（微电子学与固体电子学专业论文）一种高性能低压差线性稳压器的实现.pdf

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注：本授权书适用我校授予的所有博士、硕士的学位论文。由作者填写( 一式两份) 签字后交校图书 馆，非公开学位论文须附南开大学研究生申请非公开学位论文审批表。 。擎掰皂萃孤珥毒妊髟非饕申苇革艘孝￥妊掣例鹭萃孤科毒拦妤非髟 肆囤搿蕈詈专西( 粉蛐擎一) 置藓晕勤甲。茸孤珥毒明千啦千斟单螂明去斟搿雏茸兽锋斟斟牢：干； 生= j 5 = 劬j f 珏! _ k 诎驸! 7 f：瑕蟛 e l 0 0 0 e 9 0 9。9 zf 幸9 鼎y 水￥_ q l ：丰5 y ：( 嘭：j i l i ) 1 婶印f 料矸 1 1 0 u 1 0 3 o o l i b n o q z a l e x 一l i b m 2 19 s e 6 9 l 乙8 e i 望日1 澎靳 z ，r 曰1 0 县；r 司1 础抓牟鸶f 杀幺，1 吐半杆日绑蝴当别 口： _ 鲍华磊，乱刨口山6 猎科掣口聃靠t 刁f 牟二 强： 二弛幽共； f - 斗割略兹萆砚 目6 乙阿s 匆0 1 0 乙 m ， 1 撑嚣 i z g o l o o e i 乙鲁舞r搬酣矽耐 磁鼍叫器出现科筘鬟当耕帮飘犁性一 目弱笨观 冒翳晕勤萃礤珥毒苇荜坦毒￥妊阜 do ( 日j 岛口1o 乙 骡彰 ：考露y 斟群磊箬助 。拙目勘5 1 网j 牲到币m 搬甲甥蛐￥一盛爵讣斟弭卓。犁群娶丁皋隳巢刨y 章 。够目y 章甲酱当司业貊桀刨业幽啤墟一站叫驹茸识率驾狮钉硎乒币茸观珥杀驯萋鬻 ：挺最茸砚取瓤翟撕料助鲫搿举助旧刨哺区杀嘉y 妊单哥哥茸砚甜杀州y 卓：瓤进y 章 。哪i i x o p t a 1 0 0 8 ：1 9 1 o z i i z o z ：d u q ：轾豳勘讣网科委革暂狲士印茸刁睾 。茸识拦影刨髟掰i 嗤革蕾当罨蝴钐邵瓣蕾i 睡莓群* 凹业即削f i f 迥哿茸砚珥杀妊影q k 。胖砰驯茸识擎髯辫新科首觋囝 l y 章瑚刨。髟砷冒兽必取惭牲轾刨￥髀并罂觋 射辨酶茸砚珥杀绁群y 劲驱到乒印汗理覃砚珥朵叫幽罂罩群砸鬻碱列f 1 1 印( 罂采) 性哺半 杀国仁bi 睡蛔琶王f | i 冒哥珊性国亡b 回料杀砰群岩助茸砚珥杀( 争) o 茸砚珥奈脚拦汤再暂珥责举群 蜾旦醵刨杀y 妊单犁群￥旦蜾旦磁斟诽( ) o 彤础茸髫繇嘭蝣禧一一、j 9 ；i 孵茸弓茸砚诵噼 茸、澎觋誊日茸砚滑斟丁豳幽料号碧乜；j 再断即辫辂鸷鳕呀勘讣网觋僻臻坼助茸观珥奈辅 妊影徘懦血搿杀的日i f | l 性i 睡杀辚能( z ) 。珂馨臻茸丐茸砚珥杀千迎捌杀y 妊掣y 孵撕 茸刁冬珥杀甭延搬型哿硝壬陴酉耐并杯【i j 黪、廿| 缮f h 酱佝也科赤( 列士印霹卓0 4 y 由舀狮辨 耳) 茸观珥杀革瞥犁酶搿澎师娑勘毪母奈( i ) ：d 胃砰f h 觋茸砚珥杀明即图鲜犁酶裂碑料蒜 渺晕阱杀y 拄掣。犁群酲县脚m 瞠唑醒聊茸刁毒珥杀币延拇￥晕杀y 妊掣鸪上号罩y 章 。狲印斛群暂章彗狮覃砚珥赤脚y 卓莓箭杀y 妊掣刨蟛瞬某勘 罪珥杀年洫、千蕈i 明科2 睡褡哗醢岛晰唑i 佳姑) ； i 茸砚珥杀雨延抱士￥杀￥妊单辫谢 斗斟群甘科革孤珥毒丢￥妊掣 k，fii-霸一i 7 ie耳 t 玉 ， 南开大学学位论文原创性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师指导下进行研究工作所 取得的研究成果。除文中已经注明引用的内容外，本学位论文的研究成果不包 含任何他人创作的、已公开发表或者没有公开发表的作品的内容。对本论文所 涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本 学位论文原创性声明的法律责任由本人承担。 学位论文作者签名：周进2 0 1 0 年5 月2 9 日 非公开学位论文标注说明 根据南开大学有关规定，非公开学位论文须经指导教师同意、作者本人申 请和相关部门批准方能标注。未经批准的均为公开学位论文，公开学位论文本 说明为空白。 论文题目 申请密级 口限制( 2 年)口秘密( 1 0 年)口机密( 4 2 0 年) 保密期限2 0 年月日至2 0年月 日 审批表编号批准日期 2 0 年月 日 摘要 摘要 近年来随着手机、掌上电脑等便携设备的普及及其功能的日益强大和集成 化程度的快速提高，如何为电子设备稳定高效的供电越来越受到关注。低压差 线性稳压器( l d o ) 以其简单的结构、较低的噪声等特性逐渐成为市场上份额最 大应用最广泛的电源管理方案。 