（微电子学与固体电子学专业论文）带备用电源切换的ldo线性稳压器设计.pdf

带备用电源切换的l d o 线性稳压器设计 摘要 本论文主要是设计了一款带备用电源供电的线性稳压器，它可以在备用电 源和外接电源之间相互切换，输出几乎不产生毛刺，并且具有输出电流大且静 态电流小的特点，它适用于手机、m p 3 、数码相机等手提移动设备的供电模块。 这款线性稳压器有两种工作模式，当有外接电源的时候电路工作在l d o 模式，输出值为3 3 v 的稳定电压。当外接电源移除后，电路工作在备用电源供 电模式，它直接将备用电源电压接至负载。整个电路包含了误差放大器、导通 管、带隙基准源、反馈环路等l d o 电路模块，还有备用电源工作模式所需要的 低阻值p m o s 开关管和模式切换使用的逻辑控制电路，以及保证芯片正常工作 的过热保护电路和限流保护电路。文中详细讨论并介绍了其中重要电路模块设 计。电路设计的仿真模型基于现代微电子的o 5 微米c m o s 标准工艺，工作电 压为4 4 伏至6 伏。最终仿真结果表明，所设计的l d o 具有较高的精度，其线 性稳压度为0 8 v ，负载稳压度为1 m a 。本文同时还给出了l d o 其他性 能的仿真结果。 关键词l d o 线性稳压器备用电源切换 a d e s i g no fl o wd r o p o u t l i n e a rr e g u l a t o rw i t hb a c k u ps u p p l y s w i t c h i n g a b s t r a c t t h et h e s i sf o c u s e so nt h ed e s i g no fa nl d o r e g u l a t o rw i t l lb a c k u p - s u p p l ys w i t c h i n g f u n c t i o n t h ec i r c u i tc a n e a s i l yc h a n g e i t sm o d e sb e t w e e nl d or e g u l a t o ra n d b a c k u p - s u p p l ya n dt h eo u t p u tv o l t a g ei sf r e eo f “g l i t c h ”，m e a n w h i l ei t sm e r i t si n c l u d i n g l a r g eo u t p u tc u r r e n ta n dl o w e rg r o u n dc u r r e n t w i t ht h e s ef e a t u r e si ti sv e r ys u i t a b l ef o rt h e c h a r g i n gm o d u l eo f t h ep o r t a b l ed e v i c e sl i k ec e l lp h o n e ，r a p 3p l a y e r , d i g i t a le a l t l e r aa n de t c t h ec i r c u i th a st w om o d e s ，w h e nt h ei n p u tv o l t a g ei sa b o v e4 5v ，i tw o r k si nt h el d o m o d e ，a n dp r o v i d e ss t a b l eo u t p u tv o l t a g e3 3 v w h e nt h ei n p u tv o l t a g ed r o p sb e l o w4 4 v i t o p e r a t e si nb a c k u p s u p p l ym o d e ，a n dt h ec i r c u i td i r e c t l y c o n n e c t st h eo u t p u tt ot h e b a c k u p s u p p l y t h ew h o l ed e s i g nc o n t a i n se r r o ra m p l i f i e r , p a s se l e m e n t ，b a n d g a p r e f e r e n c e ，f e e d b a c kr e s i s t o r s ，w h i c hw o r k sf o rl d om o d ea n dl o wr e s i s t a n c ep m o s s w i t c h ，l o g i cc o n t r o l & s u p p l y - s w i t c h i n gn e e d e db yb a c k u p - s u p p l ym o d e t h e o