（微电子学与固体电子学专业论文）单片集成升压型dcdc的效率分析与设计.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 摘要 随着便携式消费类电子的快速发展，电管管理在电子产品中的地位越来 越重要，提高d c d c 转换器的效率，以延长供电电池的使用寿命的需求也变 得越来越迫切。因此本文专注于升压型d c d c 转换器( b o o s t ) 的效率问题， 重点讨论提高效率的方法、实现以及优化技术。 本文首先介绍了b o o s t 转换器的电路结构及工作原理，讨论了b o o s t 转换 器的各种损耗源，并考虑本文设计的b o o s t 转换器的参数，模拟了其主要损 耗源，最后得出系统效率与负载电流以及频率的关系，从而证明了在轻载下 采用脉冲频率调制( p f m ) 方式，可以明显地提高系统轻载时的效率。因此提 出了本文中设计的b o o s t 转换器采用脉冲宽度调制( p w m ) 和脉冲频率调制 ( p f m ) 相结合的混合调制方式，以实现全负载范围内的高转换效率。随后着 重讨论了本文实现p w m p f m 混合控制的方法，从系统地角度构建了p 1 】| m p f m 混合控制逻辑，实现了p w m p f m 两种模式间的自动切换。主要损耗源的设计 优化方法也作为重点，在本文中做了讨论，其主要集中在功率管损耗、驱动 电路损耗以及同步整流技术这三个方面。 本文所构建的b o o s t 转换器已采用0 6 u mb i c m o s 工艺实现了晶体管级电 路的设计。因此本文给出了系统效率的仿真结果以及p f m p w m 调制方式在不 同负载下输出波形，从而验证了本文构建的p f m p w m 混合控制系统不仅能够 正常工作，并且实现了全负载范围内的高效率，达到了设计目的。 关键词：升压转换器，高效率，脉冲频率调制，脉冲宽度调制 a b s t r a c t p o r t a b l ep o w e ri si n c r e a s i n g l yb e c o m i n gt h em o s ti m p o r t a n ta p p l i c a t i o na r e ai o r p o w e rs e m i c o n d u c t o ri n t e g r a t e dc i r c u i t s ( i c s ) s m a l lf o r mf a c t o r ，h i g he f f i c i e n c y a n dl o wc o s ta r et h em o s td e s i r e df e a t u r e sf o rp o r t a b l ep o w e ri c s t h i sp a p e r f o c u s e so nt h ec o n v e r s i o ne f f i c i e n c yo fd c d cb o o s tc o n v e r t e dw h i c hm u s tb e i m p r o v e ds ot h a tt h e1 i f e t i m eo fb a t t e r yi np o r t a b l ee l e c t r o n i cp r o d u c t sc a nb e p r o l o n g e d t h em e t h o d ，i m p l e m e n t a t i o na n do p t i m i z a t i o nw i l lb ed i s c u s s e d t h ep r i m a r yc i r c u i t s t r u c t u r ea n db a s i cp r i n c i p l eo fb o o s tc o n v e r t e r a r e i n t r o d u c e df i r s t l y t h e nt h es o u r c e so fp o w e rd i s s i p a t i o no fd c d cc o n v e r t e ra r e d i s c u s s e da n dm o d e l e d t h er e l a t i o n s h i pb e t w e e nt h es y s t e me f f i c i e n c ya n dl o a d c u t r e n ti sd e r i v e d ，a sw e l la sf r e q u e n c yi ts h o w st h a tt h ee f f i c i e n c yb e c o m e s b e t t e r i n p f m ( p u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n ) m o d e t h a ni np w m ( p u l s ew i d t h m o d u l a t i o n lm o d eu n d e rl i g h tl o a d s ot h ep f