本文首先介绍了近年来电源管理芯片市场的环境，以及几种重要的发展趋 势，比较了两种主流的芯片供电方案( 即开关型d c d c 与l d o ) 的基本概念， 异同以及使用场合。接着围绕l d o 展开重点介绍。分析了l d o 的频率特性，为 了增加系统的稳定性，先讨论了传统的寄生等效串联电阻( e s r ) 如何实现补偿， 接着引入了两种零点补偿方法。这两种方法都使用处于线性区的可调节的m o s 管与其串联的电容产生跟随负载电流变化的零点，其中后一种方法可以更好的 跟踪不同负载电流下变化的输出极点，对系统的稳定性提高有很大帮助。在第 三章中介绍了组成l d o 的各个子系统，包括关键的带隙基准电压产生电路，讨 论了如何使用非线性温度补偿方法使输出电压随着温度变化最小，接着介绍了 l d o 中的误差放大电路和调整管以及各种为了防止极端情况而引入的保护电路。 第四章介绍了l d o 的整体性能参数，以及提高这些性能的途径。使用c s m c0 5 u m 标准c m o s 工艺模拟了本文设计的l d o 的性能，实现了一个在电源电压3 5 v 5 v 变化范围内稳定输出3 3 v 电压、可以输出2 0 0 m a 电流、高电源抑制比、瞬 态响应良好的高性能l d o 。 关键词：l d o 自适应零点补偿保护电路带隙基准非线性温度补偿 r 1 。_ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ - _ 。1 。1 。 a b s t r a c t a l o n gw i t ht h ep r e v a l e n c eo fe l e c t r i c a lm o b i l ed e v i c e sl i k ec e l lp h o n e sa n d p d a s ，a n dt h eq u i c ka d v a n c eo fc h i pi n t e g r a t i o n ，h o wt os t a b l ya n de f f i c i e n t l y p r o v i d ee l e c t r i c a lp o w e r t ot h e s ep o r t a b l ed e v i c e sh a sb e c o m ea nu r g e n te v e n tw h i c h e l e c t r i c a le n g i n e e r sh a v et ot 1 1 i n l ( o v e r l o wd r o p o u tr e g u l a t o r s ( l d o s ) ，a sak i n d o fp o w e rm a n a g e m e n ti m p l e m e n t a t i o nw h i c hh a v et h ef e a t u r e sa ss i m p l es t r u c t u r e a n dl o wn o i s e ，h a v eb e c o m em o r ea n dm o r ep o p u l a ri nt h em a r k e t t h i sd i s s e r t a t i o nf i r s t l yi n t r o d u c e dt h et r e n da n dm a r k e to fp o w e rm a n a g e m e n t i c sa n dt h e nc o m p a r e dt w om a i n s t r e a mi c sa m o n gt h e mw h i c ha r es w i t c h i n g d c d cr e g u l a t o r sa n dl d o s n e x t ，1w e n ti n t ot h em a i np a r to ft h ed i s s e r t a t i o n - l d o s i nc h a p t e r2 ，t h ea cc h a r a c t e r so fl d os y s t e m sa n dh o wt om a k et h e mm o r e s t a b l ea r ea n a l y z e d o n ew a yt os t a b i l i z et h el d o si st h e “e s rc o m p e n s a t i o n w h i c hh a si t so w nf l a w s t w om o r em e a n so f s t a b i l i z i n gt h el d o s a r et h e na n a l y z e d b o t ho ft h e mc a l lb ec l a s s i f i e da s s e l f - a d a p t i v ec o m p e n s a t i o n sw h i c hb r i n g s e l f - a d j u s t a b l ez e r op o i n t st ot h es y s t e mh o p i n gt h em a i np o l ec o u l db ec a n c e l l e db y t h e m a n dt h r o u g hc a r e f u ld i s c u s s i o n ，t h es e c o n dw a yw a sp r o v e dt ob et h eb e t t e r o n e i nc h a p t e r3 ，s u b - s y s t e m so fl d o sa r ei n t r o d u c e d t h eb a n d g a pv o l t a g e g e n e r a t i n gc i r c u i ti sv e r yi m p o r t a n ta m o n gt h e mb e c a u s ei tp r o v i d ear e f e r e n c et ot h e s y s t e m p a r a m e t e r sa sp s r r a n dt e m p e r a t u r ec o e f f i c i e n ti n f l u e n c et h ec h a r a c t e r so f t h ew h o l es y s t e mg r e a t l y am e a n so fn o n - l i n e a rt e m p e r a t u r ec o m p e n s a t i o nw a s i n t r o d u c e dt ob r i n gl o w e rt e m p e r a t u r ec o e f f i c i e n tt ot h eb a n d g a pr e f e r e n c e n e x t ，t h e e r r o ra m p l i f i e r , t h ep a s sd e v i c e sa n dt h r e ek i n d so fp r o t e c t i o nc i r c u i t sw e r e i n t r o d u c e da si n e v i t a b l ep a r t so fal d o s y s t e m i nc h a p t e r4 ，谢t hs t a n d a r dc s m c o 5 u mc m o sp r o c e s s ，is i m u l a t e dt h es y s t e m sp a r a m e t e r s i tw a sp r o v e dt h a tt h e p r o p o s e dl d o h a sas t a b l eo u t p u tv o l t a g e ( 3 3 v ) a st h ei n p u tp o w e rc h a n g e sa n dc a n p r o v i d eh i g hc u r r e n tt ot h el o a d ，a n dh a sg o o di n s t a n tr e s p o n s ea n dah i i g hp s r r k e yw o r d s ：l d os e l f - a d a p t i v ef r e q u e n c yc o m p e n s a t i o np r o t e c t i o n c i r c u i t s b a n d g a p r e f e r e n c en o n l i n e a rt e m p e r a t u r ec o m p e n s a t i o n 目录 目录 第一章引言l 第一节电源管理芯片的技术背景和发展现状j 1 第二节d c d c 转换器的两种主要实现方式4 1 2 1 开关型d c d c 4 1 2 2 低压差线性稳压器( l d 0 ) 5 1 2 3 两种主要实现方式的总结和比较8 第三节本文的主要内容9 第二章l d o 电路的频率特性和补偿方法1 0 第一节l d o 电路的频率特性分析一1 0 第二节传统的e s r 电阻补偿方法。