v e r - c u r r e n ta n do v e r h e a tp r o t e c t i o nc i r c u i tt ok e e pt h ei cw o r k ss a f e l y t h et h e s i s d i s c u s s e da n di n t r o d u c e di m p o r t a n ts u b c i r c u i td e s i g n si nd e t a i l s t h ed e s i g ni sb a s e do n t h eh y n i xo 5 u ms t a n d a r dc m o sp r o c e s s a n do p e r a t i o nv o l t a g er a n g ei sf r o m4 4 vt o6 v t h es i m u l a t i o nr e s u l t si m p l yt h a tt h el i n er e g u l a t i o na n dl o a dr e g u l a t i o no ft h el d oi s0 8 va n d1 m as e p a r a t e l y o t h e rs i m u l a t i o nr e s u l t so fl d oa r ea l s og i v e ni nt h et h e s i s k e y w o r d s ：l d or e g u l a t o rb a c k u p - s u p p l ys w i t c h i n g 插图清单 图2 1 低压差线性稳压器模块示意圈6 图2 2 简单基准源电路示意图7 图2 3l d o 系统结构示意图8 图2 4 基本导通器件结构示意图9 图2 5 反馈电路示意图1 1 图2 6 正负反馈和相移示意图1 2 圈2 7 极点和零点对相移和增益的影响示意图1 2 图2 8l d o 小信号等效示意图1 3 图2 9 电容中的等效串联电阻示意图1 4 图2 1 0 未补偿的l d o 频率响应波特图15 图2 1 1 低频e s r 零点导致系统不稳定波特图一1 5 图21 2 高频e s r 零点导致系统不稳定波特图1 6 图2 1 3 正确e s r 零点的补偿示意图1 6 图3 1p m o s 线性稳压器示意图1 8 图3 2 瞬态响应波形图2 0 图3 4 带备用电源供电的l d o 结构示意图2 1 图3 、5 限流电路示意图一2 3 图3 6 过热保护电路示意图2 4 图3 7 交叉p m o s 电路示意图2 5 图3 8 导通管版图设计示意图2 6 图3 9 芯片版图布局示意图2 6 图4 1 带隙基准原理示意图2 8 图4 ，2 带隙基准基本电路结构示意图，2 9 图4 3 三极管工艺结构示意圉一3 0 图4 4 设计中的带隙基准电路图，3 1 图4 5 双p n 结结构电路图3 2 图4 6 基极电流补偿电路图。3 3 图4 ，7 衬底电压产牛电路3 4 图4 8 调整电阻p a d 示意图3 5 图4 9 启动电路示意图，3 6 图4 1 0 带隙基准温度扫描仿真图3 7 图4 1 1l d o 模块结构示意图3 7 图4 1 2 误差放大器电路示意图3 8 图4 1 3l d o 系统频率响应示意图4 0 图4 1 4 未补偿的l d o 波特图，4 2 图4 1 5 降低放大器增益来补偿的l d o 波特图一4 3 图4 1 6 调整零点来补偿的l d o 波特图4 4 图4 1 7 改变p 。位置后的波特图，4 5 图4 1 8 负载电流5 0 0 m a 时的仿真波特图4 6 图4 1 9 负载电流为零时的仿真波特图4 6 图4 2 0 回滞比较器电路示意图4 7 图4 2 1 电源切换电路示意圈， 4 8 图42 2p m o s 管剖面图一 4 9 图42 3 电源切换仿真波形图 5 0 图4 2 4 备用电源限流保护电路陲【 一 5 l 图4 2 5 过热保护f 巳路示意图 一 5 2 图42 6 过热保护f 巳路仿真波形图 一 5 3 图42 7 控制模块逻辑结构图 一 5 3 图5 1 典型情况线性稳压仿真波形闰5 6 图52 典型情况负载稳压仿真波形图 一s 8 图53 t t 模型在一4 0 c 、2 5 、8 5 三种温度下的瞬态响应波形图6 0 图5 4t t 模型在4 0 。c 、2 5 、8 5 三种温度下的电源协换波形图 6 2 图55 不同模型下输出电压随温度漂移仿真波形冈 6 4 附录图( ”不同模型下的线性稳压仿真渡形图一6 8 附录圈( 2 ) 不同温度下的线性稳压仿真波形图 6 8 附录型( 3 ) 不同模型下的负载稳压仿真波形图 6 9 附永图( 4 ) 小同温度下的负载稳压仿真波形图 6 9 6 f 录图( 5 ) f f 模型在4 0 、2 5 、8 5 。