（微电子学与固体电子学专业论文）高效同步整流buck+dcdc转换器的研究与设计.pdf

摘要 摘要 目前，d c d c 转换器己在通讯、电子计算机、消费类电子产品等领域获得了广 泛应用。为了提高其性能，高效率、高精度、高集成度成为设计的关键。 本文首先介绍了降压型d c d c 转换器的工作原理，深入分析了转换器的各种功 率损耗源和同步整流技术。然后对d c d c 转换器的关键电路进行了分析设计，包括： 斜坡补偿电路、误差放大器补偿网络、p w m 比较器、电感电流检测电路、同步整 流驱动电路、续流检测电路等。 本文设计了结构新颖的内置电感电流检测电路和同步整流驱动电路，实现了 电流模脉宽调制与同步整流技术的结合，有效地提高了d c d c 转换器的效率、精度 和集成度。 整个设计采用0 3 5 u r n3 3 vc m o s 模型，仿真结果显示，电源转换效率高达9 1 ， 稳态输出电压纹波为7 m v ，负载调整率为- 0 4 2 8 ( a ) ，线性调整率为0 2 6 ( v ) ， 均达到或优于预定指标，满足高效率和高精度的要求。 关键字：斜坡补偿电流模式控制电流检测电路脉冲宽度调制d c d c 开关转换器 a b s t r a c t r e c e n t l y ，d c d cs w i t c h i n gc o n v e r t e r sh a v eb e e nw i d e l yu s e di nc o m m u n i c a t i o n s y s t e m s ，c o m p u t e r sa n dc o n s u m e re l e c t r o n i cp r o d u c t s ，e t c t oi m p r o v et h ep e r f o r m a n c e o fd c d cs w i t c h i n gc o n v e r t e r s ，h i g he f f i c i e n c y ，h i g hp r e c i s i o na n dh i g hi n t e g r a t i o na r e t h ek e yi nt h ed e s i g n f i r s t l y ，t h eb a s i cp r i n c i p l eb u c kd c d cs w i t c h i n gc o n v e r t e ri si n t r o d u c e d , a n dt h e v a r i o u ss o u r c e so fp o w e rl o s sa n dt h es y n c h r o n o u sr e c t i f i c a t i o nt e c h n o l o g ya l ef u r t h e r a n a l y z e d t h e n ，t h ec r i t i c a lc i r c u i t sa r ed e s i g n e d ，i n c l u d i n gc o m p e n s a t i o nr a m pc i r c u i t ， e r r o ra m p l i f i e r c o m p e n s a t i o nn e t w o r k ，p w mc o m p a r a t o r , c u r r e n t - s e n s i n gc i r c u i t ， s y n c h r o n o u sr e c t i f i c a t i o nd r i v i n g c i r c u i ta n dc o n t i n u o u s c u r r e n ts e n s i n gc i r c u i t ，e t c an o v e lb u i l t - i nc u r r e n t s e n s i n gc i r c u i ta n das y n c h r o n o u sr e c t i f i c a t i o nd r i v i n g c i r c u i ta l ed e s i g n e d ，t h u st h ec u r r e n t m o d ep u l s e - w i d t hm o d u l a t i o nt e c h n o l o g ya n dt h e s y n c h r o n o u s r e c t i f i c a t i o nt e c h n o l o g ya r ei n t e g r a t e d s k i l l f u l l y c o n s e q u e n t l y ，t