l1 第三节一种跟踪负载变化的补偿方法1 5 第四节一种更精确跟踪负载变化的零点补偿法1 7 第五节本章小结2 l 第三章l d o 中的子系统2 2 第一节带隙基准电压源2 2 3 1 1 带隙基准电压源的基本原理2 2 3 1 2 温度一阶补偿的带隙基准2 4 3 1 3 温度的非线性补偿2 7 3 1 4 启动电路2 9 3 1 5 运放输入失调电压等非理想冈素对带隙基准精度的影响3 0 3 1 6 带隙基准电路的p s r r 3 2 3 1 7 带隙基准电压源的仿真结果3 5 第二节带隙基准电流源3 7 录 3 3 3 欠压保护电路4 2 第四节误差放大器4 5 第五节调整管一4 6 第六节本章小结4 8 第四章l d o 系统性能和电路综合仿真5 0 第一节最大负载电流5 0 第二节负载调整率5 0 第三节线性调整率5 1 第四节临界压差5 2 第五节效率5 3 第六节系统的瞬态响应5 3 第七节电源抑制比5 7 第八节l d o 的启动和关断。5 8 第九节负载对相位裕度的影响5 9 第十节系统的噪声6 1 第十一节仿真结果小结。6 2 第五章结论与展望6 3 参考文献6 4 致谢6 6 个人简历6 7 i v 7 8 0 ” 骆 柏 ( p d a ) 、 电子普及 于其必 劲增长点 。此外，3 g 通信技术的推广，也使通信类电源管理芯片成为产业新的增长点。 总之，电源管理i c 近些年的高速销售增长率，总体高于其他模拟i c 市场。电 源管理i c 由于具有新的增长点，预计这一增长势头在不远的未来将持续下去。 图1 12 0 0 7 年中国电源管理芯片市场分布数据来源：赛迪顾问2 0 0 8 o l 由图1 1 可知，消费类、通信类和计算机类电源管理芯片占去电源管理芯 片总市场的近八成，是最主要的三大应用领域。从未来趋势看，三大领域中网 络通信领域将会随着3 g 等网络通信技术的不断升级而保持相对较快的发展速 度；汽车电子领域随着汽车销售量的增加，以及电子娱乐、防撞、a b s 系统的 进一步升级，将是发展最快的领域，但其份额还相对较小，还无法带动整个电 源管理芯片市场。 图1 2 为i s u p p l i 公司绘制的中国出货的电源管理芯片前后几年市场销售 额的柱状图。从中可以看出后金融危机时代电源管理芯片销售额将快速反弹。 第一章引言 图1 2i s u p p l i 公司对于2 0 0 6 2 0 1 2 年中国电源管理i c 销售额以及增长率的总结和预测 电源管理i c 产品包括d c d c 开关电压转换器、低压差线性稳压器l d o ( l o w d r o p o u tr e g u l a t o r ) 、a c d c 离线变换器、p f c 功率因数校正预调器、p w m p f m 脉宽调制调频调制控制器、和电池充电管理i c 。其中l d o 以其简单的电路结 构、较小的纹波系数、高效率、低噪声、芯片占用面积小等特点，牢固占有电源 管理i c 市场的一席之地。其近年来的销售增长率与整体电源管理i c 呈正相关 关系，且超过了整体水平。根据赛迪顾问公司( c c i d ) 的研究，2 0 0 7 年中国电源 管理芯片销售额中低压差线性稳压器占到了2 0 1 2 ，为同类产品之最。请参见 图1 3 。 图1 32 0 0 7 年中国电源管理芯片市场产品结构数据来源：赛迪顾问2 0 0 8 o l 2 第一章引言 市场需求拉动了技术革新，电源管理系统从过去比较简单的电子线路变为 今日具有较强功能的模块。从研发趋势的角度来看，电源管理芯片产品的发展 主要呈现以下几种趋势位1 ： 1 ) 多路不同供电电压同时供给的趋势。同时供给多路不同电压的人性化设 计使得电源管理芯片可以灵活使用在更多场合，高效地为系统的不同部分供电。 2 ) 集成化发展趋势。芯片的体积越来越小，单位面积芯片的功能越来越多， 在功率密度提高的需求下，还迫使设计者向着设计低电压大电流电源模块的方 向不懈努力。与此同时，在系统里，电源部分在版图上所占据的面积也因总体 功能的复杂化而被其他功能的系统挤得越来越小。