c 种濡度下的瞬态响应仿真波形罔7 0 附录图( 6 ) s s 模型在一4 0 、2 5 、8 5 二种温度j 、的崎态响应仿真波形闰7 1 附录图( 7 ) f f 模型在一4 09 c 、2 5 、8 5 。c 三种温度f 的电源切换仿真波形图7 2 附录图( 8 ) s s 模型在- 4 06 c 、2 5 “c 、8 5 三种温度下的电源切换仿真波形图7 3 表格清单 表1 1 线性稳压器与开关稳压器优缺点比较。2 表2 1 导通器件的性能参数比较6 表4 1 逻辑控制真值表5 4 表5 1 不同模型和温度下线性稳压的输出申l 压变化5 6 表5 2 不同模型和温度下负载稳压的输出电压变化5 8 表5 3 不同模型弓温度下瞬态响应的输出电压变化6 i 表5 4 电源切换输出电压变化统计表，6 3 表55 不同模型下的输出电压温漂 独创性声明 本人声明所龟交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。据我所 知，除了文中特别加以标志和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果， 也不包含为获得佥坚王些叁堂 或其他教育机构的学位或证书雨使用过的材料。与我一同工作 的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文作者签字：雨巨签字日期：弼年声月，2 ，日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解盒照王些友堂有关保留、使用学位论文的规定，有权保留并向 国冢有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅或借阅。本人授权金月b 王些去 堂一可以将学位论文的全部或部分论文内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫 描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者签名：谐，丕 导师签名 孙记一 签字日期：妒6 年4 月陪日签字日期：勋6 年乍月，z 日 学位论文作者毕业后去向： 工作单位； 通讯地址： 电话 邮编 致谢 首先我要感谢我的导师高明伦教授和潘剑宏老师在我碡年半研究生学习生 活中的指导和关心，高老师学识渊博，治学严谨，对待科研一丝不苟。他对学 生的谆谆教诲都深深地记在我的心中，高老师是我今后人生道路上学习的楷模。 感谢我的指导教师胡永华教授，在我论文写作过程中给予我耐心的指导和 细心的帮助，在此表示衷心的感谢。 感谢合肥工业大学微电子设计研究所的各位老师和同学，感谢他们给我学 习上的帮助和生活上的关心。我特别要感谢模拟设计小组的学长、同学以及师 弟师妹们，向他们的支持和工作致以深深的谢意。 感谢我的父母对我学习和生活的默默支持和关心。 最后感谢所有帮助过我的老师、同学和朋友们。 作者：陈巨 2 0 0 6 年3 月 1 1 研究背景及回顾” 第一章简介 随着半导体工艺技术的不断发展，芯片制造的特征尺寸不断缩小。到2 0 0 5 年，9 0 纳米工艺线已经实现量产化，并且芯片的电源电压也降至l v 左右。为 了降低成本并保持和提高芯片性能，各类芯片的集成度都在不断增加。当然， 为电路板上芯片提供电源的稳压器芯片也符合这个趋势。稳压器是一个恒定的 电压源，可以根据其负载的变化调节其内部电阻值，输出恒定的电压。稳压器 基本上分为线性稳压器和开关稳压器两大类。 随着电池供电设备在过去十年问的快速增长，使用n p n 达林顿管做导通器 件的n p n 稳压器件已经不能满足市场需要。他们被性能更好的新型低压差线性 稳压器( l o w d r o p o u t l i n e a rr e g u l a t o r 简称l d o ) 和准l d o 稳压器( q u a s i l d o ) 所取代。为了让移动设备的电池获得更长的使用时间和更高的转换效率，就需 要低工作电压和低静态电流的l d o 稳压器f 4 】，低工作电压也是芯片制造工艺向 更高集成度发展的必然结果。另外，在一定的电源电压下，要增大动态范围就 需要将跌落电压降低。这是因为信噪比随着电源电压降低而减小，而噪音通常 是保持恒定不变的【6 1 。线性稳压器的低压差特性使得其能适合许多应用场合， 如汽车、手提移动设备、还有工业应用。从经济上来看，线性稳压器可以在相 对简单的工艺下实现，如标准c m o s 工艺、双极工艺、和b i c m o s 工艺等【 。 开关电源稳压器虽然在功能上与线性稳压器相似，但是工作原理完全不同。 开关稳压器使用输出级重复切换呵f ”和“关”状态，与能量存贮元件( 电容器和 感应器) 一起产生输出电压。它是通过输出反馈电压来调整切换开关定时长度 来实现稳压功能的。