，如果选择较大电感l 和电容c l ，输出电压的纹波v o m 可以控制在很小的范围内。 图3 5 ( b ) 表示了d c m 工作状态的情况，此时三角形a b c 的面积依然代表流 入输出电容的电荷。 ：下a a b c = 一i la b d e cl 堕b fr ( 3 i2 3 ) l - j 【3 ：a b d e i b f - f g 2 c l l b f j ：土a b d e 1 一堕1 2 c llb f j 18p w m p f m 型d c d c 电压变换