（微电子学与固体电子学专业论文）用于射频基带处理ΣΔ调制器的设计与研究.pdf

复旦大学博士学位论文 摘要 z a 模数转换器采用过采样、噪声整形以及数字滤波技术，降低了对元器件 匹配精度的要求，能够实现传统奈奎斯特率模数转换器达不到的精度，是目前实 现高精度模数转换器的主流技术，在仪器仪表测量、数字音频、i s d n 、a d s l 以及射频接收机等领域有着广泛的应用前景。 本论文系统地研究了z a 调制器的各种体系结构，根据功耗、稳定性以及电 路实现等方面综合考虑，z a 调制器采用级联2 2 结构，过采样比为3 2 ，并通过 行为级仿真确定了积分器的增益衰减因子及级问耦合系数。分析了实际电路的各 项非理想因素以及噪声特性对调制器性能的影响，并通过计入积分器的非理想特 性对调制器传输函数的影响导出系统对各个模块电路性能参数的要求。针对蓝牙 基带处理，采用栅压自举的采样开关、增益自举运放组成的全差分开关电容电路 实现1 4 位调制器。同时使用不同的输入、输出共模电压的方法来提高调制器 的动态范围。芯片采用中芯国际( s m i c ) o 1 8 u r n 单层多晶、六层金属、m i m 电 容的c m o s 工艺实现，电源电压1 8 v ，采样时钟为3 2 m h z ，芯片核心面积( 不 包括引脚) 为0 7 x 0 9 m i l l 2 。测试结果显示，芯片工作正常，直流信号输入时在 1 m l t z 转换速率下动态范围可以达到7 8 d b ，功耗为2 0 m w 。 另外，论文还分析了c m o s 全差分两级运算跨导放大器( 0 t a ) 的零极点 分布以及建立特性，设计出一个优化程序，找到最佳的阻尼因子和自然频率使建 立时间最小以满足调制器的要求。 最后，对所做的工作进行了总结，并对将来的工作提出了展望。 关键词：射频接收机，蓝牙基带，模数转换器，z a 调制器，级联2 - - 2 结构，开 关电容电路，两级o t a ，增益自举运放，栅压自举开关 中图分类号：t n 4 3 2 i v a b s t r a c t a b s t r a c t s i g m a - d e l t aa n a l o gt od i g i t a lc o n v e r t e r ( a d c ) a d o p t so v e r s a m p l i n g ，n o i s e s h a p i n ga n dd i g i t a lf i l t e r i n gt e c h n i q u e st or e d u c et h er e q u i r e m e n to fc o m p o n e n t m a t c h i n g i to v e r c o m e sl i m i t a t i o n so nr e s o l u t i o nt h a t c a r ln o tb ea c h i e v e db y c o n v e n t i o n a ln y q u i s ta d c n o ws i g m a - d e l t aa d ch a sb e e nm o s t l yu s e df o rh i 曲 r e s o l u t i o na dc o n v e r s i o n i th a se x t e n s i v e a p p l i c a t i o n s i ns u c hf i e l d sa s m e a s u r e m e n to ft h ei n s t r u m e n t ，d i g i t a la u d i o ，i s d n ，a d s la n dr a d i of r e q u e n c y ( r f ) r e c e i v e r ，e t c t h i sd i s s e r t a t i o nh a ss t u d i e dv a r i o u sa r c h i t e c t u r e so fs i g m a - d e l t am o d u l a t o r s y s t e m a t i c a l l y a c c o r d i n gt op o w e rd i s s i p a t i o n , s t a b i l i t ya n d c i r c u i ti m p l e m e n t a t i o n , a 2 - 2c a s c a d ea r c h i t e c t u r ei si n t r o d u c e d o v e r s a m p l i n gr a t i oi s3 2 t h ea t t e n u a t i o n f a c t o r so fe a c hi n t e g r a t o ra n di n t e r s t a g ec o e f f i c i