在频率固定的开关稳压器中，通过调节开关电压的脉冲宽 度来调节切换定时开关电流，称为脉冲宽度调制( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) 。 总体上来说，开关稳压器需要可控振荡器、导通器件、电感、电容和二极管。 但是一些采用开关电容的电路可以不用电感【8 1 【9 1 。 开关稳压器产生的输出电压可以大于或小于输入的电压，并且可以用一个 稳压器产生多个输出电压。开关稳压器的响应时间取决于控制器的振荡频率( 大 约2 0 到2 0 0 k h z ) 和电路延时。其相应的晌应时间一般情况下为6 到8 微秒， 而l d o 通常情况下的响应时间却只有1 至2 微秒【“。因为导通器件以较高频 率导通和关断，不停地将电流注入到电感中，因此这类稳压器输出电压中存在 着固有噪音，这是其电路结构决定的。通常在同样的输入电压和输出电压要求 下，降压型开关稳压器比线性稳压器转换电源的效率更高，转换效率可以达到 8 0 至9 5 。 两种稳压器由于其结构的不同，导致它们各自拥有不同的优缺点，根据它 们优缺点的不同而分别适用于各类应用。在许多领域中，线性稳压器都会比开 关稳压器更加适用，因为它成本低结构简单并且噪音小。然而随着线性稳压器 输出功率的增加，当芯片需要使用散热器才能正常工作的时候，开关稳压器就 体现出自己的优势了。散热器不仅仅增加了额外的器件成本，更重要的是还占 用了电路板上宝贵的空间，这样会增加另外的费用。但是在输入与输出电压差 很大，输出电流也大的情况下，开关稳压器的高转换效率将是我们考虑的首选 对象。尽管如此，仍然有些大压差和大电流的应用需要对噪音敏感的电路供电。 这种情况下就可以使用开关稳压器将电压降低，之后再使用串接的线性稳压器 来提供低噪音的电源输出。因此对于线性稳压器和开关稳压器的选择需要由不 同的应用环境和系统来决定。线性稳压器和开关稳压器的优缺点如下所示【2 5 】： 1 2 研究目的 表1 1 线性稳压器与开关稳压器优缺点比较 线性稳压器开关稳压器 优点优点 简单效率高 输出电压的纹波低输出电压可以大于或小于输 线性和负载稳压非常好入电压 对负载变化响应快能够处理较高的功率密度 电磁干扰低 缺点缺点 效率低输出电压纹波高 大功率器件需要散热器，占空瞬时恢复时间较慢 间大 会产生电磁干扰( e m i ) 研究线性稳压器的目的来自于人们对高性能电源供电电路需求的日益增 长。并且随着消费类电子的发展，使用电池的移动设备越来越多，它们对于线 性稳压器的需求也增长迅速【l ，如手机、摄像机、掌上游戏机和手提电脑等。 特别是晶体管的绝缘栅宽度会随着每单位面积的器件密度增加而减小，从而击 穿电压会变得更低【l l j i l ”。因此，低功耗要求和新工艺技术使得稳压器必须工作 在低电压条件下，并输出精确的稳定电压，同时还要达到低功耗的要求【1 ”。因 此研究l d o ( 低压差) 线性稳压器，并且同时在芯片上整合备用电源切换电路， 对使用电池并且经常充电的手提移动设备很有意义。使用这样的线性稳压器芯 片，用户可以在充电状态和电池供电之间随意切换，而不用担心复杂的操作。 本论文的研究重点就是如何在这种带备用电源切换的l d o 线性稳压器结构下， 实现低压大电流驱动、低静态电流、电源切换无毛刺以及提高l d o 线性稳压器 电路性能的电路改进。 2 1 3 论文结构 第一章是本论文的概述部分。 第二章介绍线性稳压器的基本定义，结构和工作原理。重点介绍l d o 的组 成部件如导通器件、误差放大器等，以及稳压器的频率补偿和负载电容的e s r 问题。这一章主要研究通常情况下低压差线性稳压器的稳定性问题。 第三章包括线性稳压器的设计指标，研究并设计带备用电源切换的l d o 系统架构及工作模式。主要研究在这种系统结构下，实现无毛刺的电源切换的 原理，如何实现限流以及过热保护还有导通管版图以及版图整体的布局考虑。 第四章详细讲解各个重要子模块的电路设计，其中包括带隙基准源、l d o 稳压模块及其频率稳定性、限流保护、过热保护、逻辑控制等。这章重点研究 了以下内容：提高基准源电路性能的电路改进，系统在大负载电流情况下保持 稳定的放大器零点补偿方法，保证无毛刺切换的衬底电压跟随电路，还有设计 过程中需要随时注意的低功耗和精度问题等。这章是本文的主要部分。 第五章是电路仿真和结果分析，用仿真来验证设计是否达到当初的设计指 标。 最后，第六章是对论文的总结和展望。 第二章线性稳压器的主要工作原理 2 1 线性稳压器的分类 2 1 1 线性稳压器的定义 线性稳压器是使用在线性区或饱和区工作的晶体管、场效应管( 通常被称 作导通器件p a s se l e m e n t ) 从输入电压中减去多余的电压，产生经过调节的稳定 并且精确设定的直流电压的稳压器。线性稳压器的导通器件串联在稳压器输入 和输出端之间，正常工作时导通器件上会产生压降，这个压降不一定等于跌落 电压。