m p w mh y b r i dm o d e i sp r o p o s e dt o r e a li z et h eh i g he f f i c i e n c yi naw i d el o a dr a n g e t h ep f m p w mc o n t r o ll o g i c c i r c u i ti s d e s i g n e d ，b yw h i c ht h es y s t e m m e d i u mt oh e a v yl o a da n da u t o m a t i c a l l y c a no p e r a t ei np w mw h e nd r i v i n g s w i t c h e st op f mm o d ei ft h el o a d r e q u i r e dl e s sp o w e r t h eo p t i m i z e dm e t h o d so ft h ep r i m a r yd i s s i p a t e ds o u r c e sa r e d i s c u s s e d ，s u c ha sp o w e rt r a n s i s t o r s ，d r i v e rc i r c u i ta n ds y n c h r o n o u sr e c t i f i e r t h eb o o s tc o n v e r t e ri sd e s i g n e da n ds i m u l a t e db a s e do no 6 u m b i c m o s p r o c e s s f i n a l l y , t h ef u l ls y s t e mi ss i m u l a t e da n dd e b u g g e d t h es i m u l a t i o nr e s u l t s s h o wt h a tt h es y s t e mn o to n l yc a nw o r kp r o p e f l y ，b u ta l s oh a v eh i g he f f i c i e n c yi n 如1 1l o a dr a n g e k e y w o r d s ：b o o s tc o n v e r t e r ，d c d c ，h i g he f f i c i e n c y ，p f m p w m 西南交通大学曲南父遗大字 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意 学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文 被查阅和借阅。本人授权西南交通大学可以将本论文的全部或部分内容编 入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复印手段保存和汇 编本学位论文。 本学位论文属于 1 保密口，在年解密后适用本授权书； 2 不保密回，使用本授权书。 ( 请在以上方框内打“”) 学位论文作者签名：辟埠 日期：7 矿对； 指导老师签名：。煅派 r 期：训君牛； 西南交通大学学位论文创新性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是在导师指导下独立进行研究工 作所得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不包含任何其他个 人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和 集体，均已在文中作了明确的说明。本人完全意识到本声明的法律结果由 本人承担。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 1 1 研究的背景及意义 第一章绪论弟一早z 石v 匕 伴随着能源重要性的提升，节能已经从简单的一句口号变成影响产品成 本的重要组成部分。据世界能源组织评估，2 0 年来世界能源净成本上升1 2 0 以上。电源管理，这是任何电子产品都无法回避的重要步骤，伴随着能源成 本的提升，降低功耗就成了时下电子产品重要的竞争优势之一。以移动取胜 的便携产品以电池供电为主，对功耗的要求自然非常严格，特别是目前的便 携产品加入的功能源越来越多，这对电源管理系统提出了新的挑战。随着半 导体技术的发展，高效、低功耗、低电压、高精度、低噪声、高集成度的电 源管理芯片成为未来的发展趋势。 d c d c 变换器是一种应用日益广泛、极其重要的电源管理方式，实现直流 电源之间电压的转换，可以实现电压的降低、升高和极性翻转，最突出的优 点是转换效率很高，是各种电源管理方案中最高的。理论上，在任何转换比( 输 出与输入的电压比) 情况下，其转换效率都可以逼近1 0 0 ，实际中，效率达到 9 6 以上的d c - d c 变换器在市场上已经不罕见心1 。便携式电子产品通常采用电 池供电，因此需要效率高、体积小、重量轻的低电压d c - d c 转换器。从而致 使高频、高效、低压输出成为开关电源的主要发展趋势口4 | 。 