e n t sa r eo b t a i n e df r o mb e h a v i o r a l s i m u l a t i o n t h ei m p a c t so fc i r c u i tn o n i d e a l i t i e sa n dn o i s e so nt h ep e r f o r m a n c eo f s i g m a - d e l t am o d u l a t o ra r ea n a l y z e d t h ep e r f o r m a n c er e q u i r e m e n t so fe a c hc i r c u i t b l o c ka r ed e r i v e df r o mt h ei r a n s f e rf u n c t i o no fs i g m a - d e l t am o d u l a t o rt h a tt h e n o n i d e a l i t i e so fi n t e g r a t o ra r ec o n s i d e r e d t h e1 4 一b i ts i g m a - d e l t am o d u l a t o rf o r b l u e t o o t hr e c e i v e rb a s e b a n dc h a n n e la p p l i c a t i o ni si m p l e m e n t e dw i t hf u l l yd i f f e r e n t i a l s w i t c h - c a p a c i t o rc i r c u i t sc o n s i s t i n go fb o o t s t r a p p e ds a m p l i n gs w i t c ha n dt w o s t a g e o t a d i f f e r e n ti n p u ta n do u t p u tc o m m o nm o d ev o l t a g e sa r eu s e dt oi m p r o v et h e m o d u l a t o r sp e r f o r m a n c e t h ep r o t o t y p es i g m a - d e l t am o d u l a t o ri sf a b r i c a t e di n s m i c0 18 u ms i n g l e - p o l ys i xm e t a lm i mc m o st e c h n o l o g ya n d o c c u p i e s o 7 x 0 9 m m 2 t h em o d u l a t o rc o n s u m e sa b o u t2 0 m wf r o ma1 8 vs u p p l y t h ec h i p w o r k sw e l la n da c h i e v e s7 8 d bo f d y n a m i cr a n g ew i t hi n p u td i r e c tc u r r e n ts i g n a l t h ed i s t r i b u t i o no fz e r o - p o l ea n ds e t t l i n gp e r f o r m a n c eo ft w o - s t a g eo t aa r e a n a l y z e d t h em a t l a bo p t i m i z a t i o np r o g r a mc a nf i n dt h eo p t i m a ld a m p i n gf a c t o r a n dn a t u r a lf r e q u e n c yt h a tm a k e st h es e t t l i n gt i m eo fo t am i n i m u mq u i c k l y t h e s i m u l a t i o nr e s u l t ss h o wt h a tt h eo t as a t i s f i e sa l lt h er e q u i r e m e n t so f t h es i g m a - d e l t a m o d u l a t o r v 壅呈查兰堡主兰丝堡苎 f i n a l l y ，t h ew o r ki ss u m m a r i z e da n d t h ed i r e c t i o no f f u t u r ew o r ki sp r o p o s e d k e y w o r d s ：r fr e c e i v e r , b l u e t o o t hb a s e b a n d ，a d c ，s i g m a - d e l t am o d u l a t o r , 2 - 2 c a s c a d ea r c h i t e c t u r e ，s w i t c h e d - c a p a c i t o rc i r c u i t ，t w o - s t a g eo t a , g a i n - b o o s t e x lo p a m p ， b o o t s t r a p p e ds w i t c h c l cn u m b e r ：t n 4 3 2 v i i 引言 1 引言 1 1 研究背景及意义 自然界中的各种物理量，例如光、电、声、振动、压力、温度等表现为在时 间域上连续变化的模拟信号。在科学研究和工程技术的各个领域往往需要对这些 信号进行检测、变换、滤波、传输、显示等加工处理。这种处理以往都采用模拟 信号处理电路与系统实现。随着大规模集成电路( v l s i ) 、数字信号处理( d s p ) 和计算机技术的发展，数字系统得到了飞速发展。由于数字系统具有抗干扰能力 强、便于传输、可靠性高以及体积小、功耗少、成本低等优点，使得模拟信号越 来越多地采用数字系统进行处理。数字系统只能处理数字信号，为了能利用数字 系统处理模拟信号，首先必须把模拟信号转换成数字信号，这种功能就是通过模 数转换器( a d c ) 来实现的。图1 1 是一个模拟信号数字处理系统典型框图【l 】。输 入的模拟信号经过前置滤波、采样保持电路后，送给模数转换器转换成数字信号， 经过计算机或数字信号处理设备处理，最后把处理后的数字信号通过数模转换器 ( d a c ) 转换成模拟信号输出。可以看出，模数转换器与数模转换器是联系模拟 和数字的桥梁，对整个系统的性能起着关键的作用。 模拟 输入 翦置羝 - 4采样保_ 模曩转- p 数字信号处理一 致摸转- - 9平滑 遁滤波 持电路换器 换器滤渡 图1 1 模拟信号数字处理系统框图 模拟 辕出 近年来，模数转换器也被越来越多地应用于无线数字通信系统。其中，在射 频接收机中的应用最为典型。图1 2 是零中频接收机结构框图【2 1 ，其结构较传统 超外差接收机简单许多。天线接收到的射频信号经滤波器和低噪声放大器( l n a ) 放大后，与互为正交的两路本振信号混频，分别产生同相和正交两路基带信号。 由于本振信号频率与射频信号频率相同，因此混频后直接产生基带信号，而信道 选择、增益调整和模数转换在基带上进行，由芯片上的低通滤波器( l p f ) 、可变 增益放大器( v g a ) 和模数转换器完成。与传统超外差接收机相比，一方面结构简 l 复旦大学博士学位论文 单，便于集成；另一方面，具有更低的功耗，这对于靠电池供电的便携式电子设 备是至关重要的。 图1 2 零中频接收机框图 传统的模数转换器是奈奎斯特率转换器，主要由模拟电路构成。在这种电路 中，元器件的匹配误差大小决定了该模数转换器所能达到的精度，要达到1 2 位 以上的精度，必须采用数字校正电路或激光修正工艺。综合考虑各种因素，使得 实现高精度的奈奎斯特率模数转换器存在相当的困难。而同时，人们对信号处理 系统提出了更高的要求，比如希望有更高的精度、速度以及更低的成本、功耗， 采用标准的数字c m o s 工艺实现整个信号处理系统，可以提高整个系统的可靠 性、集成度，从而降低成本。相对于传统的模数转换器，模数转换器采用过 采样、噪声整形以及数字滤波技术，降低了对元器件匹配精度的要求，能够实现 传统奈奎斯特率模数转换器达不到的精度，广泛应用于中低速、高精度的仪器仪 表测量、数字音频、i s d n 等领域，如文献【3 】中的2 0 k h z 带宽、1 8 位精度的音 频模数转换器。 随着无线移动通信设备和宽带i n t e r n e t 的高速发展，对重量轻、体积小、功 耗低、成本低的接收机的需求也迅速增加，提高射频接收机的集成度是满足上述 需求的重要途径 4 1 。采用c m o s 工艺，减少片外元件，同时兼容多种通信协议的 射频接收机成为研究的热点。零中频接收机将信道选择滤波从模拟域移到数字域 基带，通过数字滤波器来实现，大大降低设计难度。但接收机需要一个高速、高 精度模数转换器。 调制技术是目前实现高精度模数转换器的主流技术，它以数字电路的复 杂性降低模拟电路的要求，并且不需要特殊的工艺流程，能够很方便的集成到数 2 l i 引言 模混合系统中。由于采用过采样技术，和传统模数转换器相比，过采样y a 模数 转换器对前置滤波器的要求要低得多。另外，因为邻道干扰和过采样z 模数转 换器整形的量化噪声处在同一频带范围，可以被模数转换器中的降采样低通 数字滤波器一起滤除，因此非常适合用于射频接收机中。 模数转换器包括e a 调制器和数字滤波器，其中调制器是整个z a 模数转 换器的关键所在。最近几年e a 调制器的设计主要朝两个方向发展，一个方向是 设计低电源电压、低功耗e a 调制器，文献【5 】中的e a 模数转换器的功耗仅为 2 2 r o w ；另一个方向是设计高速、高精度调制器，文献【1 l 】中的调制器的信 号带宽为2 m h z ，精度达到1 5 5 位。