（微电子学与固体电子学专业论文）多通道时间交叉adc校准技术研究及实现.pdf

摘要 摘要 随着c m o s 集成电路工艺的发展，m o s 管工艺特征尺寸减小，a d c 速度得到不断提高，但 其电源电压降低，使得信号输入范围减小，为了保持相同的信噪比，必须降低电路的热噪声( k i y c ) ， 增加电容c ，这反过来也降低a d c 的速度。为了突破工艺限制，提高a d c 采样速率直接有效的方 式是多个a d c 并行工作，每个a d c 在不同的相位采样输入信号，并在数字域重构a d c 输出，即 多通道时间交叉a d c ( m r i a d c ) 技术。如果每个通道a d c 保持相同的参数特征( 如失调、增益、 采样时间、非线性等) ，多通道时间交叉a d c 提高采样率的同时保持单个a d c 相同精度。但是， 由于集成电路在制造过程中不可避免的产生元件不匹配使得a d c 输出频谱出现镜像杂散信号和失 调杂散信号，降低整个a d c 的动态性能，如信噪比( s n r ) ，无杂散动态范围( s f d r ) 等。增益 失配和时钟失配使得a d c 输出频谱出现镜像的杂散谱线，失调失配在a d c 输出频谱产生失调杂散 谱线。 论文首先对多通道时间交叉a d c 建立线性和非线性失配模型，从理论上分析了多通道时间交叉 a d c 的失调失配、增益失配、时钟失配和非线性失配对a d c 性能的影响，在此基础上研究多通道 时间交叉a d c 各种失配校准算法和校准方案，提出改进的全局采样时钟降低通道间时钟失配，采 用最小平方算法( l m s ) 用于降低通道间失调失配、增益失配和非线性失配，并设计了相应的校准 方案和校准电路。 为了验证上述校准算法和校准方案，采用中芯国际0 1 8 1 t m1 p 6 m 混合信号c m o s 工艺完成了 l o 位四通道7 2 0 m h z 采样率时间交叉a d c 设计，每通道a d c 为1 0 位1 8 0 m h z 采样率流水线 ( p i p e l i n e d ) a d c 。详细研究了单通道1 0 位1 8 0 m h z 采样率a d c 结构优化，以及高速高精度a d c 中时钟电路、采样保持器、数模增益单元( m d a c ) 、运放放大器、比较器、基准电压及其输出驱动、 高速i o 电路设计。最后对单通道1 0 位1 8 0 m h z 采样率a d c 和1 0 位四通道7 2 0 m h z 采样率时间 交叉a d c 进行了流片验证，并给出了测试方案和测量结果。 关键词：时间交叉，最小平方算法，模数转换器，失配，校准，流水线 a b s t r a c t a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to fi n t e g r a t e dc i r c u i tp r o c e s s ，t h es p e e do fa n a l o g - t o - d i g i t a lc o n v e r t o rw a s i m p r o v e dc o n t i n u o u s l y h o w e v e r , s 1 ) c o di m p r o v e m e n tf r o mr e d u c e df e a t u r es i z er e q u i r e sr e d u c e ds u p p l y v o l t a g ew i n c h , d u e t ok t cn o i s e ，r e q u i r e sl a r g e rc a p a c i t o r sa n dt h u sl o w e rs p e c d i no r d e rt oi n c r e a s et h e s a m p l i n gr a t eo fa na n a l o g - t o - d i g i t a lc o n v e r t e rb c y o n dac e r t a i np r o c e s st e c h n o l o g yl i m i t , t h ee f f e c t i v ew a y i st ol i s eap a r a l l e ls t r u c t u r ew h e r em u l t i p l ea d c sc a nb ep l a c e di na na r r a yi nw h i c he a c ha d c s a m p l e s t h ei n p u td u r i n gad i f f e r e n tp h a s ea n dt h ed i g i t a lo u t p u tt a k e nf r o me a c ha d ca r er e c o n s t r u c t e di nd i g i t a l f o r m , t h a ti s , m u l t i - c h a n n e lt i m e - i