1 ) 高频化：为了缩小开关变换器的元件的体积( 电感，电容) ，提高功率 密度，改善动态响应，小功率d c - d c 转换器的开关频率已经可以提高到 1 m h z 以上，但高频化又产生了新的问题，如：开关损耗以及无源元件的 损耗增大，高频寄生参数以及高频e m i 的问题等。 2 ) 高效化：应用各种软开关技术、同步整流技术、以及多模式工作技术 等可以大大的提高模块在低输出电压时的效率。比如l t c 3 4 0 4 l t c 3 4 0 5 l t c 3 4 0 6 等产品可以达到9 6 的转换效率哺3 。 3 ) 低压输出：例如现代微处理器的v r m 电压降为1 1 - 1 8 v ，但其工作与 闲置时的电流变化大，并且多数情况下工作于闲置模式，即便携式电子设 备的d c d c 转换器长期处于轻载运行。那么必然要求d c d c 转换器在负载 变化的整个范围内具有高效率。 提高d c - d c 转换器的效率意味着要降低电源的损耗。文献 6 阐述了d c - d c 转 换器的损耗可以分为三大类：导通损耗、开关、固定损耗。导通损耗主要是 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 各种开关元件导通电阻引入的，因此它和负载电流的平方成正比；开关损耗 是由于开关交换时其栅电容的充放电引起的，它与开关频率成正比；固定损 耗主要是指控制电路的静态电流。因此d c - d c 转换器的效率可以表示为： ，7 ：；笠垒；( 1 - 1 - 1 ) 。 巧( r + 尺阳，) + z k c g 口据+ 片 其中厶为负载电流，兄为负载电阻，r 。为功率管导通电阻、电感绕组、电容 等效串联电阻的和，c 阱。等效为功率管及驱动管的栅电容，f 。为开关频率，v 。 为芯片供电电压，p ，为固定损耗。 脉冲宽度调制( p w m ) 模式的d c d c 转换器其开关频率固定，开关损耗和固 定损耗与负载电流无关，当负载电流很大，导通损耗比例变重，式( 卜1 1 ) 可 近似为t 1 = r 。( r 。+ r ) ，如r o r 叫，效率接近1 0 0 。但是如果当负载变得很轻 的时候，开关损耗与固定损耗所占的比重加大，系统效率将显著下降。如果系 统工作在重载状态的时间很短，那么轻载时的能量损耗将成为电池运行时间的 主要决定因素，因此其高轻载时的转换效率变得至关重要。基于上述的考虑， 脉冲频率调制( p f m ) 模式被应用于轻载下。工作于低频下的p f m 模式将有效的 减小开关损耗，从而能维持较高的转换效率。 因此采用适当的控制策略，使得重载时转换器工作在p w m 模式下，轻载 时转换器工作在p f m 模式下，可以大大降低系统的功率，提高系统的电源效 率。本文的研究也是基于上述理由，从控制策略、各种损耗源的分析，来实 现系统高效率的设计h 。 1 2 国内外研究现状 国外的电源管理芯片厂商很多，最主要有m a x i m 、t i 、l i n e a r 、n s 、s t 、 i r 等，他们的产品都已经非常成熟，能够提供高质量、全系列的电源管理芯 片，包括升压、降压、升降压、固定、可调输出、不同负载能力的芯片。 国内开关电源自主研发及生产厂家有3 0 0 多家，形成规模的有十多家。国产 开关电源已占据了相当市场，并由少量开始出口。然而，由于缺乏核心芯片 技术，严重的制约了其发展，缺乏竞争力。因此，国内电源整机厂家所用的 电源管理芯片均由国外公司提供。这些芯片厂商普遍能够提供令国内厂家满 意的电源管理芯片，但是，由于没有国内产家参与竞争，他们的报价几乎都 在其成本的四倍左右。这样，不但使电源整机的成本居高不下，大部分利润 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 被国外厂商剥夺，而且技术上受制于人，很难实现大的突破。所以，开发具 有自主知识产权的电源管理芯片乃大势所趋。近年来，便携式消费电子产品 快速发展，更是为电源管理市场的发展加速。国内的一些研究所、大学研究 机构也加入到电源管理芯片的研究与开发当中，力求缩短与国外在技术上的 差距。 1 3 论文的主要工作 本论文将实现高效率的单片集成升压型d c - d c 作为研究目标。系统的分析 和模拟了影响系统效率的主要因素及损耗源，从而提出和实现了高效率的 b o o s t 转换器的架构方案，总结了各种损耗源的优化方法，并把这些方法应用 于输入电压范围0 7 5 5 v ，输出电压范围2 5 5 5 v ，工作频率i m h z 的升压 型d c - d c 转换器。并采用0 6 u m b i c m o s 工艺实现了该转换器，利用h s p i c e 进 行了系统级的仿真验证，系统的效率最高可以达到9 3 。下面我们介绍一下本 文各章节的内容安排。 第二章简单的介绍了开关电源的基本工作原理，重点叙述了升压型d c d c 的电路结构及其工作原理，分析了d c - d c 转换器的控制方法：p w m 控制、p f m 控制和p f m p 1 l m 混合控制。并通过模拟系统的主要损耗源，分析了p w m 和p f m 控制方法对系统效率的影响，得出了系统效率与负载的关系。