表1 1 是目前调制器的研究现状f s - 1 4 l ，给 出了调制器所采用的体系结构、信号带宽、动态范围、功耗以及工艺等。 表1 1 调制器研究现状 作者时间体系结构采样频率信号带宽动态范围电源功耗所用工艺 ( m h z )( m h z )( d b )( v )( m w ) k a p 2 0 0 3 2 阶4 位 4 8l6 81 82 2c m o s 0 1 8 量化 u m l p 5 m g a 9 2 0 0 3 2 阶3 位 5 30 2 7 68 51 81 5c m o s o 1 8 量化哪 g u p 2 0 0 2 2 一l l 6 4 1 18 81 8 3 31 8 0c m o s o 1 8 2 位量化u m l p 5 m g r 恐0 0 2 2 阶4 位 3 2o 58 02 71 2b i c m o s o 量化 3 5 u m s o i o l i 2 0 0 22 21 30 1 88 41 85b i c m o s o 4 u m b i l f 2 0 0 l单环3 阶 1 8 5 ，1 0 4 3 ，8 4 ，0 2 5 划8 6 2 51 3 5 ，1 1 5c m o s 0 2 5 m v 1 c 2 0 0 12 2 一l6 429 52 51 5 0c m o s o 5 u 多位量化 m 2 p 3 m f u j 2 0 0 0 2 一l 一12 01 2 59 051 0 5c m o s o 5 u 4 位量化 m 2 p 3 m g e e 2 0 0 0单环3 阶 6 0 i 2 59 751 5 2c m o s 0 6 5 u m 2 p 3 m m o r 2 0 0 02 25 2 81 18 73 31 8 7c m o s o 3 5 5 位量化 u m 2 p 3 m 因此，高速、高精度、低功耗的模数调制器在无线通信和非对称数字用 户线( a s d l ) 等领域有着广泛的应用前景，对这个进行研究是非常有现实意义 的。 复旦大学博士学位论文 1 2 主要工作与创新 在论文工作期间，查阅了大量有关模数调制器方面的资料，系统地研究了 e a 调制器的各种体系结构，分析了实际电路的各项非理想因素以及噪声特性对 调制器性能的影响。根据功耗、稳定性以及电路实现等方面综合考虑，z a 调制 器采用级联2 2 结构，并针对0 3 5 u r n 和o 1 8 u r n 两种不同的工艺，采用不同的 电路，设计了适用于蓝牙基带处理的1 4 位调制器。主要工作与创新表现在以 下三个方面： ( 1 ) 针对蓝牙基带处理，用中芯国际( s m i c ) o 1 8 u r n c m o s 工艺完成了从系 统定义、行为级仿真、电路设计、版图设计到流片测试的整个z 调制器 芯片设计流程。测试结果显示，芯片工作正常，直流信号输入时动态范围 可以达到7 8 d b 。 ( 2 ) 分析了实际电路的各项非理想因素以及噪声特性对调制器性能的影 响，采用栅压自举的采样开关、单级增益自举高速运放以及不同的输入输 出共模电压的方法来提高调制器的动态范围。 ( 3 ) 分析了c m o s 全差分两级运算跨导放大器( o t a ) 的零极点分布以及建 立特性，设计出一个优化程序，找到最佳的阻尼因子和自然频率使建立时 间最小以满足调制器的要求。 1 3 论文组织结构 论文的主要内容有： 第二章介绍了射频接收器的三种结构：超外差、低中频和零中频接收机。结 构简单、功耗低、易于单片集成的零中频结构成为蓝牙接收机的选择。 第三章首先回顾了调制器的发展过程，重点对过采样技术和噪声整形技术 的原理进行了阐述。 第四章首先按照设计目标确定z 调制器的过采样比、阶数以及量化器位数， 然后比较了各种调制器的体系结构，并对其中2 - - 1 - - 1 结构和2 2 结构进行了 详细的分析后，决定采用2 2 结构，最后给出行为级仿真结果。 第五章讨论了实际电路的各项非理想因素以及噪声特性对调制器性能的影 响，并通过计入积分器的非理想特性对调制器传输函数的影响导出系统对各个模 4 l 引言 块电路性能参数的要求。针对0 3 5 u r n 和o 1 9 u m 两种不同的工艺，采用不同的电 路，设计了适用于蓝牙基带处理的1 4 位z a 调制器。 第六章给出了调制器芯片的测试方案，对其中单端转双端电路进行了介 绍，建立了一套芯片的测试环境，完成了芯片的性能测试，并分析了测试结果， 对影响测试的因素进行了讨论。 第七章对所做的工作进行了总结，并对将来的工作提出了展望。 i a 、 复旦大学博士学位论文 2 射频接收机 射频接收机从众多电波中选出有用信号，并通过低噪声放大器放大到解调器 所要求的电平值后，再由解调器解调变为基带信号。由于传输中存在损耗与多径 效应，接收机接受到的信号很微弱并且在变化，同时还受到干扰，因此评价接收 机的主要指标是灵敏度与选择性【”l 。