n t e d e n v e da d c ( m t i a d c ) t e c h n o l o g y am t i a d cp e r f o r m s h i g h - t h r o n g h p u ta d cw i t hn od e g r a d a t i o ni ns p e c t r a lp u r i t yi fa l la d c sh a v ei d e n t i c a le l e c t r i c a l c h a r a c t e r i s t i c s ( c gg a i n , s a m # n gt i m e , d co 凰c t ，n o n l i n e a r i t y , c t c ) i np r a c t i c e ，h o w e v e r , v a r i o u s e l e c t r i c a lm i s m a t c h e sa f ei n e v i t a b l e w h i c hr e s u l ti nd y n a m i cr a n g ed e g r a d a t i o ns u c ha ss i g n a l - t o - n o i s e r a t i n ( s h r r ) , s p u r i o u s - f r e ed y n a m i cr a n g e c s f d g ) ，c t c ，t h a t - i na nf f rp l o t - s h o wu p a ss p u r i o u sf r e q u e n c y c o m p o n e n t sc a t l e di m a g e 椰a n d o f f s e ts p u r s t h ei m a g es p u r sa s s o c i a t e dw i t hm t i a d cs y s t e m sa r ca d i r e c tr e s u l to f g a i na n dp h a s em i s m a t c hb c t w e * nt h ea d cc h a n n e l s t h eo f f , s e ts p u ri sg e n e r a t e db yo t t d i f f e r e n c e sb e t w e e nt h e a d cc h a n n e l s f i r e f l y , l i n e a r i t ym i s m a t c hm o d e la n dn o n l i n e a r i t ym i s m a t c hm o d e lw e r eb u mf o rm t i a d ca n di n t h e o r yt h ei n f l u e n c eo fo f f s e tm i s m a t c h , g a i nm i s m a t c h , c l o c km i s m a t c ha n dn o n l i n e a r i t ym i s m a t c h b c t w c c l lt h ec h a n n e l so na d cp e r f o r m a n c eh a db e e nr e s e a r c h e d t h e nan e wo f f s e tm i s m a t c ha n dg a i n m i s m a t c hc a l i b r a t i o n 出o r i t h m l e a s tm e a ns q u a r e s ( l m s ) a l g o r i t h m , f o rm u l t i - c h a n n e lt i m e - i n t e r l e a v e d a d cw e r ed e s c r i b e da n d i m p r o v e dg l o b a ls a m p l i n gc l o c kw a su s e dt or e d u c et h ec l o c km i s m a t c h b c t w c o nc h a n n e l s i na d d i t i o nm i s m a t c hc a l i b r a t i o ns c h e m ea n dc a l i b r a t i o nc i r c u i t sw e r ed e s i g n e d i no r d e rt 0v e r i f yt h ea b o v ec a l i b r a t i o na l g o r i t h ma n dc a l i b r a t i o ns c h e m e al o - b i t1 8 0 - m s a m p l e s a n d1 0 - b r7 2 0 - m s a