从而提出了高 效率b o o s t 转换器的p f m p w m 系统架构方案。 第三章详细的阐述了系统效率的设计实现。首先讨论了本文选择p f m p w m 混合控制方法来提高系统效率，分析了本文中如何实现p f m 以及p w m 控制模 式，并设计了适当的控制逻辑，以达到在不同负载条件下，实现p f m 和p w m 模式的自动切换。然后详细的讨论了同步整流技术、p o w e r f e t 的宽度优化方 法以及驱动电路的功耗优化方法，并结合本文所利用的0 6 u m b i c m o s 工艺， 给出设计参数，从电路级作了仿真验证。 第四章给出了本文中单片集成升压型d c d c 的系统仿真方法以及外围元 件参数，采用h s p i c e 做了系统级仿真，根据不同负载电流进行了效率统计， 分析对比了p f m ，p w m 不同模式下效率的差别。同时模拟结果也表明了系统能 够正常工作，成功实现了p f m p w m 控制可以根据负载自动切换的功能。与同 类产品的效率进行了比较，最高可达到9 3 的系统转换效率，也说明了本文的 方案具备一定价值。 第五章是结论。 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 第二章高效率b o o s t 转换器系统方案设计 2 1 开关电源的基本原理 关电源常见的拓扑结构多达十几种，在这里主要介绍一下非隔离式d c d c 转换器。该类转换器在便携式系统中比较常见，主要拓扑结构有b u c k 型、b o o s t 型和b u c k - b o o s t 型三种。其各自的电路机构如图2 - 1 一i ，其他的结构都是从 这三种构架中衍变出来的。 u l叫叫c1 、k k c r i t 时，b o o s t 转换器工作在c c m 模式，则： 矿= 卫( 2 - 2 - i ) ” 1 一d 当k v r e f 时，方波时钟被屏蔽，s 1 关断，将跳过 几个周期，使v o 下降，周而复始，输出电压v o 可以被稳定。这种模式也可 以叫做“跳过周期模式( s k i p ) 。限流p f m 模式和时钟p f m 相似，只是用 o n e s h o t 电路代替振荡器，在此不在赘述，详细请参考文献 1 4 。 2 3 高效率b o o s t 转换器系统设计方案讨论 2 3 1 系统设计要求 目前，便携式电子设备都是电池供电，如手机用锂电池。本文设计的b o o s t 转换器主要用于该类电池供电设备，因此它属于低电压输出( 3 3 v 或者更低) 。 便携设备的个特点是当使用它时就需要大功率，因为此时如背光屏、处理 器、发射器、存储器都开始工作，当不被使用时，只须低的功耗。因此为了 延长电池的使用时间，都期望转换器的效率在全负载范围内都较高，本文正 是基于这个目的。根据应该要求，b o o s tc o n v e r t e r 转换器的关键指标要求如 表2 3 一l 。 表2 - 3 - 1 关键指标参数 启动输入电压 1 3v 一5v 正常输入电压 0 7v 一5 v 输出电压范围 2 5v 一 5 v 负载电流 0 8 0 0 m a 开关频率1 删z ( 8 6 ) 效率 9 0 2 3 2b o o s t 转换器中各损耗源分析 在第一章简单的说明过d c d c 转换器的损耗一般分为三类：导通损耗、 开关损耗、固定损耗，如式2 3 1 ： = 艺耐( ) + 彬。z + ( 2 3 1 ) 其中p 。删为导通损耗，是负载电流的函数；w 。，f 。为开关损耗，与开关频率f 。 成正比；p 协。为固定损耗，跟负载电流和开关频率都没关系，主要是一些控 制电路的损耗以及各种元件的漏电流损耗等。如表2 3 - 2 对各种相关的损耗 源进行了总结。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 0 页 表2 - 3 2 损耗源总结 m o s f e t 的导通电阻损耗 整流二极管的正向压降损耗 负载相关损耗电感绕组损耗 电容等效串联电阻损耗 频率相关损耗m o s f e t 输出电容 m o s f e t 栅电容 d i o d ec a p a c i t a n c e d i o d es t o r e dm i n o r i t yc h a r g e i n d u c t o ra n dt r a n s f o r m e rc o r e1 0 s s s n u b b e r1 0 s s 栅驱动损耗 其它固定损耗控制电路静态电流 m o s f e t ，二极管，电容漏电流 导通损耗直接依赖于负载电流，和开关频率无关。主要是因为开关管的 导通电阻和二极管的压降引起的，在重载时，导通损耗占主导地位，其它的 损耗可忽略，但在轻载其影响很小。 开关损耗与开关频率成正比，而与负载电流无关。如存储在m o s f e t 栅电 容或者输出电容的能量损耗。如开关管m o s f e t 截止时，其栅电容对地短路， 能量被损耗了。总的开关损耗就等于开关导通截止交换过渡期间储存在电容 的能量乘以开关频率f s ，详细分析请参考第三章。因为开关频率和频率有关， 在重载可能不太明显，但在轻载时，p w m 模式下的开关损耗的比重变大，严重 影响了系统的转换效率。 