灵敏度是接收机接收微弱信号的能力，即在 给定输出信噪比的条件下，接收机所能检测的最低信号功率。它取决于接收机前 端电路的噪声底数和输出信噪比。另一个重要指标是接收机的选择性，即在邻近 频率强干扰和信道阻塞情况下，接收机能够解调出在有用信号并且保证达到最低 误码率要求。它取决于射频前端电路把高频的接收信号下混频到一个中间频率或 者基带信号这个过程中的滤波性能。 近年来，无线通信技术飞速发展，应用也越来越广泛。射频接收机作为通信 系统的重要组成部分，其结构和性能直接影响着整个通信系统。目前，射频接收 机面临着高工作频率、高集成度、低电压、低功耗、低价格的挑战。要提高接收 机的集成度，关键是提高接收机中模拟前端的集成度。射频接收机的结构主要有 三类：超外差接收机，低中频接收机和零中频接收机。复杂性、成本、功耗以及 集成度是我们选择射频接收机的主要考虑因素。 2 1 超外差结构 图2 i 超外差接收机结构 6 l 2 射频接收机 超外差接收机是传统的接收机结构，在处理信号的过程中用到中频，因此又 叫中频接收机【4 ”】，其结构如图2 1 所示。它将天线接收的信号通过射频带通滤 波器( b p f ) 、低噪声放大器( l n a ) 后首先由镜像滤波器滤除镜像信号，与射 频本振混频下混频到中频，然后在中频通过信道选择滤波器以及可变增益放大器 对邻道干扰进行抑制，其输出经过正交变换转换为基带信号，最后由模数转换器 经过数字化后输入到数字信号处理器( d s p ) 进行解调等相关处理。 超外差收发机在无线通信中有着广泛的应用，但它的主要缺点是要采用大量 的片外高品质因子的无源元件来实现高选择性和高灵敏度，从而使整个接收机的 面积、功耗和电路成本都大大增加，同时也为采用c m o s 工艺集成带来了困难， 不适合单片接收机系统的应用。另外，超外差接收机还存在镜像频率干扰问题， 使有用的射频信号及与本振信号对称的镜像频率信号同时被变换到相同的中频 频带内，形成干扰。 2 2 低中频结构 d 印 图2 2 低中频接收机结构 如图2 2 所示，和超外差结构相似，低中频接收机结构 1 6 , v 1 通过天线接收射 频载波信号，经l n a 放大后，直接进入两路由正交本振信号( l o ) 驱动的下混频器 进行频率变换，得到的两路低中频信号( 分别称为i 信号和q 信号) 。这里也使用了 中频，但这个频率很低，只有1 m h z 甚至1 0 0 k h z 左右。降低中频频率的直接后 果是加大了镜像频率的抑制难度。利用高q 值的射频滤波器滤除镜像频率的做法 显然有违设计者的初衷，同时也是不太实际的。因此低中频接收机的下混频普遍 采用了正交镜频抑制混频器和多相滤波器，这两者都是利用信号和镜像干扰经过 7 l 复旦大学博士学位论文 混频之后存在的相位差异来区分信号和干扰的。而镜像信号抑制通常在下混频之 后，在数字信号处理器( d s p ) e e 以较低的频率完成。低中频可完全集成并采用单 级直接下混频，不需要高频镜像信号抑制滤波器。同时，这两种处理方式使得原 本必须在高频区域就不得不进行的镜像压制可以推迟到低频区域，对滤波器的q 值要求就大大降低，相应的电容电感等无源器件就可以用片上集成的方式实现。 由于低中频接收机使用了多相和复信号的方式，因此整个接收机就是一个多通道 信号处理系统。多通道信号处理系统的性能好坏很大程度上取决于各条通道之间 的匹配程度。在数字通信系统中，这种多通道的匹配是很容易实现的，而对于模 拟的处理系统来说，却很难实现通道之间的匹配。在低中频接收机中，镜像信号 可能比有用信号高很多，需要大的镜像抑制和双路信号的精确匹配，这是该结构 的最大缺点。一般的正交结构只能提供2 6 d b 左右的镜像抑制【埔】，远远不能达到要 求，所以需要一定的算法加以校正或者采用匹配精度更高的电路结构。 2 3 零中频结构 图2 3 零中频接收机结构 让本振频率等于载波频率，即取中频为零，就不存在镜像频率，也就不会有 镜像频率干扰，这就是直接下混频，也叫零中频。零中频接收机【2 ，4 】的组成如图 2 3 所示，它直接将射频信号从射频变换到基带。零中频接收存在的最主要问题 是直流失调。由于本振与接收信号的载波频率相同，在本振和混频器的射频输入 端口之间不能理想隔离的情况下，造成本振信号泄漏到低噪声放大器和混频器的 输入端，通过自混频形成直流失调。这些直流信号将叠加在基带信号上，并对基 8 i 2 射频接收机 带信号构成干扰。要消除直流失调，最简单的方法就是采用高通滤波器，隔离直 流分量，但是通常信息调制产生的有用信号的频谱低端可以到几十赫兹，要求高 通滤波器的通频带边缘频率非常低。这样不仅实现困难而且反应速度慢，很难消 除变化较快的直流失调( 比如越区切换时) 。较好的直流补偿方法是在基带进行数 字处理后，在模拟信号通路减去调整量。零中频接收还存在其它问题，比如在混 频器自身对称性退化情况下，有效信道附近存在的两个较强干扰在下混频过程中 可能混叠到基带中造成偶阶失真，i 、q 两个正交通道的混频器失配造成对基带 部分的干扰等，这些问题都可以通过基带的数字处理来消除。 