h e e f f i c i e n c y ，p r e c i s i o na n di n t e g r a t i o no ft h ed c d cc o n v e r t e ra l ei m p r o v e de f f e c t i v e l y b a s e do nt h e0 3 5 u m3 3 vc m o sm o d e l ，t h ew h o l ec i r c u i ti ss i m u l a t e d t h e s i m u l a t i o nr e s u l ts h o w st h a tt h ec o n v e r s i o ne f f i c i e n c yi su pt o9 1 ，t h eo u t p u tr i p p l e v o l t a g ei so n l y7 m v , t h el o a dr e g u l a t i o ni s - 0 4 2 8 ( a ) a n dt h el i n er e g u l a t i o n i s0 2 6 ( v ) t h es p e c i f i c a t i o n sr e q u i r e da l ea t t a i n e d k e y w o r d ：c o m p e n s a t i o nr a m p ，c u r r e n t m o d ec o n t r o l ，c u r r e n t - s e n s i n gc i r c u i t , p u l s e - w i d t hm o d u l a t i o n ，d c d cs w i t c hc o n v e r t e r 西安电子科技大学 学位论文独创性( 或创新性) 声明 秉承学校严谨的学分和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在导师 指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢 中所罗列的内容以外，论文中不包含其它人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含 为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工 作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。 本人签名： 西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明 e ii 蓼i 翅：z ：堑 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究生在 校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保留送交论 文的复印件，允许查阅和借阅论文：学校可以公布论文的全部或部分内容，可以允许 采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后结合学位论文研究 课题再攥写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。 ( 保密的论文在解密后遵守此规定) 本人签名： 导师签名： 日期垫鱼2 ：至茎 日期。氆& ：厶幺 第一章绪论 第一章绪论1 弗一早三百y 匕 1 1 课题的背景和研究的意义 随着微电子技术的不断改进和飞速发展，人们对于微功耗、节能型、智能化 产品的需求量不断增多。政府部门对净化电网、节约能源和电磁兼容等方面的规 范以及相关法规越来越多，越来越严格和完善，需要低电压大电流供电的设备也 越来越多，这也促使d c d c 开关转换器技术有了突破性的进展，并成为一个极其 热门的研究方向u 1 。 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率， 维持稳定输出电压的一种电源。从上个世纪9 0 年代以来开关电源相继进入各种电 子和电器设备领域，计算机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广 泛地使用了开关电源。由于其高效节能可带来巨大经济效益，因而引起社会各方 面的重视，从而得到迅速推广。 1 1 1 全球电源产业的快速发展 便携式电子设备大多采用单电池供电，由于电池的放电特性曲线不平坦，负 载上得到的电压随电池使用时间下降，影响整个系统的性能。在便携式通信及计 算机产品电路设计中，为在功耗和速度、噪声等特性间折衷，通常采用多电压供 电技术。