m p l e sf o n r - c h a n n e lp a r a l l e lp i p e l i n e da n a l o g - t o - d i g i t a lc o n v e r t e r ( a o c ) w i t hd i g i t a l c a l i b r a t i o nh a db e e nd e s i g n e da n df a b r i c a t e di na0 1 8 - i _ t ms i n g l ep o l ys i xl a y e rm e t a lc m o s t e c h n o l o g y i m p l e m e n t a t i o nd e t a i l so f c l o c kg e n e r a t o r , b o o t s t r a ps w i t c h , s a m p l ea n dh o l dc i r c u i t , o p e r a t i o na m p l i f i e r , m u l t i p l yd i g i t a l - t o - a n a l o gc o n v e r t e r ( m d a c ) ，c o m p a r a t o r , b a n d g a pc i r c u i t s , h i g hs p e e di oi n t e r f a c e l o w v o l t a g ed i f f e r e n t i a ls i g n a l i n g v d s ) a n de t oi nt e r o bo fl o ws u p p l yv o l t a g ed e e ps u b m i c r o n & s i g nw e r e e l a b o r a t e do n f i n a l l y , t e s ts c h e m ea n dm e a s u r e dr e s u l t sw e r eg i v e n k e yw o r d s ：t i m e - i n t e r l e a v e d , l i d sa l g o r i t h m , a d c , m i s m a t c h , c a l i b r a t i o n , p i p e l i n e d 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发 表或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用 过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明 并表示了谢意。 研究生签名：塞堑坠日期：竺坚2 严 ， 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的 复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内 容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可 以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研 究生院办理。 研究生签名：鬓必师签名： 第一章 第一章绪论 本章首先介绍论文的研究背景，详细阐述论文研究意义，然后介绍相关研究现状以及模数转换 器性能指标，最后阐明论文的研究内容和组织架构，给出论文的主要贡献。 1 1 研究背景 随着c m o s 集成电路工艺的发展，数字电路相对于模拟电路具有集成度高、抗干扰强、易于实 现和成本低等优点，因此人们常用数字电路代替模拟电路完成信号处理。然而，现实世界信号大多 是模拟的，如声音、图像、温度和压力等信号，因此需要模拟和数字的接口，即模数转换器( a d c ) 和数模转换器( d a c ) 。 a d c 的发展具有类似m o o r e 定律的规律( 如图1 1 所示) i l 】，图1 1 中横坐标表示年份，纵坐 标表示a d c 的性能：带宽( b a n d w i d t h ) x 精度( r e s o l u t i o n ) 。图1 1 表明每5 年a d c 的性能提高 约2 倍，可见，模拟集成电路的发展滞后于数字集成电路的发展，这主要是由于数字电路的速度、 面积和功耗等性能指标的提高得益于m o s 管特征沟道长度的减小，而对于模拟电路，m o s 管沟道 长度的减小，意味着增益和输出摆幅等性能指标的降低，这就需要采用新的结构或者相应的校准电 路来补偿这些性能的降低；另外，数字集成电路从r t l 设计一逻辑综合一静态时序分析一自动布局 布线到后仿真都有较好的e d a 工具支持，而模拟电路设计通常需要有经验的设计师手动完成。 