与超外差、低中频接收机相比，零中频接收机最吸引人之处在于下混频过程 中不需经过中频，且镜像频率即是射频信号本身，不存在镜像频率干扰，镜像抑 制滤波器及中频滤波器均可省略。这样一方面取消了外部元件，有利于系统的单 片集成，降低成本。另一方面系统所需的电路模块及外部节点数减少，降低了接 收机所需的功耗并减少射频信号受外部干扰的机会。近年来该结构得到迅速发 展，成为单片集成接收机的主要选择之一。 2 4 蓝牙接收机 蓝牙作为短距离( 1 1 0 0 m ) 数据和语音的无线通信标准，工作在不需要运 营许可的2 4 ghz 工业、科学及医药( ism ) 频段。其工作频率信道有7 9 个， 相邻信道间隔为1 m h z ，数据传输率1 m b h z 。它的出现使处于个人操作空间的设备 形成一个个人无线区域网络，真正实现了设备之间可移动的、自动的互联。从它 产生之日起，已得到迅速发展。 无线接收系统的基带部分通常采用c m o s t 艺实现，因而只有用c m o s 工艺 实现接收机前端电路，才能实现整个收发机系统的单片集成。就无线通信而言， 提高集成度和加强兼容性的发展方向使零中频接收成为系统结构理想的选择之 一。它不仅可以省去传统超外差接收机的高q 值片外射频带通滤波器，和镜像抑 制、中频滤波器，而且由于频道选择在基带处理的后端数字部分进行，因此同样 适用于g s m 、蓝牙、a d s l 等多种标斛1 9 1 。而弘调制器本身所具有的噪声调制和 低通滤波性质又与射频接收机的频道选择功能相吻合。根据蓝牙1 1 规耐烈啦”， 实际灵敏度为蓝牙通信系统误比特率( b e r ) 达n o 1 时所需要的输入电平， 9 墨呈查兰竖主兰垡堡奎一 蓝牙接收机灵敏度应该优于一7 0 d b m 。其中的模数转换器需要达到1 m h z 的转换 速度，1 3 位的分辨率。为了给设计留裕量，我们把对调制器的设计目标定为1 m h z 的转换速度，1 4 位的分辨率。 1 0 i 3 调制器基本原理 3 调制器基本原理 模数转换器是信号处理中常见的器件。按照采样频率与信号之间的关系，我 们可以把它分为奈奎斯特率与过采样两种类型。如图3 1 所示，过采样模数转换 器主要是1 2 a 模数转换器，而奈奎斯特率模数转换器根据其量化过程原理不同可 以划分成并行、折叠、分级、流水线等多种类型，但是它们都具有一个共同的特 点，即转换器的分辨率由输入采样保持电路所能取得的电压精度决定。由于晶体 管器件在工作中的非理想性以及工艺中的不匹配性使得采样保持电路很难达到 非常高的精度，这成为传统模数转换器提高分辨率的主要瓶颈。 图3 1 模数转换器的种类 位数 模数转换器区别于传统转换器，它以时间概念上的数列均值精度来取代 采样电压幅度对模数转换器分辨率的贡献。它源于1 9 4 6 年过采样技术的提出， 这是模数转换器的两大技术之一。1 9 5 4 年c u t l e r 考虑将量化结果反馈到输入 端与下一个采样输入相减，来起到噪声整形的作用，这是模数转换器的另一 大技术。1 9 6 2 年这两大技术相结合形成第一个调制器。进入7 0 年代后，集 成电路技术的发展使得数字低通滤波器的实现成为可能，将它添加在调制器 后面不但可以滤去信号带外噪声，还能在降采样中起到抗混叠的作用，因此g a 1 1 1 1 1 1 1 n委v褥骚妻眯 复旦大学博士学位论文 调制器加上数字低通滤波器就是模数转换器，但是在7 0 年代这种技术并没 有受到重视。进入8 0 年代随着v l s i 的不断进步使得集成电路面积越来越小， 但片上噪声也越来越强，这进一步抑制了传统模数转换器的精度，同时随着高保 真音频技术需求的发展，模数转换器逐步成为研究的重点，它的高精度以及 对模拟器件的高容差性使其仪器仪表测量、数字音频、i s d n 等处理领域中具有 无法比拟的优越性。目前对模数转换器的研究集中在不断提高输入信号的带 宽以适应无线通信以及a d s l 等领域的发展。 3 1 量化与量化噪声 将模拟信号输入转换为数字编码输出包括两个过程，即模拟信号波形在时 间上的采样以及幅度上的量化。采样就是模拟信号时间上的离散化，根据采样定 理，当采样频率为信号带宽的两倍时，信号可以恢复过来，这个采样频率称为奈 奎斯特频率。也就是说，在满足采样定理时，模拟信号时间离散化的过程是可逆 的。 量化则是对采样信号进行幅度上的离散化，与采样过程不同，量化过程不 可逆的，经过量化得到的数字信号不可能没有失真地恢复原信号，这必定要引入 量化误差或量化噪声。由于量化噪声的大小决定模数转换器的动态范围，是衡量 模数转换器的重要指标。图3 2 是均匀量化器的基本传输特性曲线。它可用下面 的函数来表示。 y = g x + e ( 3 1 ) 其中g 是量化器的增益，它等于图中的直线斜率；e 表示量化噪声；量化 器相邻的输出间隔为由转换器的分辨率，即量化器的输出二进制数的位数决定 对于一个n 位的量化器，相邻输出间隔为： a ：生 2 n 一1 ( 3 2 ) 其中o r 表示转换器的输出范围。