为了获得稳定的输出电压，在电池盒负载之间接入一个或多个电压调整 器。随着电子产品在电子领域所占份额的急剧增长，电源集成电路产业正在以惊 人的速度飞速发展，成为目前i c 产业中最热门的研究和生产方向之一。 国内相关机构的统计数据表明，全球模拟i c 市场于2 0 0 6 年达到近3 0 0 亿美 元的水平，其中电源管理芯片占了近6 0 亿美元。2 0 0 7 年全球模拟i c 市场达到3 4 5 亿美元，其中电源管理i c 占6 5 亿美元。由此可知，模拟与电源管理i c 相对于整 个半导体产业而言，表现十分亮眼。而面向便携式应用的电源器件市场在2 0 0 4 年 达到4 3 亿美元，并将在2 0 0 8 年继续攀升至7 2 亿美元。 随着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种 类也越来越多。电子设备的小型化和低成本使电源向轻、薄、小和高效率方向发 展。电子电源是对公用电网或某种电能进行变换和控制，并向各种用电负载提供 优质电能的供电设备。 2 高效同步整流b u c ki ) c d c 转换器的研究与设计 1 1 2 中国电源产业的发展现状 近十年来中国的信息产业以其他行业三倍的速度快速发展。“九五 期间中国 对子工业的投资比重工业由过去五年的2 2 提高到5 4 ，总投资规模达到4 2 9 3 亿元，比过去五年增长近1 2 倍，因此成为电源产业发展的强大推动力。 开关电源最大的应用领域是在通信行业。近十年来通信行业快速发展，通信 电源也同步增长。1 9 9 2 年国内通信电源投资额为人民币o 8 亿元，到1 9 9 7 年增加 到1 0 亿元，到2 0 0 0 年增加到3 0 亿元，2 0 0 1 年全国通信电源市场容量为3 5 亿以 上。1 9 9 2 年到2 0 0 1 年通信电源增长4 3 倍多。 然而，目前国内d c d c 模块电源市场主要被国外品牌所占据，它们覆盖了大 功率模块电源的大部分，以及中小功率模块电源近一半的市场。但是，随着国内 技术的进步和生产规模的扩大，进口中小功率模块电源正在快速被国产d c d c 产 品所替代。预计在未来的几年内，国产品牌将占领中小功率模块电源8 0 以上的市 场份额。 对于高端技术，如同步整流技术、有源嵌位技术、软开关技术、平面变压器 技术等，由于其成本高、工艺复杂、配套能力差、国内行业认可度低等诸多原因， 都没有在产品中大规模使用。因此，在未来几年内，2 0 0 w 以上功率模块电源的市 场份额仍将可能以国外产品为主导，这是我们必须关注和思考的问题。 我国模块电源产业存在的另一个问题是，市场的大幅度发展和进入电源研制 生产的门槛较低( 资金投入不大、对生产设备和进行低档次产品研制所需技术的要 求都不高) ，从而产生了大量民营企业，它们以价格为武器，参与市场竞争，这不 利于整个电源产业的正常发展。 据统计，我国通信开关电源经营和生产单位有3 0 0 多家。其中年产值上亿元 的不足2 0 家，其余的规模均较小。无论是参与国内市场竞争，还是国际竞争，国 内的开关电源企业都需扩大生产规模。扩大生产规模，必须在保证产品质量、稳 定性和可靠性的基础上稳步进行。这必然会遇到许多问题，诸如员工的质量意识、 员工的素质、质量管理体系的建立和完善、先进的工装设备、工艺流程的科学制 定、完备的监测手段、严格的出厂测试以及资金投入强度等。只有解决了上述问 题，扩大生产规模才能真j 下落到实处。 1 1 3 电源的发展趋势和要求 随着便携式产品功能越来越多，用户对其电池能量的需求也越来越高，这些 需求也为系统厂商带来了挑战。通讯系统设计工程师就指出，为满足消费者对手 机不断升级的“苛刻 要求，他们在选择电源芯片时会综合考虑电源芯片的体积、 第一章绪论 3 待机时间、能量转换效率等众多因素，因此便希望电源设计者能够提供功能强大、 省电和电路简单及使用便捷且高效率的电源管理芯片。 同时，便携式消费电子产品小型化的趋势愈演愈烈，随之而来的便是电池及 其相应体积及重量不断下降。然而商业上可行的、更高能量密度电池化学技术( 如 燃料电池) 的开发则远远不能满足厂家的需求，从而对电源工程师提出了许多设计 挑战，要求他们开发的解决方案既能实现更多的功能，又能保证更长的操作与待 机时间。短期内我们不能指望电池技术取得多大突破，为今之计就是继续在“效 率 上挖潜。 由于采用模块化d c d c 电源( 简称模块d c d c ) 组建的电源系统具有设计周期 短、可靠性高、系统升级容易等特点，模块d c d c 的应用越来越广泛，尤其是近 几年来，由于数据业务的飞速发展和分布式供电系统的不断推广，模块d c d c 的 增幅已经超出了一次电源。随着半导体工艺、封装技术和高频开关的大量使用， 模块d c d c 功率密度越来越大，转换效率越来越高，应用也越来越简单。 