跌落电压( d r o p o u tv o l t a g e ) 是指稳压器将输出电压维持在其额定值上 下1 0 0 m v 之内时，所需的输入电压与输出电压差额的最小值，也就是当控制电 路停止稳压时输入与输出电压之差值。 l d o 通过电路反馈，通过被放大的误差信号来控制和驱动功率晶体管，改 变导通管的输出电流大小并实现稳压。这类稳压器有两个固有特点：一是输入 电压的值要比各自的输出电压大，二是为了获得更好性能它的输出阻抗小【1 6 1 。 正电压输出的l d o 线性稳压器通常使用p n p 类型的功率晶体管( 也称为 导通器件) ，这种晶体管允许饱和，这时稳压器可以有一个非常低的压降电压， 通常为2 0 0 m v 左右。与之相比使用n p n 功率晶体管的传统线性稳压器的压降 却达到2 v 左右。负电压输出的l d o 用n p n 作为它的导通管，其工作模式与 正输出l d o 的p n p 设备类似。 现代新技术使用c m o s 功率晶体管，它能够提供最低的压降电压。使用 c m o s 器件，通过稳压器的唯一电压压降是导通管的导通电阻上流过负载电流 造成的。如果负载电流较小，则产生的压降甚至只有几十毫伏。 2 1 2 线性稳压器的分类 2 1 2 1 根据导通器件分类“7 1 2 1 2 1 1n p n 型线性稳压器 n p n 型线性稳压器的内部是用p n p 晶体管来驱动n p n 型达林顿管，因此 器件的输入输出之间会有1 5 v 到2 5 v 的跌落电压。公式表示为： p i 。= 2 k * + r * 1 6 2 5 v ( 2 1 ) 2 1 2 1 2 准l d o 线性稳压器 准l d o 线性稳压器在一些领域中被广泛地采用。因为它的跌落电压介于 n p n 稳压器和l d o 稳压器之间而得名。它的导通器件结构是单个p n p 管驱动 单个n p n 管。因此，它的跌落压表示为： = + r 0 9 v ( 2 2 ) 2 1 2 1 3l d o 线性稳压器 在l d o 线性稳压器中，导通管通常由单个p n p 管或者m o s 管构成。l d o 的最大优势就是导通管只会带来很小的导通压降，满载的跌落电压一般小于 5 0 0 m v ，轻载时的压降只有1 0 到2 0 m v 。其跌落电压公式为： = r 5 0 0 m v ( 2 3 ) 2 1 2 2 根据电流大小分类 根据电流大小，线性稳压器又可以分为高功率和低功率两种类型。低功率 l d o 的最大输出电流小于l a ，大多数应用于移动手提设备中。另一类，高功 率l d o 可以产生高于或者等于l a 的输出电流，它们通常适用于汽车和工业制 造等应用中 1 3 1 。 2 1 3 线性稳压器性能比较 n p n 型线性稳压器。l d o 和准l d o 在参数上的最大不同就是：跌落电压 和地脚电流( g r o u n dp i nc u r r e n t ) 。地脚电流是从稳压电路流到地的所有电流，也 就是稳压器电路所消耗的电流，通常称作i 训或者也叫静态电流，它的大小决 定着稳压器电路本身的功耗。 由于n p n 型线性稳压器使用的达林顿管有较高的增益，它只需很小的基极 电流来驱动负载电流。因此它的地脚电流也很小( 一般只有几个毫安) 。准l d o 也有较好的性能，地脚电流也可以在几个毫安到十几个毫安之内。而l d o 的地 脚电流一般会较高。在满载时，p n p 管的卢值般只有1 5 至2 0 。也就是说这 种l d o 的静态电流般为负载电流的7 左右。 n p n 型线性稳压器的最大好处就是无条件的稳定( 不需外部电容) 。l d o 在输出端最少需要一个外部电容以减少环路的带宽( 1 0 0 pb a n d w i d t h ) 以及提供 正向相移( p o s i t i v e p h a s es h i f t ) 。准l d o 一般也需要在输出加上一些容性负载， 但是对电容选择的要求比l d o 更宽松。 各类导通器件的特性如下。 表2 1 导通器件的性能参数比较 d a r l i n g t 0 1 1 n p np n pn m o sp m o s 最大输出电流高高高中中 静态电流 由 中大小小 跌落电压 v s a t + 2 v b e v s a t + v b ev e c s a t v s a t + v g s v s d - s a t 响应速度 快 快慢 中中 2 2 线性稳压器的组成部件 2 2 1 线性稳压器的结构 图2 1 表示了通常情况下的低压差线性稳压器的模块结构图。电路由基准 源及其启动电路、误差放大器、导通器件、反馈网络、以及电流保护电路( 包 括电流检测) 组成。基准源为l d o 提供一个稳定的直流偏置电压。一般的基准 源通常由齐纳= 极管或者带隙基准构成。齐纳二极管应用于电源电压大于7 v ， 并且对温度变化不敏感的环境【3 川4 1 ，而带隙基准适用于低压和高精度的场合。 误差放大器和导通器件及反馈电路组成稳压环路。