俘85馏郸1 9 9 52 0 2 0 图1 - 1 a d c 性能趋势 为了降低通信系统的复杂性，实现结构通用化、功能软件化，早在1 9 9 2 年j o em 硒l a 就提出了 软件无线电，而实现软件无线电的关键步骤是把通信系统中的a d c 和d a c 向射频端靠拢，最理想 情况是天线接收的射频信号直接进入a d c ，如图l - 2 所示【2 】，而不像目前流行的无线收发系统，需 要把天线接收的射频信号转换为中频信号，然后通过a d c 和d s p 完成信号处理，这就需要a d c l 冒一若cal售lo霉芷x t鞲爱譬pu盛_ 东南大学博士学位论文 具有高的采样率、高的精度和高的信号带宽。 图1 - 2 理想的软件无线电 现代战争对雷达的作战功能和技术要求不断提高，为适应战争需要，交战各方研制出从米波到 微波的各种富达装备。整个雷达系统可以分为模拟和数字两大部分。模拟部分主要包括：主振信号 源、定时器、频率合成器( 混频器) 、发射机、接收机和收发开关等。主要完成大功率脉冲信号的发 射，以及天线接收目标的二次辐射信号( 同波信号) 。而数字部分则主要由信号处理机s p ) 、数据处 理机组成。完成将接收机送来的目标回波信号进行二次处理，比如：解模糊、杂波抑制、多普勒匹 配滤波、测距测速测角等等。这两者之间需要一个高速高精度的模数转换器( a d c ) 来进行转换【3 l 。 由于a d c 的采样频率限制，以往的系统往往需要采用三次变频。但随着a d c 转换性能的不断提高， 现在一般二次变频后即可直接采样，甚至随着a d c 精度和采样速率的不断提高，可以直接实现数 字射频接收。另外，在医学成像和高速测试仪【4 1 应用中，a d c 不仅需要高的采样速率，同时需要高 的精度。 1 2 模数转换器性能指标 为了评价模数转换器( a d c ) 性能高低，人们在a d c 设计阶段需要模拟a d c 性能参数，在 a d c 完成制造后，也需要测试a d c 性能参数，这些参数通常分为静态参数和动态参数【5 l ，静态参 数主要包括a d c 失调误差、增益误差、微分非线性和积分非线性，动态参数包括信噪比、信号噪 声失真比、总谐波失真、无杂散动态范围以及有效精度嗍。 1 2 1a d c 静态参数 1 2 1 1 失调误差( o f f s e te r r o r ) 对于一个理想的a d c 电路，它转换的第一个输出代码发生在1 2 l s b ( 1 l s b = 鲫2 n ，n 为a d c 电路的精度，v r d 为a d c 参考电压) 。失调误差是理想a d c 输出和实际a d c 输出的第一个代码转 换点之差，如图1 3 所示。 2 第一章 敷字输出。 实r j 一厂 正失骶气j ； j 斟正失调误? 负失调误差t 善二调误= 范围磊 山 图1 - 3 失调误差减小a d c 输入范围 图1 - 3 中实际a d c l 输出产生正的失调误差，它使a d c 输入电压的范围减少，实际a d c 2 输出产 生负的失调误差，它也使a d c 输入电压的范围减少，因此失调误差使a d c 电路的输入范围减少。 1 2 1 2 增益误差( g a i ne r r o r ) 增益误差是使a d c 的输出为全1 时，忽略失调误差后，理想a d c 电路的输入电压与实际 a d c 电路的输入电压之差，如图1 - 4 所示。图中实际的a d c l 输出出现正的增益误差，它使a d c 输入电压的范围减少，实际a d c 2 输出出现负的增益误差，它使a d c 输出的范围减少。因此，a d c 增益误差减少a d c 电路的输入输出范围。 输出代码 1 1 一1 1 吖； 负满量程输入 绷嬲一 i o 满量程电压模i ；z 钐 以 1 = 2 1 j 微分非线性( d n l ) 图1 4 增益误差对a d c 性能影响 微分非线性是实际a d c 输出与理想a d c 输出代码宽度之差。对于理想的a d c 电路，微分非 线性为0 ，并且每个代码宽度为1 l s b 。当微分非线性绝对值小于1 l s b 时，表明a d c 电路在转 换时没有代码丢失。根据定义可得微分非线性的表达式为： 3 东南大学博士学位论文 d n l = 一1 ( t a b )( 1 1 ) 式( 1 1 ) 中的v d 表示输出代码d 所对应的输入电压，v v t s b 表示两个相邻代码理想电压差，如图 1 - 5 所示。对于高的微分非线性，不仅能引起a d c 输出代码丢失，也能影响a d c 电路的动态参数。 数字输出 1 1 l l 1 2 1 a 积分非线性 模拟输入 图1 - 5a d c 微分非线性误差 出 积分非线性是a d c 实际输出与理想a d c 输出的偏移，也被定义为微分非线性的和，如图1 - 6 所示。对于a d c 的理想输出直线，可以用最佳逼近曲线代替，也可用过零点和满蹙程的直线代替。 根据积分非线性的定义，忽略a d c 的增益和失调误差，可得如下的计算式【5 】： 正阮=一d ( 1 2 ) 式( 1 2 ) 中v d 为输出代码d 所对应的输入电压，v o 表示输出代码为0 时的输入电压，v l - t s b 表示两个相邻代码所对应的输入电压差。积分非线性表明了实际传输曲线和理想传输曲线的偏移程 度。