考虑到这些挑战以及降低成 本等的要求，电源芯片设计单位正通过努力试图把d c d c 转换器、电池充电 管理i c 和p w m 控制器等不同元件集成到单个完善的多功能电源芯片上，以提供 优化的解决方案。这里，p m u ( 供电管理单元) 产品成为最为明显的例子，它已经 广泛应用在手机等多种产品中，在其他便携电子设备中的应用将使其发展的更 加迅速。 3 ) 供电精度和转换效率提高的趋势。集成电路的低电压趋势将使电压转换 变得困难重重。尤其是在同时供给多路电压的要求下，电源管理i c 设计的巨大 挑战之一体现在有效、精确的为每个功能模块供电。 4 ) 低功耗趋势。一方面，单位面积芯片能够处理的发热量有限，这在集成 度越来越高的背景下显得尤为重要；另一方面，便携电子产品功能的强大和待 机时间提高的要求更使得设计低功耗的电源管理芯片成为必要。另外，社会对 环保问题的日益重视也使功耗问题越来越被人们关注。电池的使用时间，很大 程度上决定了电子产品的性能优劣。如今新型电源管理i c 的静态电流越来越 小，一些新型电源管理i c 具有关闭电源控制功能，其静态电流更是可以降到 5 u a 左右，这使得其功耗大大降低。 5 ) 封装优化的趋势。压缩版图面积的同时、考虑到芯片能够承受的发热量 上限需要提高散热能力，这种需要使得电源管理i c 生产商不断改进封装技术以 达到更好的散热效果。 根据结构和功能的不同，电源管理系统大致可划分为以下几类： 1 ) a c d c 离线式变换器：一个把交流电压整流为直流电的功能单元，内含 低电压控制电路及高电压开关晶体管，或包括功率因素校正等功能。 2 ) 电池充电管理芯片：主要包括电池充电、保护及电量显示单元。 3 第一章引言 3 ) p f c 功率因数校正预调器：它电流和电压保持同相位，并迫使交流线路 电流追踪电压波形瞬时变化轨迹，使系统呈纯阻性。 4 ) p w m p f m 脉宽调n 调频调制控制器：脉冲宽度调制式( p 1 】l m ) 开关型稳 压电路是在控制电路输出频率不变的情况下，通过电压反馈调整其占空比，从 而达到稳定输出电压的目的。脉冲频率调制( p f m ) 技术使调制信号的频率随输 入信号幅值而变化，其占空比不变。调制信号通常为频率变化的方波信号。 5 ) d c d c 开关型电压转换器：它主要包括升压型d c d c 转换器和降压型 d c d c 转换器。 6 ) 低压差线性稳压器( l d 0 ) ：通过负反馈机制达到稳定输出电压的目的， 大尺寸的调整管可以保证小压差和输出大的电流。 第二节d c i d c 转换器的两种主要实现方式 如前所述，低压差线性稳压器与开关型d c d c 是电源管理芯片市场销售量 最大的两部分，可见其应用非常广泛。 下面对二者分别进行介绍。 1 2 1 开关型d c d c 开关型d c d c 电源是一种较新型的电源。它具有效率高、负载电流大、静 态电流小等优点。但是电路重复切换“开 和“关 状态，使得输出电压噪声 比较大。图1 4 简单描述了降压型开关电源的工作原理。如图所示，电路由开 关k ( 用双极晶体管或m o s 管来实现) ，滤波电容c ，储能电感l ，续流二极管d 等构成。开关k 合上后，电源v 通过电感l 给电容c 充电。电感使得电路中的 电流不会突然增大，所以电容c 上下极板的电压也会缓慢的变动。一定时间后， 当k 断开时，l 使电路中的电流缓慢的减小，同时续流二极管与电容和电感形 成回路，电感用储存的能量继续为电容充电。这样，通过调整开关k 闭合与断 开的时间( 即p w m 脉冲宽度调制) 就可以调整电容c 两端的输出电压使其维持 不变，即达到稳压的效果了。 4 第一章引言 图1 4 降压型开关d c d c 的原理示意图 系统的具体实现见图1 5 ，它取输出电压的反馈样本和基准电压在误差比 较器上比较，产生的误差经过放大与一固定频率的锯齿波进行比较，产生控制 用的p 1 j l m 信号。此信号再控制开关，继而控制输出电压的高低。所以总体来说， 开关的“开 或“关”由反馈控制，因此v o u t 可以按比例精确的复制基准电压。 在大多数情况下，在同样的电源电压和输出电压要求下，脉冲( 降压) 开 关稳压器比线性稳压器转换电源的效率更高。 图1 5 开关d c d c 的具体实现框图 1 2 2 低压差线性稳压器( l d o ) 本文重点研究的低压差线性稳压器( l d o ) 的突出优点是具有低噪声、低静 态电流和低成本。它的外围器件也很少，通常只有一两个旁路电容，所以面积 也较小。