电路的工作原理是，通过反 馈，用放大后的误差信号控制并驱动功率晶体管，调整其输出电流的大小来实 现稳压。l d o 的两大核心部件是误差放大器和导通管。保护电路的作用是保证 l d o 在安全稳定的情况下正常工作，如电流限制电路【4 j ，过热情况下的过热保 护等。基准源的温度漂移和误差放大器的失调电压决定了整个稳压器的温度系 数，因此需要设计低温漂的基准源和失调电压小的误差放大器。 图2 1 低压差线性稳压器模块示意图 2 2 2 基准源 最简单常用的基准源电路是二极管和电阻的串联电路。在高电压情况下， 一般使用反偏的齐纳二极管，而低压中有的电路直接使用正偏二极管。齐纳二 极管的反向击穿电压在5 5 v 到8 5 v 之间，其温度漂移在+ 5 m v 至l j + 1 5 m v 。c 之 间；而普通二极管的温度漂移约为一2 m v ，所以可以在齐纳二极管上再串联一 个正向偏置的二极管，用来抵消温度漂移的变化。虽然这样可以提精确度，但 是却将输出电压提高了一个p n 结电压。这种电路有如下一些缺点：电压兼容 性差、噪音大、6 v 以下不能工作、效率低等。 对于工作在低压下的正偏二极管电路，其温度漂移为一2 m v 左右。因此 在系统精度要求不高的情况下他们都可以直接用作基准源，不过这种基准源不 适合用在精度很高的稳压系统中，如本设计中就无法使用。 采用齐纳二极管的基准源电路如图2 2 ( b ) 所示， 图2 2 ( a ) 是电阻和正偏二极管串联的基准源，但是在标准c m o s 工艺中， 三极管的制造比二极管容易得多，因此如图2 2 ( a ) 所示电路般都使用集电极 与基极连接的纵向三极管来代替。 v r e f f a l ( b ) 图2 2 简单基准源电路示意图 为了使稳压器达到所需要的精度，使用这样的简单基准源是不行的。而带 隙基准电路基本上可以傲到与温度无关，其精度很高。因此一般情况下l d o 稳压器都使用带隙基准。随着工艺的特征尺寸的缩小和工作电压的降低，带隙 基准的设计难度增加，并开始向着低电压方向发展。关于带隙基准的设计将在 第四章中详细讲述。 2 2 3 误差放大器及缓冲级 应用在l d o 中的误差放大器影响着l d o 的稳定性和精度，它的设计指标 是与l d o 的性能直接相关。放大器参数一般包括：输出阻抗、增益、带宽、输 出转换速率电流、输出电压摆幅和静态电流。而在l d o 中由于放大器必须驱动 有很大寄生电容的导通器件，因此它的输出阻抗必须足够低，使得寄生极点位 于放大器的单位增益频率之外，才可以保证系统的稳定性，这点将在本章第三 节提到。由于导通管所带来的寄生电容非常大，因此即使把输出阻抗降低也很 难产生高频寄生极点，而且输出阻抗降低会影响放大器的增益。所以需要用缓 冲级将增益级输出电阻r 。和大负载寄生电容c 。隔开，如图2 3 所示。负载稳 压特性会随着放大器开环增益的增加而变得更好，但是放大器增益的增大受单 位增益频率限制。因此，在设计放大器的增益带宽积( g b w ) 的时候需要注意 这个问题，它关系到l d o 系统的输出极点和零点的位置。 图2 3l d 0 系统结构示意图 缓冲器结构及其偏置电流设计，是根据系统需要的频率和瞬态响应来决定 的。缓冲级的偏置电流大小主要取决于瞬态响应的指标。特别是缓冲级输出可 以提供的转换速率电流大小，部分决定了瞬态负载电流阶跃时输出电压的波动 变化。根据不同导通管的驱动要求来选择缓冲级电路结构。例如，p m o s 导通 管需要高负压摆幅，以产生大输出电流和低跌落电压。同时也需要高正压摆幅 来关闭器件，以保证栅压最高时亚闽值漏电流小。采用n m o s 自然管构成源跟 随器，就是一种简单的缓冲级的实现方式。自然管是没有进行阈值调节的器件 它的闽值电压接近于零，它可以通过在标准c m o s 工艺中再增加一层掩模板来 实现。缓冲级的输入电容瓯。，和增益级的输出电阻r 。的乘积必须保持足够低， 才能得到远远高于系统单位增益频率( u g f ) 的内部极点。因此，增益级的输 出和缓冲级的输入之间由于版图产生寄生电阻和走线电容需要最小化。放大器 的总体设计需要在满足指标的情况下尽可能简单，以保持较低的静态电流降低 稳压器功耗。放大器的带宽和转换速率又限制了静态电流的降低。所以设计中 需要在功耗和性能之间寻找一个折衷。 2 2 4 导通管m 1 五种可以实现的导通器件基本结构包括n p n 达林顿管、n p n 跟随器、共 发射极横向p n p 管、n m o s 跟随器、和共源极p m o s 管1 1 3 1 。它们的结构示意 图分别如图2 4 所示，选择什么结构的导通器件是由所需要采用的工艺和线性 稳压器所要达到的性能参数来决定的。虽然多晶体管结构也可以做导通器件， 但导通器件的实际性能并非由晶体管个数的多少决定，而主要是提供输出电流 的晶体管的能力决定的，驱动这个输出管的其它晶体管可以被看作是前级放大 器的缓冲级或者输出级，图中虚线部分表示的就是输出级。 