值得注意的是由于微分非线性和积分非线性与电路设计和工艺有关，并且每个代码的非线性是 离散的，因此它们并不像增益误差和失调误差那么容易校正。 数字输出 l l l l o 图i - 6 a d c 积分菲线性误差 4 模拟输入 第一章 1 2 2a d o 动态参数 1 2 2 1 信噪比( s n r ) 根据信噪比定义有： s n r 础c 龛胬扭 m 习 式( 1 3 ) 中 缸m s 】为a d c 输入正弦信号幅度有效值，a q 【m 】为量化噪声的有效值。对于一个理 想的a d o ，输入幅度为满量程的正弦波时，它相对于量化噪声的信噪比为： 舳- 2 0 1 0 9 l o c 老箍，扭 c ，川 式中 m 为a d c 满量程输入范围，4 盯2 i 表示输入为满量程的正弦波的有效值，a r e 2 西 表示a i x ；量化噪声的有效值。由式( 1 4 ) 可得如下等式： s n r 一6 0 2 n + 1 7 6 ( 棚)( 1 国 1 2 2 2 信号噪声失真比( 研n a d ) 对于实际的a d c ，除了量化噪声外还存在谐波失真以及杂散信号。a d c 的信号噪声失真比定 义为：输入正弦波信号的有效值和a d c 输出信号的噪声比( 这里的噪声包括a d c 输出信号的多次 谐波信号，通常是二次到五次谐波的和) 。信号噪声失真比表明了a d c 动态范围( a d c 最大输出信 号与a d c 能分辨出的最小信号的比) 的大小。a d c 的信号噪声失真比的计算式如下同： 黜制2 0 o g l “五兰渤扭 ( 1 6 ) a 缸m s 】表示输入信号的有效值，a n + 皿表示除去直流分量后，所有在奈奎斯特频率以下频谱的有效 值的和。可见信号噪声失真比与输入信号的频率和幅度有关。 1 2 2 3a d c 有效精度( e n o b ) 在实际的a d c 测试中，通常用有效精度b ) 来代替a d c 的信噪比和信号噪声失真比 ( s d q a d ) 。在特定频率的输入信号和信号采样率的情况下，有效精度t e n o b ) 表示了a d c 电路总的 精度。有效精度的计算式如下： e n o b = ( 8 1 n a d 一1 7 6 ) 6 0 2( 1 7 ) 式( 1 7 ) 表明由信号噪声失真比可以直接得出a d c 电路的有效精度。用给定频率和幅度的正弦波 测试l o - b i ta d c 电路，如果测试该a d c 电路的有效精度( e n o 聊为9 - b i t ，那么该1 0 - b i ta d c 电路 产生的噪声相当于理想9 - b i t a d c 电路产生的噪声。对于理想a d c 电路，它的有效精度只与量化噪 5 东南大学博士学位论文 户有关，但对于实际的a d c 电路，有效精度除了与量化误差有关外，还与a d c 输出的代码异常有 关，如输出代码遗失、交流直流非线性和孔径抖动等有关；另外，a d c 电路的参考电压和电源电 压也将使其有效精度降低。 1 2 2 4a d c 电路总谐波失真c f h d ) 总谐波失真是a d c 电路输出信号的快速傅立叶变换的所有谐波的均方根与基波信号的有效值 的比，它的计算式为； 册- 2 0 1 0 9 l o ( 匝丑暮写 ( 1 8 ) 式( 1 8 ) 中a 栅】表示a d c 输入信号的有效值，a l 口【m s 】到a i m _ 【m s 】表示a d c 输出二次谐波到 n 次谐波的有效值。按总谐波失真的定义，在计算a d c 电路的总谐波失真时，应包括所有谐波分 量的和，实际上a d c 输出信号的二次、三次和四次谐波的值占了a d c 输出信号总谐波失真的主要 部分。 1 2 2 5 无杂散动态范围( s f d r ) 无杂散动态范围是指a d c 输出信号的基波分量与a d c 输出信号的最大失真信号分量的比值， 如图1 - 7 所示，它表明了a d c 电路输出信号在一定频带内的最大干扰。一定频率和幅度正弦信号输 入到a d c 电路，a d c 电路的无杂散动态范围的计算式如下： s f d r l 2 0 1 0 9 “抬 ( 1 9 ) 式( 1 9 ) 中a m 【m s 】表示a d c 电路在一定频率和幅度的正弦信号输入时，输出信号基波分量的有效值， a 。d m s 】表示a d c 电路输出最大杂散信号的有效值。 图1 - 7 a d c 无杂散动态范围( s f d r ) 6 第一章 1 3 多通道时间交叉a d c 相关研究现状 在当前c m o s 工艺条件下，多通道时间交叉a d c 的采样率己达到2 0 g h z ，但精度不超过8 位 研，精度为1 0 位的单通道a d c ，采样速率最快为2 2 0 m i - i z i s l 。提高a d c 采样速率最直接有效的方 式是多个a d c 并行工作，如图1 - 8 所示的m 通道时间交叉a d c 在保持单通道a d c 精度下，采样 速率提高了m 倍。但是，多通道时间交叉a d c 也存在严重的缺陷，通道问的失配( 如失调失配、 增益失配、时钟失配1 1 0 - 1 2 1 ) 限制a d c 的精度在8 至1 0 位。 