（微电子学与固体电子学专业论文）低压微功耗cmos运算放大器的研究与设计.pdf

摘要 在生物科学和空间技术的研究中需要集成电路在低电压和弱电流 的条件下工作，因此，研制和生产低功耗乃至微功耗的集成电路是电子 工业界的重要课题。运算放大电路作为模拟系统和混合信号系统中的基 本电元，其性能的提高使整个系统的性能得到改善。 论文基于运算放大器的基本原理，结合低压微功耗运算放大器的 工作机理，对运算放大器输入、输出以及偏置的各种实现电路进行介 绍。以资为后续电路设计做必要的理论支持。 出于对低压微功耗运算放大器技术指标的综合考虑，设计出两级 c m o s 微功耗运算放大器和偏置电路：特别对其中低压折叠式共源共 栅输入级，c l a s s a b 类输出级结构、偏置电路、电路的频率补偿以及 噪声特性进行了详细的分析。为了实现极小的静态电流，适当偏兄运放 工作在亚阈值区。 在版图的设计上，对输入级采用交叉耦合结构，减小由于工艺原 理引起的m o s 管匹配，从而减小电路的失调电压；出于e s d 考虑， 在输入输出采用保护电路：采用保护环隔离电阻电容，减小其对核心电 路的影响。 基于t s m c0 35 u m 工艺模型，采用h s p i c e 仿真工具，对所设计 电路进行了详细的仿真。结果表明：在3 v 的电源电压下功耗为 3 3 u w ，直流增益可以达到1 0 8 d b 。静态电流达到1 1u a ，单位带宽 3 0 0 k h z ，相位裕度达到7 0 0 左右，达到预期设计的微功耗要求。 关键词：c m o s ：微功耗；低压；轨至轨：亚阈值 a b s t r a c t i nt h er es e a r c ho fb i 0 1 0 9 ya n ds p a c et e c h n o l o g y ，i n t e g r a t e d c ir c u i tsm u s tw o r ki n1 0 wv o l t a g ea n dl o ws t a t i cc u r r e n t i tisv e r y i m p o r t a n tt o d e v e l o pm i c r o p o w e rd i s s i p a t i o n 1 ci nt h ee l e c t r o n i c i n d u s t r y t h eo p e r a t i o n a la m p l i t i e r ( o p a m p ) ，a s t h e b as i c c o m p o n e n t i n a n a l o gs y s t e m a n d m i x s i g n a ls y s t e m ，c a ng r e a t l y i m p r o v et h ep e r f o r m a n c eo fi ci ns y s t e ml e v e l b a s e do nt h eb a s i c p r i n c i p l e o fo p a m pa n dt h e u n i q u e c h a r a c t e ro fl o w v o l t a g em i c r o p o w e ro p a m p ，t h es c h e m a t i c so f t h e i n p u t ，o u t p u ts t a g e a n db i a sc i r c u i t sa r ei n t r o d u c e d i nt h i s p a p e r ，a n dc a nb eu s e da st h en e c e s s a r yt h e o r e t i c a ls u p p o r tf o rt h e f u t u r ee i r c u i td e s i g n t a k i n gi n t oc o n s i d e r a t i o no ft h et e c h n o l o g i c a lr e q u i r e m e n t so f l o w v 0 1 t a g em i c r o p o w e ro p a m p ， a t w o s t a g em i c r o p o w e r o p a m pw i t ht h eb i a sc i r c