固定损耗与开关频率和负载电流都无关。主要包括控制电路的静态电流和 功率管、输出电容的漏电流。这些损耗在系统工作期间一直保持不变，甚至 有些在系统开闭后仍然存在，如漏电流。他们代表着电源( 电池) 的最小损 耗，应该力求最小化。对于低压应用的电池供电系统，为了减小损耗，提高 效率，常常利用同步整流技术。如图2 2 3 中的二极管d l 用p m o s f e t 代替。 此时需要增加一个控制电路开关p m o s f e t 。如果p m o s f e t 足够的大，就可以获 得任意小的导通电阻，其压降小于二极管的正向压降，所以导通损耗减小了。 在低压应该的电池供电设备中，同步整流技术与二极管比，具有明显的优势。 西南交通大学硕士研究生学位论文第11 页 另外一个优点，m o s f e t 的漏电流也远小于一个低压降的肖特基二极管。同步 整流技术的采用，使得栅驱动电路的设计变复杂，因此必须仔细的设计，以 保证功率管能正确地开关，详细将在第三章讨论。 当开关频率固定和开关频率可变时，其各种频率成份的比重不同，所以 系统的效率也随之而变化。文献 1 6 中对这个问题进行了分析，在此我们了 为了反映本文中设计的b o o s t 转换器的效率问题，在下一节对其主要效率成 份进行了简单的模拟，以更加直观的方式描述其效率与频率、负载电流的关 系，为高效率系统提供设计参考。 2 3 3 系统效率方案讨论 在此主要模拟开关损耗、导通损耗和固定损耗对系统效率的影响，如 ( 2 - 3 - 1 ) 所示。开关损耗只考虑了功率管的栅电容和其驱动电路的栅电容； 应用了同步整流技术，因此导通损耗包括开关管n m o s 的导通电阻和整流管 p m o s 的电通电阻；固定损耗只要考虑控制电路消耗的电流。以上参数均基于 我们设计的实际电路的参数，在表2 3 3 列出。 表2 - 3 - 3 各损耗值参数表 苴 参数名符号值 位 所有相关的开关损耗电容c g t o t o 7 n f n m o s r o n n 0 1 7 导通电阻 q p m o sr o n p0 2 2 固定损耗 i f ix 。d 1 0 0u a 设电感电流的均方根值为i 惦，则：n 7 3 i l , r m $ = ) 2 + 等】 ( 2 - 3 - 2 ) 其中i o 为负载电流，m 为b o o s t 转换器的转换率，其值表达为： ，矿 1 m = 卫= 二一 圪1 一d ( 2 3 3 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第12 页 x1 l 为电感阴驭汲电况，共但口j 衣不为： ，：v o m - - i 搿，m | 那么，系统的导通损耗为： p p m 。s2 r 一 m o s 2 r o # e i t 舢去 p n m a s = r 一气m 强= n i j 娜- 等 ( 2 - 3 - 4 ) ( 2 - 3 - 5 ) ( 2 - 3 - 6 ) 开关损耗为： 岛= 曙z ( 2 - 3 - 7 ) 现在可得到效率为： 。一 圪厶 叩2 i i o l o + p p m o s + j p n m o l s + p s w + 一i n 。d v o ( 2 3 8 ) 参考系统设计需求表2 - 3 1 ，为了计算效率，设典型参数值如表2 - 3 - 4 。 表2 - 3 - 4 典型计算参数 参数名符号值单位 输入电压 v i n 2 4 v 输出电压 v o3 3 v 电感 l3 3u h 开关频率 f s1m h z 利用m a t h c a d 工具，绘制出式( 2 - 3 8 ) 之效率随负载电流变化曲线。从 该图我们看出，当负载小于2 0 m a 时，效率从8 0 降快速下降，当负载小于3 m a 时，效率己减小到5 0 。 西南交通大学硕士研究生学位论文第13 页 l o a dc u r r e n t ( a ) 图2 - 3 - 8p w m 效率与负载电流的关系曲线 f s = l m h z 那么对于长期工作在轻载下的设备，其电池寿命必然缩短，这是我们不希望 出现的。分析式( 2 - 3 - 8 ) ，在整个负载范围内，开关频率p s w 不变，轻载时 导通损耗减小，所以如果此时我们减小开关频率，开关损耗线性减小，必然 提高轻载时的效率。为了简单说明，我们直接把开关频率从1 m h z 减小到 5 0 k h z ，其轻载部分的效率明显提高，如图2 3 9 所示。基于上述考虑，在轻 载时可以采用p f m 模式，即让开关频率随负载电流的减小而减小，这必然提 高轻载时的效率。为了比较准确地模拟p f m 模式下效率与负载电流的关系， 因此需要推导出开关频率与负载电流的关系。 西南交通大学硕士研究生学位论文第14 页 e f f i c i e n c y l ( i o ) 一 e f f i c i e n c y 2 ( i o ) _ _ l _ - j - r z - 7 】s ：3 u d 姐 。 f s =l m1 2 ， 一 一 一 ， 一 ， 一一一 一7 ， 一一 l o a dc u r r e n t ( a ) 图2 3 9p w m 效率与负载电流的关系曲线 在轻载时，电感电流工作在不连续模式，如图2 - 3 - 1 0 。