数 字 开 关 图1 - 8m 通道时间交叉a d c 并行工作原理 在1 9 8 0 年b l a c k 和h o d g o s 第一次提出多通道时间交叉a d c 技术 9 1 ，到目前为止，速度最快 的多通道时间交叉a d c 为2 0 0 3 年国际固态电路会议展上安捷伦实验室设计的2 0 g h z 采样率8 位精 度的a d c ，精度最高的多通道时间交叉a d c 为美国模拟器件公司提供的1 2 位精度4 0 0 m h z 采样 率a 1 ) 1 2 4 0 0 1 3 1 。通常情况下，精度在8 位以下的多通道时间交叉a d c 采样率可以达到很高，并且 不需要进行通道间失配校准 1 4 - 1 6 1 。对于精度超过8 位多通道a d c ，需要进行通道间失配校准 1 7 - 1 9 1 ， 这是由于通道间失配引起的杂散频谱限制a d c 精度大约为8 位。为了得到高速高精度的多通道时 间交叉a d c ，需要对通道问失配进行校准。 在过去的2 5 年里，大量的文献分析了多通道时间交叉a d c 通道间失配对a d c 信噪比的影响。 y c j e n q 首先对多通道时间交叉a d c 的时钟失配进行了理论分析，并得出了时钟失配对a d c 信 噪比影响的表达式 2 0 l 。文献【2 l ，z 习分析了多通道时闻交叉a d c 增益失配和失调失配对a d c 信噪比 的影响，文献f 2 3 1 在对多通道时间交叉a d c 通道间失配建模的基础上，综合分析和模拟了增益失配、 失调失配和时钟失配对a d c 信噪比和无杂散动态范围( s f d r ) 的影响。 分析多通道时间交叉a d c 通道间失配的目的是为了提出更切实有效的校准算法，降低通道失 配对a d c 性能的影响。不同的失配通常需用不同的校准技术来降低它们对a d c 性能的影响，时钟 失配通常用前置的采样保持器l “，1 5 】、全局的采样时钟【3 7 _ 剪1 以及滤波器阱硐等电路技术来降低它对 a d c 性能影响，增益失配和失调失配通常用自适应算法以及滤波器带 1 0 , 1 1 等校准技术来降低它们对 a d c 性能影响，非线性失配目前还没相应的研究及相应校准技术来降低它对多通道时间交叉a d c 性能影响。通常多通道时问交叉a d c 校准有三种方式：测试各个通道的增益、失调和时钟失配 7 东南人学博l 学位论文 【1 0 ，l l 例，然后通过补偿使得它们趋向同一值； o 采用滤波器组对a d c 输出进行重构 2 5 - 2 7 1 ，降低 通道问增益失配、失调失配和时钟失配对a d c 信噪比的影响；o 采用自适应盲均衡算法嗍，它并 不需要输入特定的测试信号，失配通过自适应等式进行估计，然后自动校准通道间的失配。 在国内，大量的文献研究多通道高速高精度时间交叉a d c 在软件无线电中的应用l ”- a z l ，以减 小通信系统的复杂性、实现多标准兼容和可靠性。文献【3 3 ，蚓分析了时钟非均匀采样引起的偏置误 差对a d c 信噪比的影响，提出了提高信噪比的方法。 上述所有研究都是基于a d c 线性模型：= 厶+ 口。，用厶卅而模拟第m 通道失调失配，a m + j a 。 模拟第m 通道增益失配，x m - i - a x m 模拟第m 通道时钟失配。而实际多通道时间交叉a d c ，每个通道 a d c 都存在非线性【3 5 州，通道间非线性失配同样降低a d c 的信噪比和无杂散动态范围。可见，研 究多通道时间交叉a d c 通道间增益失配、失调失配、时钟失配以及非线性失配，然后采用相应校 准算法和校准方案能显著提高a d c 的信噪比和无杂散动态范围，实现a d c 高的采样率的同时保持 高的精度。 1 4 论文的主要工作 论文首先对多通道时间交叉a d c 建立线性和非线性失配模型，从理论上分析了多通道时间交 叉a d c 的失调失配、增益失配、时钟失配和非线性失配对a d c 性能的影响，在此基础上研究多通 道时间交叉a d c 各种失配校准算法和校准方案，提出改进的全局的采样时钟降低通道间时钟失配， 最小平方算法( l m s ) 用于降低通道间失调失配，增益失配和非线性失配。并设计了相应的校准方 案和校准电路。 为了验证上述校准算法和校准方案，采用中芯国际0 1 8 u r n1 p 6 m 混合信号工艺完成了1 0 位四 通道7 2 0 m h z 采样率时间交叉a d c 设计，每通道a d c 为1 0 位1 8 0 m h z 采样率流水线( p i p e l i n e , d ) a d c 。研究了单通道1 0 位1 8 0 m h z 采样率a d c 结构优化，以及高速高精度a d c 中时钟电路、采 样保持器、数模增益单元( m d a c ) 、运放放大器、比较器、基准电压及其输出驱动、高速i o 电路 在低电压深亚微米设计中所面临的问题，都提出了相应的解决方案。最后对单通道1 0 位1 8 0 m h z 采样率a d c 和1 0 位四通道7 2 0 m h z 采样率时间交叉a d c 进行了流片验证，并给出了测试方案和 测量结果。 