u i ti sd e s i g n e d i na d d i t i o n ，t h e l o w v o l t a g e f 0 1 d e dc a s c o d e i n p u ts t a g e ，c 1 a s s a b o u t p u ts t a g e ，b i a s c i r c u i t ，f r e q u e n c yc o m p e n s a t i o n a n dn o is ec h a r a c t e r i s t i c sa r e a n a l y z e di nd e t a i l i n or d e rt og e te x t r e m e l yl o ws t a t i cc u r r e n t ，t h e o p a mpisb i a s e di ns u b t h r es h o l dr e g i o np r o p e r l y i n 1 a y o u td e s i g n ，t h ec r o s s c o u p l e s t r u c t u r ei s a d o p t e di n t h e i n p u ts t a g et o m i n i m i z et h em o s f e tm i s m a t c hd u et op r o c e s s ，a n d c o n s e q u e n t i y t ol o w e rt h eo f f s e t v o l t a g e i nt h e c i r c u i t s t a k i n g i n t oc o n s i d er a t i o no fe s d ，t h eg u a r dr i n g is a d o p t e d t oi s o l a t e r e s is t or sa n dc a p a c i t or s ，t h ust oe l i m i n a t et h ei n f l u e n c ei nt h em a i n c ir c u i tb yt h e i n b a s e do nt s m c0 35 u m t e c h n 0 1 0 9 y m o d e la n dh s p i c e s i m u l a t o r ，t h or o u g h e ir c u i ts i m u l a t i o ni sc a r r i e do u t a sc a nb e s e e nf or mt h er e s u l t s ，t h ep o w e rd i s s i p a t i o ni s3 3 u wi n3 vp o w e r s u p p l y ，d cg a i n is 1 0 8 d b ，s t a t i cc u r r e n t c a nl o w ert o 1 1 u a ，u n i t g a i nb a n di s 8 0 0 k h za n dp h a s em a r g i nc a nr e a c h6 0 。 k e yw o r d s ：c m o s ；l o w v o l t a g e ；m i a r o - p o w e r ；w e a ki n v e r s i o n ； r a j 】一t o r a i l l i 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 为获得电予科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。 与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明 确的说明并表示谢意。 签名：! 安毯。 日期：o 誓年q 月t 珀 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名l ：堡点血 导师签名： 日期：0 电子科技大学硕士学位论文 1 1 研究背景及意义 第一章引言 20 世纪9 0 年代以来，随着ic 特征尺寸的持续缩小，芯片 密度和工作频率相应增加，降低电路的功耗成为i c 设计关注的 一个焦点，功耗已成为超大规模集成电路设计中除速度、面积之 外需要考虑的第三维度。 