当量化噪声的绝对值大于2 时，称量化 器饱和或过载。保证量化器输出不过载的输入范围是2 n a ，它对应传统模数转换 器的输入满量程。 1 2 3 调制器摹本原理 n k k 过载 n n n nn n n n nnx l 、 一 图3 2 均匀量化器传输特性曲线 为了便于分析，对量化噪声做以下假设： ( 1 ) 量化噪声是平稳随机序列； ( 2 ) 量化噪声与输入信号不相关； ( 3 ) 量化噪声中任意两个值互不相关； ( 4 ) 量化噪声具有均匀等概率分布； 这样就可把量化噪声当作均匀分布的白噪声，其平均功率p e 为： 乞= 五1j 一a 2 2 r 2 吒= 西a 2 ( 3 3 ) 输入满量程的正弦信号时，输入信号的平均功率为： = 文牟 2 4 ， 复旦大学博士学位论文 动态范围就是指当模数转换器输入满量程的正弦信号时，输入信号的平均功 率和输出信号中噪声及谐波的平均功率之比网。可以计算得到动态范围为： 伽。皇：三2 2 n 乞2 d r ( d b ) = i o l o g ( l 饧p s1 j = 6 舵m 7 6 ( s 5 ) 式3 5 是动态范围与分辨率的转换关系，分辨率每提高一位，动态范围相应 增加6 d b l 4 9 。 图3 3 奈奎斯特率转换器功能图 传统模数转换器的采样频率等于或稍大于奈奎斯特频率，而过采样转换器 采样频率远高于信号奈奎斯特频率，该采样频率与信号带宽之比称为模数转换器 的过采样比( m ) 。传统的奈奎斯特率模数转换器主要由四个部分组成：抗混叠 滤波器、采样保持电路、量化器以及数字编码，如图3 3 所示。传统模数转换器 为了实现较高精度，对元件的匹配精度要求很高。由于采样频率仅等于或稍高于 信号截止频率的两倍，为减小高频信号混叠，过渡带应尽量窄，这就要求采用高 阶滤波器并且极点位置很精确，这对模拟电路来说很困难。另外，为保证转换器 的精度，采样保持电路在具有较高速度时应具有尽可能小的寄生效应，保证足够 的线性度。这决定了模数转换所能达到的最高精度。 模数转换器正是以过采样和噪声整形技术为基础，克服以上困难，是目 前实现高精度模数转换的主流技术。 3 2 过采样技术 模数转换器的组成如图3 4 所示。模拟信号先经过低通滤波器，然后过 采样，采样结果通过弘调制器，产生一个低精度量化结果。z 调制器的负反馈 结构使得量化噪声的频谱分布发生改变，把低频段噪声推向高频段。然后通过数 1 4 。 字滤波器滤除带外的噪声，并降采样至信号带宽。 图3 4z 模数转换器框图及其频谱 相对于传统模数转换器，e 模数转换器的低通滤波器的过渡带为： ，口= 名一2 如= 2 ( m 1 ) 厶 3 6 滤波器的过渡带大很多，比较容易用模拟电路实现。 当量化噪声分布于频带o f f s 2 内，其功率谱密度为： 趴，) 一压一舢厨 。j 如果是过采样的话，则信号频带内的噪声功率为： - 复旦大学博士学位论文 z ： f o o e 2 ( f ) o ；乞( ：矗。：冬笋 c s s ， 可以看出，提高过采样比可以降低分布于信号频带内的噪声。过采样比每 提高一倍，信号频带内噪声降低3 d b ，相当于增加0 5 位的分辨率l 。 3 3 噪声整形技术 除了采用过采样技术，z 调制器还采用负反馈结构对量化噪声进行进一步 整形，把低频噪声推向高频段。一阶调制器的结构如图3 5 a 所示。它由减法 器、积分器和1 位量化器组成。积分器对调制器的输入和量化器的输出之差进行 积分。其工作原理是当积分器的输出大于0 时，量化器反馈给输入一个正的脉冲， 该值与调制器的输入相减，使积分器的输出朝负的方向变化；当积分器的输出小 于0 时，量化器反馈给输入一个负的脉冲，该值与调制器的输入相减，使积分器 的输出朝正的方向变化。这样通过反馈，使调制器输入的平均值与量化器输出的 平均值相等。图3 5 b 是常量输入，输入0 6 ，调制器输出的平均值也是0 6 。图 3 5 c 是正弦波输入，当输入在0 8 附近时，调制器输出基本为正脉冲，反之，输 入在一o 。8 附近时，调制器输出基本为负脉冲。 ( a ) 结构 誉霹冀罨霪翼要襄薹要霾遵鞫蠖翼誉薹鬟要薹= 冠鼍蛸? 墓嚣薹篓薹薹3 殚墅理蜒：薹葛薹慧 囊 霉j e棚 萼一- 一。j ( b ) 常量输入 1 6 3 调制器基本原理 ( c ) 正弦波输入 图3 5 阶弘调制器 把积分器的z 域传递函数和量化器的线性模型代入到一阶y a 调制器中，如 图3 6 所示。可得一阶调制器的传递函数： l ，( z ) ；z - 1 x ( z ) + ( 1 一z - 1 ) e ( z ) ( 3 9 ) 图3 6 一阶耻调制器的z 域线性模型 输出y 只是输入信号x 的一个时钟延迟，同时加上经过整形的噪声分量( 1 - - z 。1 】e 。噪声的传递函数为： h e ( z ) = ( 1 一z - 1 ) ( 3 1 0 ) 1 日e ( ，) l _ 日e ( z ) l z ：e j 2 石归2 2s i n 协f r ) 整形前的量化器的噪声功率谱密度为： e e f f ) = 冬s = 而a 2 ( - ：s 2 9 3 ，c 1 ，c 2 ，c l ，c c 3 ，吒 c l 列方程求得传递函数： 4 “d = 一唰s + j 簪。