论文的组织架构及各章内容介绍如下： 第一章绪论中简要介绍了论文研究背景，阐述了论文研究意义，然后概况介绍了论文相关研究现状， 最后还介绍了论文的研究内容和组织架构，简要给出论文的主要贡献。 第二章首先阐述了多通道时间交叉a d c 的工作原理，然后给出了多通道时间交叉a d c 通道间失 配模型，从理论上分析各种失配对a d c 性能影响。 第三章对多通道时间交叉a d c 通道问失调失配、增益失配、时钟失配和非线性失配分析的基础上， 研究各种失配校准算法和校准方案，提出相应的校准算法，并通过模拟仿真验证失配模型和 校准算法的正确性。该章的内容主要为多同道时间交叉a d c 设计提供理论指导。 第四章在深入研究国际单通道a d c 研究成果的基础上，结合国内集成电路制造商中芯国际0 1 8 t t m 单层多晶六层铝混合信号c m o s 工艺实际情况，设计了单通道1 0 位1 8 0 m i - i z 采样率流水线 8 第一章 a d c 。 第五章基于改进的全局采样时钟校准通道间时钟失配，以及最佳平方逼近算法基于的通道间失调失 配和增益失配校准技术，采用中芯国际( s m i c ) 0 1 8 l m1 8 v 电源电压单层多晶六层铝c m o s 工艺完成了1 0 位7 2 0 m i - i z 采样率四通道流水线a d c 设计， 第六章阐述高速a d c 的测试原理，分析单通道1 0 位1 8 0 m h z 采样率a d c 和四通道时间交叉a d c 测试结果。 论文最后还将总结研究成果，指出有待改善的地方，明确将来的研究重点。 9 东南大学博十学位论文 2 1 序 第二章多通道时间交叉a d c 通道间失配研究 多通道时间交叉a d c 能突破集成电路工艺限制，大大提高a d c 的采样速率，但是由于集成电 路在制造过程中氧化、扩散、离子注入、刻蚀等工艺因素的影响，使得每通道a d c 的时钟嗍、失 调、增益口1 l 和非线性都不一致，即失配，这将在a d c 的输出频谱中引入杂散信号，降低a d c 的信 噪比和无杂散动态范围【9 ，2 2 , ”1 。这一章的目的在于从理论上分析多通道时间交叉a d c 通道间失配对 a d c 信噪比和无杂散动态范围的影响，为后面通道问失配校准提供理论根据。 2 2 多通道时间交叉a d c 原理 为了提高a d c 的采样速率，让多个a d c 平行工作，每通道a d c 等时间间隔采样输入信号， 如图2 - 1 所示，h 为输入信号，t 为采样间隔，n 为采样序列数，单个a d c 的采样速率为彭m ，这 样m 通道a d c 的采样速率是单个a d c 采样速率的m 倍。 n m t + ( m - 1 ) t 图2 - 1 多通道时间交叉a d c 原理 如图2 1 所示m 通道a d c ，对输入信号h 采样后，可表示为如下序列： s - 【g ( t o ) ，g ( ) ，g ( t 2 ) ，g ( t 。) ，g ( t m ) ，g ( t u “) ，】 对于式( 2 1 ) 能分解为m 通道分别采样如下： s o 一【g ( t 。) ，g ( t u ) ，g ( f 。) ，】 s 。一【g ( t ，) ，g ( t u + 。) ，g ( t ：“) ，】 oo oo o o s 。- 【g ( t 。) ，g ( t m + 。) ，g ( f 。+ 。) ，】 o oooo a 1 0 ( 2 1 ) ( 2 2 ) ( 2 3 ) ( 2 4 ) 第二章 s - l _ 【g ( 0 - 1 ) ，g ( t 2 m - i ) ，g ( f ，- 1 ) ，】( 2 国 从上面的分解可以看出，每个通道a d c 的采样速率为1 脚r ，为了组合每个通道重构a d c 输出信 号，对每通道a d c 的相邻两个采样点插入( m 一1 ) 个零，例如对第m 通道插入相邻两点插入零后 得到如下等式： s 。- 【g ( t 。) ，o ，0 ，”q f 一2 ) 0 , g ( o + 。) ，0 ，o ，一( 1 1 i f 一2 ) 0 ，g ( f 2 。) ，0 , 0 ，】 ( z 6 ) 把式( 2 6 ) 所有元素右移m 位得到如下等式： s 。z 4 置【0 , 0 ，一j ( m - 1 ) 0 ，g ( 0 ) ，0 ，0 一( m 一2 ) 0 , g ( f j f 。) ，o ，o ，一q f 一2 ) 0 ，g ( f + 。) ，o ，o ，】( 2 7 ) 由以上分析可得，m 通道a d c 输出为式( 2 7 ) m 从0 到m 1 的和，即可由如下等式表示： s m - 1 砝一 ( 2 8 ) 对式( 2 8 ) 进行傅立叶变换得嗍： g ( w ) ：刍强笠g m 叫为】e j w - k ( u * y a ) l t m m ( 2 9 ) g ( w ) _ 壶釜墨g 4 旷h 静】 叩伽7眩” 式( 2 9 ) 中g | ( w ) 为输入模拟信号g ( c ) 傅立叶变换，k 为m t ，简化式( 2 9 ) 得： g ( 叻= 三tk 警z - - 。