因此，高效电源管理就成为电子设计中至关重要的因素，其中电池的能量转 换效率和节能方面是关键部分，这也是本次研究和设计高效率同步整流型d c d c 开关电源的主要目的。 1 2d c d c 开关电源的介绍 1 2 1 开关电源技术的研究现状 开关电源变换器最早出现在二十世纪五十年代，只有到了七十年代，随着现 代功率半导体器件的发展及其稳定性的提高，开关电源变换器才广泛应用。 功率半导体器件仍然是电力电子技术发展的龙头。电力电子技术的进步必须 依靠不断推出的新型电力电子器件。 功率场效应管( m o s f e t ) 由于单极性多子导电，显著地减小了开关时间因而很 容易地便可达到1 m h z 的开关工作频率而受到世人瞩目。但是m o s f e t 提高器件击 穿电压必须加宽器件的漂移区，结果是器件内阻迅速增大，器件的导通压降增高， 导通损耗增大，所以只能应用于中小功率产品。为了降低导通电阻美国i r 公司采 用提高单位面积内的原胞个数的方法，如i r 公司开发的一种h e x f e t 场效应管， 其沟槽( t r e n c h ) 原胞密度已达每平方英寸1 - 1 2 亿个的世界最高水平，导通电阻r 可达3 研q 。而5 0 0 vt 0 2 2 0 封装的h e x f e t 功率m o s f e t 自1 9 9 6 年以来，其导通电 阻以每年5 0 9 6 的速度下降。i r 公司还开发了种低栅极电荷( q g ) 的h e x f e t ，使开 关速度更快，同时兼顾导通电阻和栅极电荷两者同时降低，使得r * q g 的下降率为 每年3 0 。对于肖特基二极管的开发最近t r e n c h 结构有望出现压降更小的肖特基 4 高效同步整流b u c kd c d c 转换器的研究与设计 二极管，称t m b s 一沟槽m o s 势垒肖特基，而有可能在极低电源电压应用中与同步 整流的m o s f e t 竞争。 1 2 2d c d c 开关电源的特点 d c d c 转换器的实现有两种典型方法，那就是传统的线性电源( l o o ) 和新型 的开关电源。l d o 具有成本低、封装小、外围器件少和噪声小的特点。超低的输 出电压噪声是l d o 最大的优势，从而非常适用于对噪声敏感的r f 和音频电路的 供电电路。同时由于l d o 采用线性调节方案，因此可以避免开关引起的电磁干扰 ( e m i ) 。但是l d o 的缺点是低效率，且只能用于降压的场合。开关电源被誉为高 效节能电源，它代表着稳压电源的发展方向，现已成为d c d c 稳压电源的主流产 品。开关电源内部关键器件工作在高频开关状态，本身消耗的能量很低，电源效 率可达8 0 以上，比普通线性稳压电源提高近一倍。 1 2 3d c d c 开关电源的发展方向 随着技术的进步，d c d c 开关电源朝着高可靠、高稳定、低噪声、抗干扰和 实现模块化方向发展： 1 、专用化：对通信电源等大功率系统，采用集成的开关控制器和新型的高速 功率开关器件。改善二次整流管的损耗、变压器电容器小型化，达到最佳的效率。 对于小型便携式电子设备，则主要是单片集成开关电源的形式，采用新型的控制 方式和电路结构来减小器件体积、减小待机功耗，提供低输出电压、高输出电流 以适应微处理器和便携式电子设备等产品电源系统的供电要求。 2 、高频率：随着开关频率的不断提高，开关变换器的体积也随之减少，功率 密度也得到大幅提升，动态响应得到改善。小功率d c d c 转换器的开关频率将上 升到m h z 。但随着开关频率的提高，开关元件和无源元件损耗增加、高频寄生参 数以及高频电磁干扰( e m i ) 等新的问题也将随之发生，因此实现零电压导通( z v s ) 、 零电流关断( z c s ) 的软开关技术将成为开关电源产品未来的主流。 3 、高可靠：开关电源比线性电源使用的元器件多数十倍，因此降低了可靠性。 从寿命角度出发，电解电容、光耦合器、开关管及高频变压器等决定电源的寿命。 追求寿命的延长要从设计方面着手，而不是依赖使用方 4 、低噪声：与线性电源相比，开关电源的一个缺点是噪声大，单纯追求高频 化，噪声也随之增大。采用部分谐振转换回路技术，在原理上既可以高频化，又 可以降低噪声。 5 、抗电磁干扰：当开关电源在高频下工作时，噪声通过电源线产生对其它电 第一章绪论 5 子设备的干扰，世界各国已有抗电磁干扰的规范或标准。 6 、控制技术的研究进展：最早出现的控制技术是电压型p w m 控制。电压型 p w m 控制闭环系统中只有一个电压反馈环，使系统结构相对简化，控制机理简单 直接，利于进行模型分析和仿真。它同时能够完成具有相当精度的恒压恒流控制， 系统工作稳定，抗干扰能力强。但是电压型d c d c 变换器是一个单环系统，它的 l c 滤波器具有双极点二阶特性，需要加一个很大的补偿电容。而加大补偿电容虽 然能得到好的小信号特性，却使它的大信号特性变差。