随着亚微米、超深亚微米技术的发展和系统芯片( s0 c ) 技术 的日益成熟，采用电池供电的便携式电子产品获得了迅猛的发展 和快速的普及；其性能要求越来越高，开发周期越来越短，对开 发与生产成本的制约也日趋严格，使低压微功耗技术受到了极人 的关注。由于电池技术的发展远远跟不上i c 与电子系统的发 展，从心脏起搏器到助听器、移动电话和各种各样p d a 产品都 对电子产品的供电电压和功耗提出了严格的限制。即使考虑到能 源技术的进步，例如，采用太阳能电池、燃料电池或设想中的微 波电源来替代今天的电池。但这些新能源要求电路工作在更低的 工作电压下，例如单片太阳能电池提供的电压在o 5v 数量级， 远低于目前使用的任何电池，甚至低于目前电路中mos 晶体管 的闽值电压，对低压技术的要求将更为苛刻。另一方面，随着器 件尺寸的缩小，cm os 工艺的击穿电压也在降低，亦对电源电 压提出了严格的限制。 应该说，在市场需求的强劲驱动下，低压微功耗i c 技术得 到了很大的发展。然而，迄今为止，其主要进展还是在数字i c 与系统领域，在模拟i c 领域，虽亦取得了一些进展，但其成熟 程度远不能与数字i c 领域相比。低电源电压更对模拟ic 设计 构成了巨大的挑战。例如，低电源电压本身就直接限制了模拟电 路的动态范围。随着集成度的提高，ic 的特征尺寸越来越细， 互连线等寄生电容的影响也越趋严重。低电源电压加上相对大的 输入输出电容也严重影h 向模拟放大器的转换速率、增益带宽等 电子科技大学硕士学位论文 参数。噪声和兼容性的考虑又使在数字i c 中得到成功应用的电 压倍增技术无法用于模拟i c 的设计。由于ic 系统一般都离不 丌“数模混合集成”，增大电压摆幅、降低闽值电压的设想，将 降低混合电路中数字电路的噪声容限，引起静态功耗的上升。此 外，为保证模拟电路的性能，在降低电源电压的同时常需增加支 路，导致电流增大，亦使降低功耗的效果受到影响。 上述种种因素使模拟i c 低压微功耗设计的研究面临着比数 字i c 更多的困难。即使在数字技术高度发展的今天，模拟i c 在各种电子系统中仍有着不可取代的重要作用。完整意义上的系 统集成技术应看作模拟和数字i c 系统的混合集成技术。由于 cmo s 工艺的成熟和在现代处理器技术中的成功应用，通常要 求系统中的模拟ic 工艺要与标准cm o si c 工艺兼容：如前所 述，模拟i c 的微功耗研究需要迎接诸多挑战，遇到的困难比数 字i c 和纯数字系统更大。因此，低压微功耗模拟i c 的研究引 起了广泛的重视与关注。 集成运算放大器( o p e r a t i o na l a m p l i f i er o p a m p s ) ， 简称运放，作为模拟和数模混合电路中应用最为广泛的单元电 路，其性能的提高能够使得整个系统的性能上一个台阶。因此本 课题的目的是设计一个低压微功耗c m o s 运算放大器单芯片， 主要应用于要求功耗和电源电压低的场合。例如生物传感器信号 放大、便携式电气产品、听力助听器等领域。 1 2 国内外研究动态 国际上，从l9 77 年r e n ea v a l l p ar ys 和r o g e r c u p p e ns 发表了c m o sa n a l o g 1 1 3 te gr a te dc ir c u i tbas e do nw ea k lnvers i o n o p era t i 0 1 3 开始，至今已经有2 0 0 多篇这方面的 文章陆续发表在i e e e 上面。很多的国外知名公司都在进行低压 微功耗方面的研发工作，并且已经推出了自己各自的产品。 美国微芯公司最新推出的m c p 6 0 4 x 系列运算放大器典型电 流仅有60 0 n a ，并且输入输出都为轨至轨结构。有l4 k hz 的增 益稳定的增益带宽积( g bw ) ，工作电压范围从5 5 伏低至1 4 伏。 电子科技大学硕士学位论文 美国ma x i m 公司生产的低压、微功耗精密运算放大器 ma x 4 0 6 在整个工作电压范围内，其典型工作电流为lu a ，儿 乎不变。 在国内，由于受到工艺条件、基础研究与设计水平的限制， 在c mo s 低压低功耗特别是微功耗运放的研发方面才刚刚开 始，复旦大学，东南大学，西北大学等都在进行这方面的研究工 作。