o u i p n p o u t n p nd a r l i n g t o n i n o u t n p n p m o s 图2 4 导通器件基本结构示意图 双极晶体管可以在相同的电源电压下提供比m o s 更大的输出电流。但是 由于双极器件是电流驱动器件，它提供的电流越大，消耗的驱动电流就越多， 因此采用双极晶体管做导通管的线性稳压器随羞功率的提高，其自身的静态功 耗也随之增加，也就增加了耗电量。而m o s 器件是电压驱动器件，在相同的 输出电流下，它所消耗的静态电流最小，这是因为m o s 管的栅极和地之间没 有通路。但是m o s 管每单位面积可以提供电流的能力和管子的宽长比以及栅 极驱动电压紧密相关，因此从面积大小上考虑，它的性能会受到面积的限制。 因为在标准c o m s 工艺上制造的双极晶体管电流增益口值相对较小，因此 驱动双极器件的误差放大器就需要有注入和吸出较大基极电流的能力。对于 n p n 管，其基极电流流向稳压器输出端，而p n p 管的基极电流就成为地电流 损失掉了。因此，n p n 结构比p n p 结构更好，因为它的静态电流相比之下更 小。n p n 结构也能提供最快的瞬态负载电流的阶跃响应时间。通常p n p 晶体 蝮一叫一 管在工艺中被制造成横向器件，因此它响应时间长是其结构造成的。纵向p n p 结构可以获得更快的响应时间，但是由于标准工艺不支持这种结构，受工艺限 制而无法使用。m o s 晶体管通常比纵向双极器件慢，但是却比横向结构的p n p 速度快。 p m o s 和p n p 做导通管的l d o 跌落电压最小，分别是p m o s 的最小饱和 电压v 。d s 。l 和p n p 管的v 。t ，从o 1 到o 4 v 之间。n p n 达林顿管、n p n 、和 n m o s 结构包含了至少一个v b 。( v 。) 和一个v 。( v 。) ，它们的最小跌 落电压约为0 8 v 到1 2 v 。跌落电压可以通过增加电荷泵电路来改善，但是如 果采用这种技术，电路会过于复杂并且费用会增加。在不使用其它电路进行补 偿的情况下，p m o s 管具有最小的跌落电压，因为它们具有可变电阻的特点， 其漏源电压可以随着栅源电压及宽长比的变化而变化。所有导通器件中，p m o s 能够在跌落电压，静态电流，输出电流，和速度上取得最佳折衷。 l d o 的电路设计完全受导通器件的物理需要的影响。导通器件必须在其物 理体积上足够大，以满足产生大的输出电流和低的跌落电压需求，这会为误差 放大器带来大的负载电容。因此，放大器输出的寄生极点被推向低频，它降低 了相位裕度，使得系统的稳定性受到威胁。进步讲，导通器件的漏电流随着 器件面积的增大而增大，例如m o s 管的亚阈值导通电流。这也就使得器件面 积的扩大受到限制。另外，跌落电压会因为版图带来的固有寄生电阻而增加， 例如导通器件的源极和漏级的接触孔所带来的串联电阻、金属连线、有源连接 等。最后，导通器件的驱动需求通常可以被定义为稳压器的最小输入电压，例 如p m o s 晶体管的栅压驱动需要产生高输出电流和低跌落电压( v i n v 。；+ v 却 这里v d 。对应电流源的电压余度) 。 2 2 5 反馈采样电路 反馈采样电路一般情况下都由串联电阻网络组成，通过对l d o 的输出电压 进行分压，得到所需的反馈电压送至误差放大器的输入端，与基准源产生的参 考电压进行比较。由于采样电阻接在输出端，所以它的阻值需要很大，否则从 分压采样电阻上流走的电流将会很大，增加了l d o 的静态电流。在工艺上我们 般选择高阻值的多晶制作分压电阻。如图2 5 所示，其目的是降低反馈网络 对输出电压变化的敏感性。这样可以避免出现对负载电路的大电流冲击。同时， 这样的结构又会给系统带来一对多余的极点和零点，给系统稳定性带来不利。 但是有些设计正好利用这里产生的零点来补偿系统，使系统的稳定性与负载电 容的选择无关【2 ”。此处零点和极点位置的计算将会在第四章详细讲述。 2 3 系统的稳定性 图2 5 反馈电路示意图 所有的稳压器都用到了反馈原理以使输出电压稳定。输出电压是通过电阻 分压进行采样的，并且该分压信号反馈到误差放大器的一个输出端。因为误差 放大器的另一个输入端连接到参考电压源上，误差放大器通过反馈调整导通管 的输出电流以保持d c 电压的稳定输出。本节详细说明一般l d o 线性稳压器的 系统稳定问题，说明系统是如何通过调整零极点的位置来达到稳定的。 2 3 1 反馈和稳定性“” 负反馈( n e g a t i v ef e e d b a c k ) 是反馈信号与原始信号的极性相反的反馈形 式，它抑制了输出信号的变化，从而使输出趋于稳定，如图2 6 所示。由于负 反馈与原始信号的极性相反，因此负反馈总会抑制输出电压的变化。 当反馈信号与原始信号极性相同时称作正反馈( p o s i t i v ef e e d b a c k ) 。