它通常用p m o s 管作为调整管，从电源电压中减去源漏电压；产生经过 5 直接决定了l d o 电源效率的高低，因此为满足市场需要，近年来开发的各种新 型的l d o 线性电源芯片都在努力降低这个压降来提高电源使用效率。 图1 6 低压差线性稳压器基本电路 简单的介绍一下l d o 的原理l h l 。如图1 6 所示，基本的l d o 由输出电压 取样反馈电路、基准电压源、误差放大器和调整管等几部分组成。随电源电压、 温度以及工艺变化很小的基准电压与l d o 的输出电压反馈样本进行比较，差值 被误差放大器放大作用于调整管。流过调整管的电流继而调节l d o 的输出电压， 使之成为基准电压源输出电压的精确倍数复制。其中用作调整的p m o s 管是误差 放大器输出电压驱动的。这相比于使用双极晶体管作为调整管的电路，就大大 降低了l d o 的电流消耗。另外，要让整个l d o 工作在比较高的效率下，就要使 调整管在电源电压变化的大部分时间里尽量处于饱和区靠近三极管的区域，这 样才能确实保证较低的压差。 l d o 的具体应用主要在如图1 7 所示的几种结构中： 6 第一章引言 图1 7l d o 的典型应用 图1 7 ( a ) 所示的是一种最常见的a c d c 系统，交流电压经过变压器后经 整流后变成直流电压。该电路中l d o 的作用体现在：消除噪声，抑制纹波，当 交流电源电压变化时提供稳定的输出电压。 便携电子设备在电池组供电工作过程中，电源电压都将在很大范围内变化。 比如锂离子电池充足电时的电压为4 2 v ，放完电后的电压为2 3 v ，变化很大。 除了供电，负载的变化也会影响供电电压。另外，小型精密电子设备还要求电 源非常干净以保证设备正常工作。这些要求都可以通过在电源后加入l d o 来满 足，如1 7 ( b ) 图所示。 开关型d c d c 的效率很高，不过电压调整率等性能较差，且噪声和纹波也 都较大，这些问题的影响在对模拟电路供电时而显得尤其突出。在开关型d c d c 输出端接入l d o ，如图1 7 ( c ) 所示，就可大大提高输出电压的稳压精度，实现 有源滤波，而且供电效率也不致明显降低。 图1 7 ( d ) 的结构是多路有使能控制端的l d o 系统。在很多应用中，比如 7 第一章引言 无线通信设备通常只有一个电池，但设备的各个部分常采用彼此独立的不同电 压供电，这就需要多个稳压器来供电。设备里的某些部分不工作时，为了节省 电量，通常希望给它们供电的l d o 转入睡眠状态。于是这种任何一路都可以在 不用时关闭的多路l d o 供电系统就变得非常必要了。 1 2 3 两种主要实现方式的总结和比较 表1 1 总结比较了两者的优势与劣势： 表1 1l d o 与开关型d c d c 性能的比较 l d o 开关型d c d c 优点： 优点： 成本低效率高( 因此降低了冷却的要求) 电路简单，外围器件少，面积小一个稳压器可以产生多个输出电压 低纹波小噪声 对负载和电源的变化响应迅速 e m i ( 电磁干扰) 低 缺点：缺点： 效率较低成本高 需要冷却设备时需要较大的面积电路复杂，外围器件多，面积大 高纹波大噪声 e m i ( 电磁干扰) 高 稳定时间较长 从表格中可以看出，开关型d c d c 转换器在大部分性能上都逊于l d o ，它 需要更多的外部元件，而且输出噪声很大，而其电路结构的复杂性以及对外部 元件的依赖，使得制造成本较高且占用版图面积大。电感是最大的外部元件， 这为开关型d c d c 的使用带来很大不便。同时开关型d c d c 的原理决定了该结 构必须以较高的频率来开启和关闭一个存储电感，此动作必然引起较大的输出 噪声。这个噪声会传送给负载器件，又扩散到系统的每个部位，使整个系统的 噪声特性由此变差。噪声问题的解决需要加电容和电感等额外的过滤元件，这 将增加产品尺寸并加大复杂性。 对于特定的系统，选用何种电压转换结构需要综合考虑多种情况。一般说 8 第一章引言 来，使用在升压场合一定要选开关型d c d c ；降压场合是选择开关型d c d c 还 是l d o ，则需要在在噪声、效率和成本等方面进行综合权衡。当使用环境要求 电源电压和输出电压相差较多，一般会选用开关型d c d c ，因为过大的压降会 使l d o 上消耗的能量太大，效率不高。然而倘若电源电压和输出电压较为接近， 最好是选用l d o ，由于压差低，它可达到比较高的效率。例如，在把锂离子电 池输出的电压转换为3 v 输出电压的场合中，多数情况会选用l d o 。