南开大学陈宇，牛秀卿在2 0 00 年南丌大学学报上发表的 工作在亚闽值区c mo so t a 的研究，设计出一种工作电 压为3 v ，带宽为1 ，8 m h z ，线性输入范围一2 5 v 2 5 v ，功耗为 53 139 u w 的运算放大器。与国外还有很大的差距，研究开发 具有自主产权的低压微功耗运放变得非常重要。 1 3 本文的主要工作 本文的目的就是在参考国内外研究成果的基础上，分析各类 运放的指标，设计一个增益大于lo0 d b ，功耗不大于5 uw 的低 压微功耗的运算放大器。 第一章介绍了低电压微功耗运放的应用背景及研究其的意 义。对电路结构以及章节结构做了一个大致的介绍。 第二章简要的介绍了c m o s 管的工作特性，分别对运放的 基本单元做了一个概要的介绍。 第三章分别对本文所设计的低压微功耗运放的输入级，输 出级，偏置电路以及噪声和补偿电路做具体的分析。 第四章针对台积电0 35uc m o s 工艺的特点，对电路的 各种性能进行了仿真。 第五章介绍了版图设计的一些基本概念以及设计准则，在 cade nce 工作平台上，画出版图。 最后一章总结了本文的工作，并针对不足提出了进一步研 究的方案和设想。 电子科技大学硕士学位论文 第二章运算放大器的设计基础 对于c m o s 电路设计者来说所有的工作都需要首先对m o s 器件的性能有一个充分的了解，因此，本章首先会以n m o s 器件为 例，对m o s 器件的性能做一个具体地介绍，然后就设计运算放大电 路所要用到的基本单元做详细分析。 2 1m o s 管的基本特性 ，；县必 士却 4 沟道、 瑚h _ _ 氧化层 l 憋萨飞剑i 廊l “- $ a b 图2 1 传统n m o s 剖面图图2 2n m o s 管的i v 曲线 2 1 1c m o s 管的强反型区 当m o s 器件的栅源电压大于阈值电压时，称之为强反型状态。 当v ds v gs v t 时，器件进入饱和区，这里v ds 和v t 分别指m o s 管的漏源电压和阈值电压，v gs 指m o s 管的栅源电压。事实上，在 m o s 运放设计中，大部分的m o s 器件都是工作在饱和状态，因为 对于给定的漏级电流和器件尺寸来说，工作在饱和区可以提供稳定的 电流和比较大的电压增益。在饱和区，m o s 器件的漏级电流id 和栅 源电压v g s 的关系由下式决定： i d s ：壁! 竺! ：型! ! ! ：! 堕： 2 l 式中u 。为n m 0 s 沟道中电子迁移率， 容量，w 为沟道宽度，l 为沟道长度。 ( 2 1 ) c 。为栅极氧化层单位面积电 电子科技大学硕士学位论文 在模拟电路中，m o s f e t 的跨导g 。是一个非常重要的参数。根 据上式可求得m o s f e t 在饱和区静态工作点处的小信号跨导： 或者 跏= 羔已等c 训= 去 cz 吲 z v 医2 互l i( 2 3 ) 可见m o s f e t 的饱和区跨导g 。不仅和它的工作电流1 d 有关， 而且可以通过选择器件尺寸w l 加以改变。正因为如此，使得m o s 模拟集成电路的设计更加灵活。 当v d s v gs - v t 时，器件处于线性状态，器件的漏级电流ld 和 栅源电压v g 。的关系为： 。_ ：坐：兰兰坦 l 在v 。s 很小时，- v 2 d s x 页可忽略，上式变为 l d b n ( v c , s g r ) v d s 2 1 2c m o s 管的弱反型区 ( 2 4 ) ( 2 5 ) 当我们在分析m o s 器件时，比如图2 一l 那样，我们就一直假 设：当m o s 器件的栅源电压低于开启电压时，器件会突然关断。事 实上，当v os 。v t “时，一个“弱”的反型层仍然存在，并有一些源 漏电流。甚至当v os v gs2 ，由于l0 = i d l + l d 2 ，1 d l 相对1 d2 要增加。i d l 的增 加意味着i d3 和i d 4 也增大。但是，当v g s l 变的比v gs2 大时，i d2 应减小。因此要使电路平衡，10 l l t 必须为正。反之如果 v gs i v gs2 ，i o u t 将变成负。输出电流i o u t 等于差分对管的差值， 其最大值为i o 。这样就使差分放大器的差分输出信号转换成单端输 出信号。 电子科技大学硕士学位论文 图2 9 差分输入级 假设m l 和m 2 差分对总工作在饱和状态，则可推导出其大信号 特性。