设开关周期为t s w ， 它包括三段。第一段开关管n - c h a n n e l 导通，能量从输入电池传输到电感； 第二段整流管p - c h a n n e l 导通，电感储存的能量传输到负载；第三段，两个 功率管都关断，没有导通损耗，仅仅是漏电流损耗。如2 2 3 节所讨论，利 用p f m 峰值限流方式，设峰值限制电流为i p e a k 。则每个开关周期一个固定的 t l ( t ) 能量被传输到负载： t o nt s w 图2 3 一1 0 非连续模式下电感电流的波形 西南交通大学硕士研究生学位论文第15 页 圪耐= 圭珥。z ( 2 - 3 - 9 ) 为了模拟p f m 模式下系统的效率，我们需要知道频率f s 与负载电流的函数关 系。如图2 3 1 0 设电感电流的上升时间为t n ，下降时间为t p ，则有： 那么可以得出： 平均电感电流为： p e a k - - 丘l 一半 一n ip r 拈嵩； 对于b o o s t 转换器我们知道： 。、 ia e 噍l 妒磊 t = 警 厶= 瓦万i ；, , 面k l v o i l = m 1 0 ( 2 - 3 - 1 0 ) ( 2 - 3 - i 1 ) ( 2 - 3 - 1 2 ) ( 2 - 3 - 1 3 ) ( 2 - 3 - 1 4 ) 所以，结合式( 2 3 1 3 ) 和( 2 3 1 4 ) 可以求出频率与负载的关系，如下： z2 蛩 ( 2 - 3 - 1 5 ) 将式( 2 - 3 1 5 ) 代入式( 2 - 3 7 ) 可以得到p f m 模式下的开关损耗： 岛，删：c g f 口，嘭( 丝华) ( 2 _ 3 - 1 6 ) p e a k l yo 因为p f m 模式下，b o o s t 转换器工作在非连续模式，其电感电流的r m s 值需要 重新推导，参考文献 1 7 可以得到其表达式为： i l , 胧s ( p f u ) = l o 8 等半 ( 2 - 3 - 1 7 ) 在p f m 模式下，导通损耗表达式( 2 - 3 5 ) 和( 2 - 3 - 6 ) 中的i 眦。用式( 2 - 3 1 7 ) 西南交通大学硕士研究生学位论文第16 页 代替，则可得到p f m 模式下的效率： 1 7 t y 仇删，2 雨了磊= 了磊o = l o 了磊了瓦万 2 3 1 8 利用表2 - 3 - 3 和表2 - 3 - 4 的参数，并设峰值电流i p e a k = 4 0 0 m a ，可以模拟该情 况下的效率与负载的关系曲线，如图2 3 一1 1 。当然，峰值电流的选择也需要 根据效率来决定，如果选择的太小，效率会降低，太大也会降低，因此我们 折中选择了4 0 0 m a 。 e f f i c i e n c y p f m ( i o ) l o a dc u r r e n t ( a ) 图2 - 3 1 1p f m 模式下轻载时的效率 很明显，图2 3 1 1 证明了轻载时，可变频率( p f m ) 可以获得更高的效 率。负载l o o u a 时都可接近5 0 ，此时固定损耗电流为l o o u a 可与负载l o o u a 相比。 为了便于比较，将效率曲线图合二为一，如图2 - 3 - 1 2 所示。通过两条曲 线的比较，可以更加明显的看出，在轻载时，p f m 模式的效率高于p w m 模式， 重载时，p w m 模式的效率高于p f m 模式。 综上所述，要实现全负载范围内的高效率，必须降低轻载时开关频率， 因此在轻载时采用p f m 模式，重载时采用p w m 模式。其他损耗源，如控制电 路损耗，导通损耗以及驱动损耗以及电感电容元件的寄生参数也应该尽量优 化，以得到最佳值。第三章将论述本文中b o o s t 转换器使用p f m p w m 控制方 西南交通大学硕士研究生学位论文第17 页 案的实现，以及其他这种损耗的优化。 e f f ic i e n c y p f m ( i o ) e f f i c i e n c y p w m ( i o ) - 。崞辽_ ， 一中 1 - ， ， 一，i ， ， ， ， ， _ ， r l - r 一 ， ，一 i o l o a dc u r r e n t ( a ) 图2 - 3 - 1 2p f m 和p w m 模式下的效率曲线 西南交通大学硕士研究生学位论文第18 页 第三章单片集成升压型d c - d c 效率设计实现 3 1 控制方案的实现与验证 便携式电子系统的负载变化范围很大，其差别可能在几个数量级，因此系 统有相当一部份时间是处于空闲状态，这就要求系统不仅在重载情况下具有 高效率，而且在轻负载时也应具有较高的效率。d c d c 转换器的开关损耗和驱 动损耗和负载电流无关，因此在轻载时，这部分损耗对于整个输出功率来说 是非常之大的。如果转换器工作在重载状态下的时间很短，那么轻载时的能 量损耗将成为电池运行时间的主要决定因素。所以说，提高轻载时的转换效 率是非常重要，而p f m 控制在轻载时工作频率变小，从而驱动损耗和开关损 耗变小，因此轻载时的效率得到了提高。因此采用适当的控制策略，使得重 图3 - 1 1b o o s t 转换器的系统功能架构图 载时转换器工作在p w m 模式下，轻载时转换器工作在p f m 模式下，可以大大 降低系统的功耗，提高系统的电源效率n8 | 。