正反 馈不但没有阻止输出电压改变，反而将变化不断放大。通常情况下如果电路环 路上出现正反馈就会引起振荡。需要指出的是如果负反馈发生1 8 0 度相移，那 么负反馈就会成为正反馈。 相位偏移( p h a s es h i f t ) 就是反馈信号经过整个电路环路后出现的相位改 变。理想的负反馈信号与原始信号相位差18 0 度，如图2 6 所示。因此它的起 始点在负18 0 度，也就是图中圆形的半周。如果理想的负反馈信号经过1 8 0 度的 相移，就会和原始信号同相位，这时负反馈就变成了正反馈，使得环路不稳定 并发生振荡。 相位裕度( p h a s em a r g i n 简称p m ) 定义为在环路增益等于0 d b 时，反馈 信号总的相位偏移与1 8 0 度的差。个稳定的环路一般需要2 0 度以上的p m 值。 相位偏移和相位裕度可以通过波特图中的零、极点位置计算得出。 原始信号 或3 6 矿 原始信 反馈信 一l h c l 。 正反馈 负反馈负反馈 图2 6 正负反馈和相移示意图 巴克豪森判据( b a r k h a u s e n sc r i t e r i a ) 定义了电路在某频率的振荡条件， 当频率为饵时候，负反馈本身就会产生18 0 度相移，成为正反馈，电路发生振 荡。巴克豪森判据的表达式为： i f l h ( j 0 9 i ) l = l ( 2 4 ) z f l h ( j o q ) = 一1 8 0 9( 2 5 ) 极点( p o l e s ) 是增益曲线中斜度为2 0 d b 十倍频程的点( 如图2 7 ) 。每添 加一个极点，增益曲线的下降斜率就增加一2 0 d b 。每个极点都会产生与频率相关 的相位偏移，随着频率的增加，相移从0 逐渐增加到9 0 度。极点或零点对相 位偏移的影响范围在极点或零点频率的十倍频程以内，并且一个极点最多增加 一9 0 度的相移。因此单极点系统无法满足巴克豪森判据，它是无条件稳定的。 辎 聱 漳 翠 馋 翠 频率( h z )频率( h z ) 图2 ，7 极点和零点对相移和增益的影响示意图 零点( z e r o s ) 是在增益曲线中斜率为+ 2 0 d b 十倍频程的点( 如图2 7 ) 1 2 零点随频率产生的相移为0 到+ 9 0 度，在零点频率处的相移为4 5 度。零点可以 抵消极点对增益和相移的作用，它在增益和相位上的效果与极点恰恰相反。这 也就是为什么要在l d o 稳压器的环路中添加零点进行补偿的原因。 2 3 2l 0 0 稳定性分析” 导通器件小信号等效圈v 图2 8l d 0 小信号等效示意图 线性稳压器系统的小信号等效模型如图2 8 所示，其中c 。，是导通器件的 寄生电容。r 。，是寄生电阻。r 1 ，r 2 是分压电阻。c b 是输出的旁路电容。g a 是放大器的跨导。v 耐和v f b 分别是参考电压和反馈电压。从上图可以得出输出 阻抗z d 的表达式： z o - r 1 2 f l i ( r e s r + 却击 ( 2 6 ) 其中墨：，= | f ( r + 恐) * 勉，这是因为屹( 蜀+ r o 。 所以我们可以将输出阻抗整理成如下式子： z o “丽丽篆帮 眨， 从上面的传输函数可以得出系统的零点和极点。令分子为零可以求出零点 的表达式，令分母为零可以得出极点的表达式。此外，电路中还存在一个由导 通管寄生电容和放大器输出电阻产生的低频极点p a 。它们的计算公式如下： 只“芴丽1 ( 2 8 ) e z 丽i 1 只4 瓯1 “丽1 ( 2 9 ) r 2 1 0 ) ( 2 1 1 ) 其中主极点p o 是线性稳压器的输出极点，因为输出电容很大因此它的位 置最靠近原点。次极点p a 是导通管寄生电容与放大器的输出阻抗产生的极点， 由于放大器的输出阻抗较大，因此p a 位于低频。p b 是输出的旁路电容产生的 极点，由于旁路电容c b 很小，所以这个极点是高频极点。z 。，是输出电容的串 联等效电阻导致的零点，由于输出电容的值较大，因此零点的位置会比p b 的 频率低。 很明显这个系统包含了三个极点一个零点。系统可能是不稳定的。要让系 统稳定就需要对零极点位置和放大器的带宽进行调节。虽然单极点系统是无条 件稳定的，但是这里想要成为单极点系统基本不可能。因为p o 和p a 靠得很近， 如果单位增益频率( u g f ) 内只包含一个极点，就只能将放大器增益降到很小。 这样无疑就大大降低了l d o 的输出精度。因此通常的补偿方法是将p o 、p a 和 z 。，包含在u g f 以内。这样用e s r 零点去抵消一个极点，使得单位增益频率内 相移达不到18 0 度。大部分的l d o 都采用了这种e s r 零点的补偿形式。补偿 前后的波特图见下一节的图2 1 0 和图2 1 3 。 2 3 3e s r 零点补偿“7 m 2 图2 9 电容中的等效串联电阻示意图 串联等效电阻( e q u i v a l e n ts e r i e