描述大信号性能的相应关系如下： 矾，= ( 钟一( 针 l o = 厶l + 0 2 ( 2 2 4 ) 式2 2 3 中，v 。表示差分输入电压。上面假设了m 1 和m 2 相匹 配。将式2 23 代入2 2 4 中得到一个二次方程，可解出i d l 和i d 2 分别为： i 叭= 兰+ 生f 卫丛一壁丛f i 22 、i o4 1 0 2 i 。：旦一旦f 笪坠一壁坠、； 22 、i o4 1 0 2 7 图2 一l0 是归一化的m 1 的漏电流与归一化差分输入电压的关系曲 线，也即是c m o s 差分放大器的大信号转移特性曲线。 电子科技大学硕士学位论文 j “一。 o 8 0 6 0 4 、一 0 2 j一, f i02 2 图2 10 差分放大器信号转移特性 该放大器的小信号特性参数等效跨导g - = 万万 从图2 10 可以看出，在平衡条件下，m 2 和m 5 的输出电阻r o2 、 r o5 分别为： m ：上：三 r227)d, 2 h j 22 2 1 0 、 m ：士：三( 2 28 ) 五5 1 0 5 5 l o 、 于是该放大器的电压增益为： 加甚诤c 1 0 5 1 0 2 ，= 挣熹 z 。， 从公式( 2 2 9 ) 虽然可以说明在一定工艺条件下晶体管参数对 其的影响，但是实际上因为从输出管的漏端看到的输入阻抗最大只能 达到l o o kq ，如果该电路的输入跨导只有5 m s ，那么这种结构能够 提供的最大增益也只有4 0 d b 。不能满足现在电子产品对电路的需 要。 根据上面的分析可知，传统的差分电路的增益有限，要得到高的 增益，有三种方法可以提高增益：增加附加增益级；提高第一级 或第二级电路的跨导：提高从第一级或第二级看过去的输出电阻。 第一种方法可能造成电路的不稳定，且增加了芯片的面积和电路的寄 生效应一般不常采用。对于后两者，第三种方法在现代c m o s 运 电子科技大学硕士学位论文 放的设计中采用的更多，冈此，运算放大电路多采用其源共栅结构来 提高增益。通常情况下，采用共源共栅结构的输入级电路主要由折叠 式和套筒式运算放大器两种结构形式。首先我们来介绍套筒式输入级 结构。 2 套筒式输入级结构 套筒式输入级如图2 一l l 所示，n m o s 管m 1 、m 2 为差分输入 对管，它采用共源共栅结构来增加电路的增益，但是其代价是要消耗 更多的电压余度，这表现在输出端电路的输出摆幅相对与相同条件下 的差分结构来讲，其值要小一些。它的输出摆幅为： 。一( v o d t + v o 。s + v o m + v 0 0 7 i + i 。i ) 对于现在的低压电路而言，这种缺点就表现得尤为要紧。套筒 结构还有一个最大的问题就是输出不能直接反馈到输入端，而且必须 使用共模反馈来确保电路的稳定性。 嘉 鼍咖降n 兰生_ 由乩” 、，兰士1 ”8 竺叫由3 图2 一l l 套筒式输入级电路图2 一l2 套筒式简化电路 为了进一步了解套筒式运算放大器的性能，我们借助图2 l 2 所示的简化模型，来计算电路的增益。根据一般计算增益的公式，套 筒式运算放大器的增益为： a - - 0 = 毋一l ( 月m r n ) ( 2 3 1 ) 电子科技大学硕士学位论文 其中 r m t p = r m ，9 + r m lt 1 + g m r w 心 月r ，州= r 棚l + r 洲5 ( 1 十毋- 5r 。“i ) 化简上述两式，有： = r “n 7 窖m r 一9 r r m n = r ，, g n t 5 r r ，n 1 则增益可以详细的表示为： 彳v 。= g n - ( r m ，舒，r “t 。) l l ( r o s 毋，s 尺w 一) ( 2 3 2 ) ( 2 33 ) ( 2 3 4 ) ( 2 35 ) 3 折叠式输入结构 为改变套筒式运放较小的输出摆幅和很难使输入与输出短接的 缺点，同时又具有套筒式输入结构一样高的增益，可以采用折叠式共 源共栅运放如图2 一l3 所示，这种结构主要的优点在于对电压电平 的选择，它在输入管上端并不“层叠”( s t a c k ) 个共源共栅管。 根据图2 13 ，可以看到其输出摆幅的最小值为： “川m n = ，蝴 3 + v a 椰( 2 3 7 ) 输出摆幅的最大值为： 。a x = v i m 一心一， ( 2 38 ) 因此，折叠式运算放大器的最大输出摆幅为( 一4 v a , ，。) 比套筒式 运放的最大输出摆幅大了一个过驱动电压。 根据图2 一l5 所示的输出开路的等效电路，我们可以分别计算 出g 。