基于第二章系统效率方案的讨论， 因此本文采用了p w m 和p f m 结合的控制策略，以达到系统效率在全负载范围 西南交通大学硕士研究生学位论文第19 页 内的最佳化。图3 1 1 显示了本文中b o o s t 转换器的系统功能架构n9 j 。我们 利用选择信号s e l 让b o o s t 转换器可以分别工作在p w m 和p w m - p f m 两种模式 下，这样就可以评价两种模式的效率。下面将详细讨论本文中b o o s t 转换器 的p w m 和p f m 控制策略以及p w m 和p f m 在不同负载自动切换的实现方案。卜3 2 1 3 1 1p w m 工作模式实现 本文设计的b o o s t 转换器采用峰值电流模式，以提高系统的响应速度。 从图3 一卜2 可以看到采用峰值模式的b o o s t 转换器有两个反馈环路，即一 图3 - 1 - 2 峰值模式p w m 控制器 个电感电流采样环路，一个输出电压采样环路。采样输出电压信号f b 和采样 电感电流信号分别输入到p w m 比较器的两输入端，p w m 比较器通过比较这两个 信号，调节开关信号的占空比，以稳定输出电压。观察图3 一卜2 ，可以发现电 压反馈环路没有误差放大器，这样做的目的主要在于简化系统的环路稳定性 补偿问题，但是这种低环路增益系在统牺牲了负载调整率。关于这个问题在 本文不作讨论，具体可以参考文献心0 i 。对于p w m 调制方式，系统时钟必不可 少，它用来同步开关信号的周期，实现周期固定，脉宽可调。本文中的b o o s t 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 0 页 转换器采用1 m t l z 、占空比8 5 的时钟信号，这也决定了b o o s t 系统的开关信 号的占空比最大为8 5 ，限制了其输入到输出电压的调节范围。当时钟的上升 沿到来，触发n - c h a n n e l 导通，p - c h a n n e l 截止，此后需要采样电流输出和反 馈电压f b 比较，并在该周期内触发n c h a n n e l 截止，p c h a n n e l 导通，这个 过程实现了p w m 调制。图3 1 - 2 中的采样电流信号、斜坡补偿信号与基准信 号v r e f 求和，再与反馈信号f b 比较，其具体实现方式如图3 - 1 3 。反馈信号 f b 通过一个r c 低通滤波器后到p w m 比较器的正相输入端，p w m 比较器的反相 输入端信号为基准v r e f 、采样电流、斜坡补偿的叠加输出，如式3 一卜1 所示， v i 蚰( t ) = v r e f i , ( t ) r 3 一( f ) 尼 ( 3 1 1 ) i = il _ - 、f l 一，一一一m 一一年。 ， c u r r e n ts e n s i n g r a m pc o m p e n s a t i o n 图3 一卜3 求和比较实现 采样电路和斜坡补偿电路仅在n c h a n n e l 导通，电感电流上升时工作， n c h a n n e l 截止期间i sf ，砂、i r 俐均为零，因此式( 3 - 1 - 1 ) 可在一个开关周 期内分为两段，即： 卜( ) = 脚一尼+ 删删砌洲| ( 3 - 1 - 2 ) 【。( f ) = v r e f s w i t c ho f f j 那么现在我们可更加容易理解系统的调节过程。下面就p i ：i l v l 的工作过程作一 描述。首先在p w m 模式下开关网络有两种工作状态，即： ( 1 ) 状态1 ：n c h a n n e l 导通，p c h a n n e l 截止； 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 1 页 ( 2 ) 状态2 ：n c h a n n e l 截止，p c h a n n e l 导通。 那么控制调整过程如下所述： ( 1 ) 当f b v i n n ( s w it c ho n ) 时，系统需求满足，p w m c o m p a r a t o r 输出高电平， 即刻触发n c h a n n e l 关断，p c h a n n e l 导通，即进入状态2 。 ( b ) 振荡器的下降沿到来，系统无条件进入状态2 。从这个条件也可以 看出振荡器的占空比决定了系统的最大占空比，因此限制了系统输入 输出电压的范围。 ( c ) 当电感电流达到过流保护电路的门限时，进入状态2 。该条件的作 用在保护功率器件，以防止过流时，功率器件被损坏。 ： ： i- i 卜 ：i y v i n n ( t ) 入 l ，j j 声、 ：i f bf ii j卜一 - 系统需爿 p w m c 。m p 一。u t 、7 u i j j i i 满足 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 2 页 图3 1 - 5p w m 控制逻辑 根据上述的条件描述，我们设计出控制逻辑，如图3 1 5 所示。