电流型控制系统则具有天 生的电流保护功能。在电流型开关电源中，由于电流反馈环采用了直接的电感电 流峰值检测技术，它可以及时、灵敏地检测出输出变压器或功率开关中的瞬态电 流值，自然形成了逐个电流脉冲检测电路。不管是电压型还是电流型p w m 控制方 式都能在较高的负载下获得很高的效率，然而在轻载时，由于高频带来的功率损 耗严重的影响d c d c 转换器的效率。恒频电流型变换器的占空比大于5 0 时，就 存在内环电流工作不稳定的问题，需要在内环加斜坡补偿信号。目前斜坡补偿技 术很成熟，能够很好的使得变换器在任何脉冲占空比情况下正常工作。 1 3 论文的章节和结构 本文分为六章： 第一章：简述论文研究的背景和当今技术的发展趋势，在此基础上提出课题 的目的和意义。 第二章：首先分析了d c d c 开关电源的拓扑结构，列举了几种最为流行的睨d c 转换器的结构，在此基础上提出课题使用的d c d c 结构：峰值电流控制的p w m 型 的b u c kd c d c 转换器，最后介绍了衡量d c d c 性能的各个参数。 第三章：给出了b u c kd c d c 变换器的整体结构框图，以及给出了影响d c d c 转换效率的各种因素的来源。 第四章：详述了峰值电流控制的p w m 型的b u c kd c d c 转换器子电路和电路功 能模块的设计与仿真，包括振荡电路、斜坡产生电路、误差放大器、p r v l 比较器、 电感电流检测电路、带隙基准电路、续流检测电路以及软启动电路等。 第五章：在第四章子电路设计和分析的基础上，把所有子电路组合成一个完 整的总体电路进行仿真，得到转换器的各个性能指标，如输出电压的纹波、负载 调整率、电源调整率等。 第六章：总结全文所做的工作。 第二章d c d c 转换器的基本原理和分类 7 第二章d c d c 转换器的基本原理和分类 2 1d c d c 转换器的基本拓扑结构 对d c d c 转换器而言，输入电压是没有经过调整的，而输出电压是由输入电 压经过转换器后得到的一个稳定的电压。图2 1 是一个基本的p w m 控制的d c d c 结构图，通过比较输出电压g o u t 和基准电压v r e f 来调节开关导通的周期，脉冲 宽度调制控制斩波电压的平均值，从而控制输出电压的大小。 u e r r o ra m p l i f i e r 图2 1p i i 融i 控制的d c d c 转换器结构图 2 1 1 二阶转换器的拓扑 d g ，d c 开关电源转换系统主要由主电路和控制电路两部分组成。构成主电路 的元件包括：输入电源、开关管、整流管以及储能电感、滤波电容和负载。它们 完成电能的转换和传递，合称为功率级。控制电路则是控制功率开关管的通断， 调节输出电压稳定的所有电路集合，现在多数集成为控制芯片。通常情况下，当 输入电压及负载在一定范围内变化时，调整开关管的通断时间，负载电压可以维 持一个近似恒定的值。功率开关元件和储能元件采用不同的配置或不同的连接方 式，可以实现将同一种输入电压转换成多种不同的输出电压。最典型的是降压 ( b u c k ) 、升压( b o o s t ) 和反向( b u c k - b o o s t ) ，典型结构如图2 2 所示。由于这三 种结构中都包含两个电抗元件：电感和电容，二阶转换器据此得名。 目前，电路应用中很多复杂的拓扑结构都是在这三种基本拓扑结构的基础上 扩展优化实现得来的例。下面只重点分析这三种基本拓扑结构1 4 j 。 8 高效同步整流b u c k1 ) c 1 ) c 转换器的研究与设计 s 2 ( a ) b u c kc o n v e r t e r( b ) b o o s tc o n v e r t e r 图2 2 二阶转换器的拓扑 上面的三种拓扑结构，开关s 1 作为控制开关以决定占空比d ，而开关s 2 是在 s 1 断开的情况下给i l 提供一个通道。 2 1 。1 1b u c k 转换器 对图2 2 ( a ) b u c k 转换器，其工作过程可以分成两个阶段： 在开关s 1 闭合，s 2 断开的情况下，电感上的电流等于开关s 1 流过的电流， 根据v l ( s 1 ) 。睾v l ( s 1 ) ；u v o o 可知在电感线圈未饱和前，流过电感l a t 的电流i l 呈线性上升趋势，如图2 - 3 所示，上升的斜率为 m 。t 赳。半 p 1 ， 此时，i l i 。+ i ，当i l i ，时，电容在充电状态。 在开关s 1 断开，s 2 闭合的情况下，由于电感l 的电流不能突变，则电感l 中 的磁场将改变电感l 两端的电压极性，根据气( s 2 ) 。拿s n v l ( s 2 ) 。0 一 0 ，可 a t 知流过电感的电流i l 呈线性减小趋势，下降的斜率为 吗；乱一誓 p 2 ， 此时，i l i 。