和r 。，得到电路的增益。在图2 一l4 中，电路的输出电流约 等于品体管m 1 的漏电流，并且从晶体管m l 看到的阻抗大大地低 于月。1 i i r 。i o 。即： ( g m 3 + g m b 3 ) _ l i r o n 3 9 0 d b 静态电流 2 u a 电子科技大学硕士学何论文 3 4 差分输入级的设计 在低电源电压的条件下，运放输入级的设计是很重要的。传统工 作在饱和区的运放输入级，随着电源电压的减小，输入级线性化的复 杂程度越来越高，消耗过多的功耗。同时，因为其电路的跨导与电流 成平方根关系，更限制了c m o s 运放的应用。 而工作在亚闽值区的电路漏源电压可以降到l0 0m v 数量级， 使得在低电源电压下亦有可能获得足够大的电压摆幅。同时，又因为 v r r = v s s 图3 2 低压折叠式共源共栅结构 工作在亚闽值区的电路静态电流较低，特别适合应用在微功耗的场 合。 从第二章2 2 2 节对运算放大器的输入级结构的分析，介绍的三 种结构的电路( 基本的差分电路、折叠式运放电路、套筒式运放电 路) 在3 v 条件下都可以正常工作，但是基本的差分对输入级的增益 比较小，不能满足本运放对增益的要求，套筒式输入级结构采用共源 共栅结构使增益比较的高，并且套筒式结构的运放结构使用的器件较 少，能够满足本设计对功耗的要求，但是它的输出电压摆幅比较的 小，最重要的是其输入很难和输出以短路的方式实现单位增益缓冲 器，限制了该结构的应用。折叠式输入级结构虽然消耗了比套简式输 入级结构更大的功率，并且增益也比套筒式输入级要低2 3 倍，但 电子科技大学硕士学位论文 是其肘输入共模电平的可选择性，大的输出摆幅，输入和输出可短接 的优点，使得本文所设计的运放输入级仍然采用折叠式共源共栅结 构。具体的电路如图3 2 所示。 m 1 和m 2 为p m o s 差分输入对，m 10 和m1 1 提供输入管的偏 置电流，m8 、m 9 与m 1 、m 2 形成输入共源共栅管。m 3 、m 4 、 m 5 、m 6 构成的低压共源共栅电流镜把双端输出转换成单端输出。 该电路的主通路上的品体管工作在亚闽值区，即m1 、m 2 、m 9 、 m8 工作在亚闽值区，其他m 0 s 管考虑到匹配以及工艺的问题均偏 置在饱和区。 首先分析电路的输入电压摆幅，适当的设置m 5 的偏置电压使其 电流在10 0 n a 左右，同时，两个差分管m 1 、m 2 的栅源电压为 6 0 0 m v 左右，从而使p m o s 差分对m l 、m 2 工作在亚阈值区，根 据亚阈值区的定义，输入差分管m 1 、m 2 的栅源电压： v a s v 7 w( 3 一1 ) 则该电路的最大输入共模电平为： 一m v z ) o v o v v t m( 3 3 ) 可以看到工作在亚闽值区比工作在饱和区的运放的输入共模范围 要犬的多，这对低电源电压运放是非常有利的。 再来看电路的最大电压输出摆幅。因为m3 、m 6 采用的高摆幅 低压电流镜结构，m 4 、m 7 只需要2 v o v ( v o v 为过驱动电压) 就可以 保持在工作区。那么运放的最大输出摆幅是： v o i m a x ) - d 一2 1 v o y i ( 3 4 ) 为了得到最小的输出电压，如果偏置合适，m8 、m l0 也是需要 2 v o v ，那么运放的最小输出摆幅是： v o t 州m n ) = 2 i 肠r l ( 3 5 ) 因此，折叠式共源共栅运放的输出摆幅范围是： 2 i v o v l v o u t v d d 一2 jv o v ( 3 6 ) 根据前面的分析，我们知道该折叠式运放的增益为 2 4 电子科技大学硕士学位论文 a v = 毋一 ( 毋，。+ 跏一，) 凡，( t 0 2 i ! r , ，l i ) “j i g ，+ 勘m ) r n ，h a ( 3 7 ) 式中g 。是器件的跨导，r 。为输出电阻。 下面我们来计算差分输入管的宽长比的值： 由于m l 、m 2 工作在亚闽值区，根据亚阈值区的漏电流公式： 厶= f 2 6 5 6 f a ) - 警e 嘶 ( 3 8 ) 根据设计要求，设定id 为5 0 n a ，v g 。为6 0 0 m v ， ( 闽值电压为 075 v ) 可以计算得：s l = s 2 = 9 。 3 5 运算放大器的输出级 折叠式输入结构输出电阻很大，为了在稳态或者瞬态偏压下提供 足够的输出电流，就必须采用低阻输出级。