虽然百分之 十的能量耗散掉了，但是l d o 仍然能够在提供低噪音输出的同时保证电池使用 时间较长。另外，噪声特性作为一种考虑，当遇到比较敏感的模拟电路时，就 有可能就要牺牲效率为保证电源的纯净而选择l d o 第三节本文的主要内容 如前所述，l d o 在电源管理芯片市场中份额最大，研究如何实现高性能l d o 具有很大的价值。本文在第一章主要分析了电源管理芯片的发展现状，由两种 降压d c d c 方式的比较引出了l d o 。第二章介绍l d o 的基本理论，分析了l d o 中的补偿机制，介绍了两种自适应零点补偿方法。第三章主要介绍组成l d o 的 各个子系统，其中带隙基准电压源是l d o 电路中关键的模块，它的精度和其他 性能直接决定了l d o 输出电压的精度和性能。还介绍了误差放大器、调整管和 各种保护电路。第四章主要是电路整体性能的仿真结果。第五章是本文的总结 和展望。在文章的最后是致谢、参考文献和个人简介。 9 第二章l d o 电路的频率特性和补偿方法 第二章l d o 电路的频率特性和补偿方法 上文已经介绍过l d o 的基本原理。输出一个稳定电压需要反馈系统，这样 就需要考虑系统稳定性问题。这一章主要分析l d o 的频率特性和传统的补偿方 法，继而引出更好的补偿方法。 第一节l d o 电路的频率特性分析 研究电路的反馈环路增益。如图2 1 所示，图中省略了偏置电路。 v 6 d 图2 1l d o 的环路增益测试 前馈电路包括误差比较器和调整管，反馈网络通过电阻r 1 和r 2 来取样l d o 的输出电压。先将环路的从a 点断开，在断点加入交流小信号测试电压v t ，然 后取得绕环路一周后在r 1 和r 2 之间产生的电压。后者除以前者可得传输函数 为： a vi - a v l ( s ) a v 2 ( s ) 击 ( 2 1 ) 其中a v l ( s ) 和a v 2 ( s ) 分别是误差放大器和调整管的放大倍数。由于误差比 较器的输出电阻较大，调整管的栅极和漏极都有电容，图2 1 所示的系统将产 生两个低频极点，要优化系统的稳定性，就需要进行补偿。 使系统变得更加稳定，可采用两种方式。第一种是减小反馈系数，这样 第二章l d o 电路的频率特性和补偿方法 做可以使环路增益幅频曲线的单位增益频率( u g f ) 更加靠近原点，由于其相频 特性曲线并不因的减小而改变，所以系统的相位裕度得以提升，系统更加稳 定。可是由此带来的问题是环路增益减小，带宽降低，使系统的瞬时特性变得 糟糕。同时环路增益减小也会带来系统精度的下降。第二种方式是在系统中加 入零点，这种方式通过修改环路传输函数使相位交点出现在更高频率，使系统 更加稳定；同时又增加了带宽，使系统的速度提高，瞬态特性变好。从两种方 式的比较分析中看出，通过引入零点来补偿是最佳方法。 第二节传统的e s r 电阻补偿方法 詈 图2 2 有输出电容和负载的l d o 电路模型 传统的l d o 补偿方法是在电压输出端外接电容c o ，它和与其串联的e s r ( 寄 生等效串联电阻) 产生一个补偿用的零点陋l 口3 。如图2 2 所示，图中包含了可 能产生稳定性问题的各种因素。其中g 。是误差放大器的跨导，r 表示其输出 阻抗；g m p 是调整管的跨导、c 胛是其栅极的寄生电容，其输出阻抗则用r 。一胛 表示；电路的负载用一个电流源i l 和一个负载电阻r l 并联来表示；c d 为输出 电容，其寄生等效串联电阻e s r 的阻值为r 。；c 6 是旁路电容；反馈取样电阻 是蜀和尺，。因为旁路电容通常是较小的高频电容，其e s r 可忽略嘲。 为了分析的方便，将反馈环路从a 点断开，研究环路的增益： i 彳，i ：g m a r o a g m p z j c l ( 2 2 ) 【l + s r 明c 鲥】【尺l + r 2 】 第二章l d o 电路的频率特性和补偿方法 其中z 是l d o 的输出端的阻抗。其数值为： z ：r上： 墨墨险墨竺：盟一( 2 3 ) x s c o r e , , + 1 ! s c os c bs 2 c o g r x r 甜+ s c d 尺x + r 耵，】+ s q r x + 1 这里面的r x = r o 一一( r i + r ：) 是调整管的输出阻抗与取样电阻的并联， 是从输出端往里看的阻抗。其中r l 被忽略，因为它的值通常远大于r x 。 在典型情况下，输出电容c o 比旁路电阻c b 大得多，经过简化，z 的表达式 可以写成： z 竺! 二竺! ! 竺竺垦! ( 2 4 ) 【1 + s ( r 。一胆。