一1 厨簪m 2 g r a 3 c l c 2 ( c 。+ c j ，。+ g 。1 9 ：3 。+ ，g g r a 。2 。g 。2 ) ( 8 2 + j ； ； i ；嚣s + 石：暑： ；， 由式s s 可以求得开环增益一= 石i g m l 丽g m ：；2 蕊g m 3 单位增益带宽2 宅g 业 1 j l i l i t r 仃 ( 5 1 8 ) j i ， 图5 8 级联密勒补偿电容加入前后的零极点分布 复旦大学博士学位论文 如图5 8 所示，级联密勒电容补偿后，传递函数具有两个互为相反数的零点 气2 。 ，由于这两个零点互为相反数，所以它们的总相移为零。由 于零点的频率远大于单位增益带宽，它们对建立时间的影响很小，可以忽略。由 式s z s 得到传递函数具有主极点气= 一弓g i 磊9 3 虿+ 砸2 9 2 。 黝啪m 可2 ( c 两t + c 可) c 2 器煨供了吲共馥 极点，这对共轭复极点可以用阻尼因子和自然频率纨描述。 求得自然频率为：c o o = ( 5 1 9 ) 一兰藤赫 2 。， 共轭复极点对建立时间的影响至关重要。为了使得o t a 满足系统的要求，必须 要让阻尼因子 的值适中，否则传递函数幅频曲线会出现谐振峰，使相位裕度变 差和建立时间变长，还可能导致不稳定。 5 3 1 2 建立时间的优化设计 m a t l a b 优化程序的编程思路【3 q 是为了找到c m o s 两级o t a 的建立时间 的最优值，根据o t a 的传递函数，首先先确定阻尼因子，对自然频率进行 扫描，然后再对阻尼因子进行扫描，从而得到建立时间同阻尼因子 5 0 度5 7 度5 8 度6 0 度 增益裕度 1 0 d b1 0 2 d b1 0 1 d bl o 1 d b 单位增益带宽 2 0 0 m 毗z2 4 1 z2 8 4 m z3 2 9 z 输出电压摆幅 o 4 v 一2 8 v0 3 - - 3 vo 3 3 v0 2 v 一3 1 v 压摆率 3 0 0 w3 1 5 懈3 9 1 v ，螨 4 4 0 v 嵋 建立时间 叫 _ _ 1c 事 ab 札 - - - _ jr 雌 o = c j 帅 l - - - 一 图5 1 7 时钟产生电路 图5 1 8 是多相时钟产生电路在输入时钟频率为3 2 m h z 的情况下，时钟c k l 、 c k l a 、c k 2 、c k 2 a 的输出模拟结果。由图可以看出，时钟c k i 和c k 2 是互 不交叠的。如果以系统电源电压的一半为时钟上升沿或下降沿的测量基准，它们 的非交叠时间为0 6 n s 。时钟c k l a 和c k l 的上升沿是基本上同步的，但是c k l a 的下降沿比c k l 提前到来，这个提前的时间量大约是0 2 5 n s 。 图5 1 8 非交叠时钟电路仿真波形 复旦大学博十学位论文 5 3 5 整体仿真结果 本次设计我们采样基于快速离散傅立叶变换( f f t ) 的经典频域谱估计来计 算调制器的动态范围。谱分析中采用汉宁( h a r m i n g ) 窗对有限输出进行加窗处理。 由于计算机运行时间的关系，对输出进行8 1 9 2 个周期采样，并进行频谱分析和动 态范围计算。 图5 1 9 是输入3 d b ，5 0 0 k h z 差分信号时整个调制器的输出频谱3 4 1 。对输出 频谱分析可以得到在带宽5 0 0 k r i z 内动态范围达到8 6 d b ，满足蓝牙接收机的性能 要求。整个调制器使用3 3 v 电源供电，静态工作电流约为1 8 m f i ，功耗为6 0 r o w 。 图5 1 9 调制器整体仿真结果 5 4 基于0 1 8 u m 工艺的电路设计与实现 采用全差分开关电容电路实现的e ；a 调制器电路，如图5 4 所示( 未画出噪声 抵消逻辑电路) 。系统工作电压为1 8 v ：d a c 参考电平为4 0 6 v 。整个调制器工 作在两相非交叠时钟下。c k l 为积分相；c k 2 为采样相。c k l 。和c k 2 a 较c k l 和c k 2 稍微提前以减小电荷注入效应的影响。 5 电路设计与实现 第一个积分器的性能至为关键，因为它的噪声泄漏很可能超过量化噪声成为 影响调制器精度的主要因素。根据式5 1 7 ，第一个积分器的采样电容为2 p f ，积 分电容为4 p f ，对运放的性能要求也最高。 5 4 1 增益自举运放 0 1 8 u mc m o s 工艺电源电压仅为1 8 v ，因此希望积分器中的运放在低的电源 电压下有尽可能高的动态范围，尽可能短的建立时问，还要考虑诸如输入共模范 围、输出摆幅、共模抑制比、电源抑制比、功耗等方面性能的限制，如表5 3 所 示【3 ”。通过比较发现，增益自举运放是个不错的选择。 表5 3 各种不同结构运放的性能比较 增益 输出摆幅速度功耗 噪声 套筒式共源 中