根据第二章对输出级电路 的分析，本设计采用a b 类输出级的基本原理，设计了一种c l ass a b 输出级结构，使输出电压达到轨至轨。如图3 3 所示，这种电 路既有较小得静态电流，又能有较大的驱动能力。 它由两部分组成，m 18 m 2 2 组成偏置作用的输入部分，m 2 3 和 m 2 4 构成a b 类推挽部分。该a b 类输出级提供了轨至轨输出摆幅 ( 仅2 v d 。的损失) ，由于整个输出级的工作电流有m 2 0 的电流确 定，m 2 0 的栅压有图3 4 所示的基准电流源电路经过电流镜提供。 因此只要知道图3 3 中各m o s 管宽长比s ，就可以定出各管子的工 作电流，这些管子的电流分别表示为： 电子科技大学硕士学位论文 v d d v s s 图3 4 输出级电路图 12 0 = ，1 8 + ，1 9 ，：，：，2 2 ：h 坠 s 1 9 ，2 d ：，2 3 ：1 2 2 $ 2 3 s 2 2 ( 3 9 ) ( 3 一l0 ) 当输出级的输入信号v 0 1 加到m 18 上时，电路具有a b 类推 挽工作模式。当v 0 1 向正向摆动时，p m o s 管m 2 4 、m 18 上的电 流均减小，m 18 上的电流减小，导致m 1 9 上的电流等量增大，因为 m 2 0 的电流恒定与v 0 1 无关。由于m 1 9 和m 2 1 组成电流镜，因此 m 2 1 上的电流按娑增大。也就是m 2 2 增加了同样大小的电流。结 果在v 0 1 正向摆动时，m 2 4 的电流减小，m 2 3 的电流增大。反之， 若v 0 1 向负向摆动时，m 2 4 的电流增大，m 2 3 的电流减小。两个输 出管的电流增量可表示为： ，2 4 = 舒一2 4 , x v o( 3 12 ) 幽，= g o , a s a 熹是( 3 - - 1 3 ， 电子科技大学硕士学位论文 式3 一l2 表示了电路对负载的驱动能力，式3 13 则说明电路能 吸收负载电流的能力。 尽管该放大器设计相当对称，但是由于电子空穴迁移率差异，并 且实际电路中n 沟道与p 沟道m o s 管的栅源电压亦有所差别，为保 证信号正负半周的电流平衡传输，m 2 3 、m 2 4 的宽长比应具备式3 14 的定量关系： s 2 3 胁，v c ；3 2 a 一所h2 4 、 面一瓦。v u s 2 3 - v m 2 4 这已经为模拟结果所证实，否则电路不能正常工作。 同时由于输出级的电流要考虑负载能力，因而s23 、 远大于其他器件的值。 3 6 运放基准电流源电路 v d d o m 2 7 s 24 的值要 v s s 图3 4 运放基准电流源电路图 为使运放能正常工作，必须有合适的偏置电压、电流提供给运算 放大器的各级电路。在本文中设计了热电压自偏置结构的基准电流源 电路，通过一系列电流镜为运放提供偏置。( 具体的电流镜电路可参 电子科技人学硕士学位论文 照图3 8 ) 该电路结构简单，消耗功耗非常的小，能够对共源共栅 电路提供固定的偏置，减小输入共模电压的变化对电路增益的影响。 我们利用与电源无关的偏置电路和双极晶体管结合设计出了如图 3 3 所示的电路。在半导体的工艺过程中，双极型晶体管已经被证 明有很好的可再生特性和很好的正的和负的温度参数特性。即使现代 m o s 器件己经大量用于构成参考源，但双极电路在带隙参考源和电 流源电路的设计中仍然处于最核心的地位。这就要求在芯片的制造过 程中同时可以制造出双极晶体管和m 0 s 管电路。这一部分工作依赖 于具体的生产工艺。电路中q 1 、q 2 、q 3 和q 4 为寄生横向p n p 管。 在本设计中，如图3 4 所示，假设m 2 8 、m 2 9 和q 3 、q 4 为 完全相同的对管即m 2 8 、m 2 9 的宽长比相同，q 3 、q 4 的发射极 面积相同。q 2 的发射极面积为q l 发射极面积的n 倍，m 2 8 、 m 2 9 、q 3 、q 4 作为反馈回路保证了q 3 、q 4 的发射极电压的相等， 使q l 、q 2 的电流致，可以得到 “m = 如2 + 1 t 72( 3 15 ) 根据玩。：丝粤尘；v b e ：堡粤堕，代入式3 一l5 中，得： i q 2 = - ：v b e i - v b e 2 ：v t l n n( 3 - 16iq2=iql6 ) 2 = 一 lj r ir l 又凼m 2 7 与m 2 8m 2 9 的长宽比相等，因此： i o = v t l n n( 3 - l7 ) r i v 一和r 均为正温度系数，根据输出电流的温度系数： 彤，：士娑：喜娶一上婴 ( 3 18 ) ? l 、8 ty ? 