从图3 - 1 - 5 可以更加清楚地看到p w m 控制时，各个信号的逻辑关系。 由于使用了同步整流技术，在p w m 模式下，当负载为轻载时，为了使占 空比d 能够维持输入输出电压的关系，即： v o - - 尚 泞h ， 那么电感电流必然过零，出现反向电流，以保证电感电流的连续，如图3 - 1 - 6 所示。因为在本文采用了同步整流管( 在3 2 节详细讨论) ，其电流可以双向 流通，不同于二极管的单向导电性，所以这种情况也保证了p w m 模式下，不会 出现不连续的工作状态。所以p w m 模式在轻载工作时，不仅开关损耗所占的比 重增大，而且还有反向电流，这必然带来更大的能量损耗。因此轻载时，p w m 模式的效率很低。下面将讨论如何解决这一问题，即p f m 模式在本文中的实现 方式。 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 3 页 ：i n d u ；e t o rc u 矗e n t ： 一： ：卜l 一 1 ；t s ；_ii 图3 - 1 - 6p w m 模式轻载下电感电流的状态 3 1 2p f m 工作模式实现 本文中使用的p f m 调制方式，也可以称为“跳过周期模式 。其系统架构 图见图3 1 7 。 o n c h i p ；。j z e r o _ c r o s s c o m p a r a t o r v r e f f b 图3 1 7p f m 模式系统框图 它通过检测输出电压，来判断系统是否需要给电感充电，以补充能量。 如果输出电压大于参考电压v r e f ，则跳过该周期( 时钟上升沿) ，一直到输出 电压小于参考电压v r e f ，且时钟上升沿到来时，n - c h a n n e l 导通，电感充电。 那么此时如何确定所需充电电流的大小了，可以用两种方式来实现： 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 4 页 第一，固定一个充电时间。时间一到，即关断n - c h a n n e l ，导通 p c h a n n e l 。 第二，限制一个电感峰值电流。大于该电流即关断n - c h a n n e l ，导通 p c h a n n e l 。 在本文采用了第二种方案。这种方案使脉冲宽度减小，从而跳周期数也 减少，使输出纹波相对降低。最重要的一点在于利用这个限流值作为判决轻 载的条件之一，并且在电路上可以利用比较器实现。 本文实现p f m 模式的关键在于阻止反向电流。因为反向电流的存在使得 电感电流连续，从而使得系统可以继续工作在连续p w m 模式。如果在这种情 况下，我们选择p f m 模式，对提高效率将无意义，原因在于电流继续从输出 端流入输入端，损耗很大。当我们阻断了反向电流，系统进入非连续模式 ( d c m ) ，如果此时无p f m 限流比较器，系统将仍然工作在非连续p w m 模式下。 当给系统引入p f m 限流比较器后，此时如果p w m 模式下的系统需求满足( 可以 认为图3 一卜3 中p w m 比较器的输出高电平) ，但电感电流还没有达到p f m 限流 门限，即可以认为系统进入p f m 模式。系统继续对电感充电，一旦达到p f m 限流门限，限流比较器输出高电平，触发系统关断n - c h a n n e l ，导通p - c h a n n e l ， 电感放电。因为电感比p w m 模式稳态时多充电了，所以负载电流无法使得f b 在一个后半周期甚至后几个时钟周期内减小到小于参考电压v r e f ，所以跳过 周期现象出现。在阻断反向电流的实现方式上，我们可以采用一个过零比较 器检测p c h a n n e l 两端的电压，一旦v o u t v ( l x ) ，就说明电流小于零，关断 p c h a n n e l 即阻止了电流反向，使得输出电容的能量不被反向电流消耗，仅仅 提供给负载，提高了系统的效率。因此可以总结出在p f m 模式下，功率管有 三种工作状态，即： 1 ) n c h a n n e l 导通，p c h a n n e l 截止。该状态电感充电。 2 ) n c h a n n e l 截止，p c h a n n e l 导通。该状态电感放电。 3 ) n c h a n n e l 截止，p c h a n n e l 截止。该状态电感闲置。 基于上面的叙述，为了更加清楚地理解p f m 模式的工作，我们画出其时序图， 女口3 一l 一8 所示。 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 5 页 c l o c k d 厂 广一 r inl l 几l n i 一。一一。一。 图3 - 1 - 8p f m 模式时序图 p f m 工作模式，在本文设计的系统中仅仅在轻载时起作用。在重载时，自 动切换到p w m 工作模式。那么在接下来的这节，我们将上述的基础上详细讨论 p f m p w m 混合调制方式的实现及其控制方式的机理。 3 1 3p h m p w m 混合工作模式实现 通过前面对本文p w m 和p f m 两种工作模式的阐述，p w m 比较器即可以实现 在n c h a n n e l 导通时采样电流与f b 的系统比