+ r 鲫) c ：】 1 + s ( r 。一胂”1r e , r ) c b 】 从式( 2 2 ) 和式( 2 4 ) 中可以看到，整个反馈系统有三个极点和一个零 点，把它们列出： p l = l c o i o p 螂 ( 2 5 ) p 2 = l c p a r ( 2 6 ) p 3 = l c b r 燃， ( 2 7 ) z l = l c o r 酷， ( 2 8 ) 图2 3 标明了各个极点和零点的相对位置： - 、 勺 、- 一 a 日 o | p l v 飞 z j p 2 v v 飞 鼻 、 图2 3l d 0 各极点和零点的频率 从( 2 5 ) ( 2 8 ) 式可以了解到，输出电容c o 的类型和大小决定了鼻、 只和z 的位置。对于稳定的电路，e s r 的允许范围与电路特性和负载电流的要 1 2 端产生的极点。 零点的位置比较靠近主极点也是由于c o 较大。由于调整管需要在大电流负载下 仍旧需要保持低压降和低功率，所以它的面积非常庞大，其栅极的寄生电阻c p a r 很大，考虑到误差比较器输出端的较高阻抗r o a ，两者产生的p 2 处在较为低频 的位置，是第一副主极点。 系统稳定性最坏的情况出现在负载电流最大的时候。因为 r o p a s s = l 五i o u t ，因此主极点线性正比于负载电流，i o u t 越大，主极点越被推 向高频。与此同时环路增益随着负载电流的增加而下降，可是下降的速率与电 流的平方根成正比( g 。, p r 。一一：笪竺竖竺掣o c _ 7 ；) ，这个速率小于 a i o l o u r 主极点随电流推向高频的速率。所以综合起来考虑，增加的i o u t 把单位增益频 率( u g f ) 推向更高的频率，如图2 4 所示。这使得系统的稳定性变差。如果极 点p 3 在离单位增益频率很近的地方，系统将会非常不稳定。 图2 4 负载电流的增大使系统的单位增益频率( u g f ) 更高 有趣的是，随着输出负载电流的增加。系统的稳定性变差，可是其他方面 却变得更出色。如图2 4 所示，更大的负载电流意味着更大的带宽，电路的瞬 态响应和电源抑制比都会随之改善。 以上的一对矛盾可以通过图2 5 所示的方法加以缓和。 把极点p 2 往外推到远离单位增益频率的地方可以增强系统的稳定性，增加 相位裕度。具体方法由在调整管的栅极和误差放大器的输出端加上一个缓冲器 来实现。 1 3 号百胃。 第二章l d o 电路的频率特性和补偿方法 图2 5 加入缓冲器的l d o 电路 图中缓冲器的加入将数值都较大的r o g 和c p a r 隔离，而一般情况下缓冲器 本身带来的c b u f 和r o b u f 远远小于c p a r 和r o g 。这种方法最终把低频的p 2 分裂 成两个高频的极点p 2 和p 2 。它们表示成： 之= i r d g g 矿 ( 2 9 ) 最= l 疋埘c 即 ( 2 1 0 ) 通过合理的设计，可以把它们推到单位增益频率以外，这样就能使电路的 相位裕度得到显著提高。 由此知道通过在l d o 的输出端接入补偿电容c o 和e s r 以及加入可以将一个 低频极点分裂成两个高频极点的缓冲器就得到了l d o 一个比较好的补偿方式。 可是这种方法仍然存在一些不足，主要的有两点，总结如下呻1 ： 1 ) e s r 阻值的精确性直接关乎补偿效果的好坏。这种补偿法要求e s r 既不 能太大也不能太小。为了获取合适和精确的输出电容和等效串联电阻e s r 的值， c o 一般由体积庞大稳定性高的钽电容实现，它的等效串联电阻e s r 有几欧姆， 但代价是系统的成本会随这种昂贵的电容增加；陶瓷电容虽价格低廉，可是其 等效串联电阻e s r 只有几毫欧到几十毫欧之间，无法满足设计要求。 2 ) e s r 零点补偿最主要的缺点是不够灵活。c o 和e s r 的值被选定后，补偿 零点的值就确定了。可是正如前面所分析的，输出端产生的主极点的值会随着 负载电流的变化而改变，在负载电流较大的时候主极点频率甚至可以高于原先 的第一副主极点。系统在工作时负载电流会经常变化，而固定零点的补偿方式 并不能很好的适应这种变化，这给系统带来一些不稳定性。 1 4 第二章l d o 电路的频率特性和补偿方法 由上面的分析，希望为系统加入一个零点用作补偿，而且这个被引入的零 点是一个随着输出极点的变化而变化，进行动态补偿的零点。下面的补偿方法 在一定程度解决了这个问题。 第三节一种跟踪负载变化的补偿方法 这种方法实现的思路是在误差放大器的输出端与调整管的栅极之间加入一 个