8 t r i8 t 从公式3 18 可以看出，电路输出电流的温度系数会比较的 小。考虑到该运放为微功耗电路，则偏置电路的电流不应该过大，影 响电路的总功耗，因此本文设置io 为很小的电流，大约为3 0 n a ，n 在本设计中取值为2 ( 即0 2 的发射极的面积为q 1 发射极面积的两 倍) 。具体的晶体管的几何尺寸见附录1 。 电子科技大学硕士学位论文 因为在实际应用中，由于晶体管之间的不匹配，使产生的电流不 稳定，所以在电路设计中q 1 和q 2 的基极与集电极交叉相接。 3 7 噪声分析及补偿电路设计 3 7 1 噪声分析 在许多应用领域中，低噪声是衡量运放性能的一项重要参数。模 拟c m o s 电路在通信领域中占有很大比重，这时，信噪比( s n ) 是一 个重要参数。对一定的信号电平，噪声越低s n 的值越好。还可以 从动念范围角度来看这一特性。一个电路的动态范围是指传输过程中 没有失真的最高和最低信号比。其高电平受电源和大信号摆幅极限的 限制，低电平受噪声或电源引起的波动的限制。 在运放设计中有两种办法来减小电路的噪声影响。一种是根据噪 声和c m o s 器件的几何尺寸和工艺性能的关系来处理。第二种是采 用提高滤波器的稳定性的技术( 此处不作介绍) 。前面在设计运放时已 涉及到一些关于减小电路噪声影响的措施，在此我们再进一步进行深 入分析。噪声是模拟信号在元件内产生的小波动而引起的，噪声起因 j ：电荷不是连续量，而是具有量化的特性，它和半导体元件的基本工 作机理有关。实质上，噪声表现的是一随机过程，通常据此来处理。 下面我们先来介绍c m o s 电路中的噪声类型： ( 1 ) 散粒噪声：是和通过p n 结的直流电流有关，其表达式如 下： ，2 = q l o f ( 3 19 ) 其中：，2 是噪声电流的均方值；q 是电子电量；i d 是流过p n 结的平 均直流电流；n ，是带宽。一般在分析m o s 电路中的噪声性能时较 少考虑其影响。 ( 2 ) 热噪声：是由电子的随机热运动产生，和元件中的直流电流 无关，其表达式为： v 2 = 4 k t r f ( 3 2 0 ) k 是玻耳兹曼常数；r 是热噪声的等效电阻。 电子科技大学硕士学位论文 对于长沟道m o s 器件工作于饱和状态时，沟道噪声源( 热噪声) 可以认为是一并联于m o s 管漏源极问的电流源，噪声功率谱密度表 达式如下： 1 2 = 4 k t r 岛 ( 3 - 2 1 ) 在长沟导器件中，r 一般取2 3 ，在亚微米模型中，其值应取的 较大+ 些。 ( 3 ) l f 噪声( 闪烁噪声) 是由于半导体中的载流子的陷阱随机捕获 或释放载流子形成的。在实际中其噪声平均功率并不容易预测。l f 噪声一般作为一串联于晶体管栅级的电压源。在低频时，起主要作 用。其舆型的噪声功率谱密度表达式如下： 订：，_ 三( 3 2 2 ) c 。w l f k 是依赖于工艺过程的常数，一般取10 2 5 v2 f 如果用电流来表示其噪声功率谱密度，从上式得出： 一v 2 = 丽k w l 专跏2c 。f 。 是噪声带宽。 ( 3 23 ) 在此我们已经看到了m o s 管的尺寸对电路噪声的作用，栅级面 积越大，则噪声的功率谱密度越小，从而噪声对电路的影响越小。一 般在进行低噪声运放的设计时，输入晶体管都有较大版图面积。 在电子线路中噪声的存在表示对微弱信号放大的最低极限。低于 噪声的弱信号在放大后信号质量有严重的蜕变。在前述的c m o s 基 本模型中噪声模型可以化为一个与之并联的电流源或在晶体管栅极 串联的电压源，这个电流源主要包括了两种形成噪声的原因，即热噪 声和闪烁噪声。在分析噪声时主要分析电路的输入级噪声所给电路带 来的影响。下面结合我们设计的电路来对运放的噪声进行简单的具体 分析。下面我们来分析计算折叠式输入级引入的噪声，其基本电路见 图3 6 所示： 电子科技大学硕士学位论文 v s s 图3 5p 差分输入对电路 v s s 图3 6p 差分对噪声等效电路 图3 7 噪声分析简化电路 在实际中只有m l 、m 2 、m 3 、m 4 对电路引入较大的噪声，故 上图的噪声模型电路如图3 7 所示。可得出p 差分输入级的等效噪 声谱密度为： 丽= s k y ( 去+ 筹) + 嵩+