( 上m 警z ： o e 一细( 驯) ，g 4 眇一七( 知 ( 2 1 0 ) 1 式( z l o ) 中了e - _ 脚 2 4 在k - 0 ，m ，2 时为m 否则为0 ，因此式( 2 1 0 ) 可简化为如下等式 筋 = ；薹g m 叫和 ( z 1 1 ) 式( 2 1 1 ) 表明：对于等时间间隔采样，并且采样后的每个通道不引入其它误差( 如失调、增益、 非线性等误差) ，a d c 输出完全重构输入信号，没有引入高次谐波分量，也没有降低a d c 的信噪比， 速度提高了m 倍，可见多通道时间交叉a d c 能突破集成电路工艺的限制，在保持a d c 精度的情 况下，大大提高a d c 的采样速率。对于实际的多通道a d c ，每个通道的采样间隔并不是相等，即 存在非一致采样田，另外，由于实际的a d c 必定存在失调误差、增益误差以及非线性误差。下面首 先分别分析时钟非一致采样、失调误差、增益误差以及非线性误差对a d c 性能的影响，最后综合 考虑这些误差对a d c 性能的影响。 2 3 多通道时间交叉a d c 失配模型 多通道a d c 失配模型如图2 - 2 所示，每个通道采样时钟误差分别为：r o t ，r i t ，r z t ，j ， r m 1 t ，其中h i 1 ，m = 0 , 1 ，2 ，m 1 。每个通道的失调误差分别为：a a 0 ，a a a ，a a 2 ，a a m ，。 a a * l ，图2 2 中a o = a o ，a l = a a l ，a z = a a z ，a m = a m ，a m 1 = a a 1 。每个通道的增益失配误差 1 1 查查叁兰堡兰垡丝皇 为：b o ，b i ，b 2 ，a b h ，b m 1 ，图2 - 2 中b 庐1 + a b 0 ，b l = l + a b l ，b 2 = 1 + a b ：，b h = 1 + b m ， b m - 1 - 1 + a b m 1 0 输入信号i n = g ( 0 ，每个通道的转换速为f d m 。图2 - 2 中m u x 时钟为即输出数 据y 的速率为，由此可见m 通道a d c 采样速率是单个通道采样速率的m 倍。 图2 - 2 多通道时间交叉a d o 失配模型 2 4 多通道时间交叉a d c 时钟失配理论分析 假定a d c 是理想的，即如图2 - 2 _ | j l r 不甲：a m = o ，【m = o ，1 ，2 ，m - 1 ) ，b = 1 ，【m = 0 ，1 ，2 ，m 一1 ) ， 每个通道采样时钟误差分别为：r o t ，r l t ，r 2 t ，r = t ，r m 1 t ，其中h l 1 ，m = 0 ，1 2 ，m - 1 。 因此，式( 2 9 ) 中k 用m t + r m t 代入得如下等式： g ( 叻= 击鍪堇g m 川知，。e j w - k ( 2 f m i m 咿) 】e m c z 舵， 简化式( 2 1 2 ) 式得： g ( 叻= ；薹( 万1m 磊- 1 e 。i 嚣它一删2 删) ) g 4 ( w 一七知 s ， 假定输入信号为正弦波，即g ( 0 一s i n ( 6 0 0 t ) ，则输入信号g ( o 傅立叶变换为： g 4 ( w ) 一j 万【艿( w + ) 一艿( w w o ) 】 ( 2 1 4 ) 把式( 2 1 4 ) 代入式( 2 1 3 ) 得： g ( 叻= ；薹【薹【卜珊警唰w + 一后知川w w o 一后知】( 2 ， 令。 第二章 川一鬟【m 卜珊等 根据式( 2 - 1 5 ) 和式( 2 1 6 ) 可得，k = 0 时， 配产生的杂散频谱位置为： 土厶+ 咯b ，玉，m - ， ( 2 1 6 ) g ( w ) 为信号频谱，k 0 时，由多通道a d c 时钟失 ( 2 1 7 ) 根据式c 2 s ，x 是序列石1p f b ，f 恤= o ，名，m 哪的离散傅立叶变换，序列i 吉8 一m v l 的和 为1 ，由帕氏维尔( p a r w a l ) 定理可得： 铷( 后) i z 。 k = 0 亨b 。一脯i 1 篇i m i 根据信号噪声失真比的定义可得： - 1 0 1 0 9 l o 器血 为了验证时钟失配模型、式( 2 1 7 ) 论推导的正确性， 采样时钟失配频谱如图2 - 3 所示。 ( 2 1 8 ) ( 2 1 9 ) 用m a t l a b 模拟了1 0 位四通道时间交叉a d c 图2 - 3 四通道时间交叉a d c 时钟失配频谱 图2 - 3 中输入信号频率为2 2 6 m h z ，幅度峰峰值为1 v ，根据式( 2 1 7 ) ，杂散频率为：6 7 5 m i - i z ， 1 1 2 5 1 v l h z ，1 5 7 5 m i - i z 。由此可见。由于多通道时间交叉a d c 时钟失配使得a d c 输出频谱出现杂 散分量，降低了a d c 无杂散动态范围和信噪比。假定多通道时间交叉a d c 通道间的时钟失配服从 均值= o ，方差v a r = 5 0 1 z 正态分布，则输入信号为1 1 0 3 m h z ，经过四通道a d c 后，a d c 输