+ i ，当i l 0 可知在电感线圈未饱和前，流过电感l 的电流i l 呈线性上升趋势，电能以磁能的形式存储在电感l 中。如图2 4 所示， 电感电流上升的斜率为 m ，一乱一半( ：2 3 2 - 3 ) 1 | 三l _ 里) 1 d ti 。，l 由于此时s 2 断开，电容给负载放电。 在开关s l 断开，s 2 要闭合的情况下，由于电感l 的电流不能突变，产生右正左 负的电压，此时电感开始释放能量，根据v l ( s 2 ) 一三d i l 和吃( s 2 ) 。一 i ，时，电容在充电状态；当i l ；i ，时，电容不充电放电； 当i 。 0 可知在电感线圈未饱和前，流过电感l 的电流i l 呈线性上升趋势，电能以磁能的形式存储在电感l 中，如图2 5 所示， 电感电流上升的斜率为 卟乱- ( 2 - 5 ， 在开关s 1 断开，s 2 要闭合的情况下，由于电感l 的电流不能突变，产生下正 上负的电压，负载上有了输出电压v 0 ，电容c 充电储能，以备开关s l 闭合，s 2 断开的情况下放电以维持v o 。此时根据吒( s 2 ) 一半和，l ( s 2 ) 。v o o ，可知电感 a t 电流线性下降，斜率为 第二章d c d c 转换器的基本原理和分类l l - m 2 ；刘d ti s 2 ；( v o v l h 时，0 置位为l ；当v ： 图2 8 驱动电路 2 2 2 滞环电流模式b u c kd c d c 转换器 滞环电压模式b u c kd c d c 转换器中只是检测输出电压来控制功率管的导通情 况。事实上，可以通过检测电感的电流来控制功率管的导通，图2 9 为滞环电流 模式b u c kd c d c 转换器。跟滞环电压模式b u c ko c l d c 转换器一样，它也由主电 路和控制电路两部分组成，其中控制电路包括： ( 1 ) 电阻反馈网络r 和r ：对输出电压进行分压，以便于比较，比例系数 b ：土。 r l4 - r 2 ( 2 ) 带隙基准源：产生两个独立于输入电压和温度的基准电压v r 。和v 舵。 其中v r ，用于确定输出电压，v o 了v r l ；v 贮用于确定检测得到的电感电流的 最大值，也即电感电流的最大值，i 。“一百v r 2 。 图2 9 滞环电流模式b u c kd c d c 转换器 1 4 高效同步整流b u c kd c d c 转换器的研究与设计 ( 3 ) 两个比较器：一个用于反馈电压环路，用来比较基准电压v r ，和输出电压； 另一个用于反馈电流环路，用来比较反馈的电感电流转换成的电压v 酣和v r ：。 ( 4 ) 电流检测电路：用来检测电感电流的大小，以确定功率管的导通情况。 ( 5 ) s r 锁存器：采用或非门实现的锁存器，如图2 1 0 所示： s r q n 图2 1 0s r 锁存器 q 当s = o ，r = o 时，q 和q n 保持不变；当s = 1 ，r = o 时，q 置位为l ，q n 置位为o 。 当s = o ，r = i 时，q 复位为o ，q n 复位为1 。当s = i ，r - 1 时，q 、q n 同时为o 。 ( 4 ) 驱动电路：原理跟滞环电压模式一样。 2 2 3 电压反馈模式p w m 型b u c kd c d c 转换器( 后沿调制) 在一些应用场合中，比如通信系统当中，应该避免一定频带内的噪声。而滞 环电压电流模式的开关转换器中的开关频率是随着负载在变化的，则输出电压 的频率也跟随变化，同样，输出电压的噪声频率也变化。对于这样的结构，要避 免某一限定的频带变得非常困难。因此，许多应用系统中都采用开关频率固定的 转换器。此类转换器称为脉冲宽度调制( p w m ：p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) 转换器m 1 ， 其开关频率保持不变，而占空比变化。滞环电压电流模式的开关转换器可称为脉 冲频率调制( p f m ：p u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n ) 转换器。 1 r l b v o r 2 图2 1 l 电压反馈模式p 删型b u c kd c d c 转换器( 后沿调制) 第一二章d c d c 转换器的基本原理和分类 1 5 图2 1 1 为采用电压反馈模式控制的p w m 型b u c kd c d c 转换器，此转换器采 用后沿调制技术。 它由主电路和控制电路两部分组成，其中控制电路包括： ( 1 ) 电阻反馈网络r ，和r ：对输出电压进行分压，以便于比较，比例系数 b ：土。 r 1 + r 2 ( 2 ) 带隙基准源：产生一个个独立于输入电压和温度的基准电压v 时。 ( 3 ) 误差放大器补偿网络：其中误差放大器可以为运算放大器或跨导放大器 ( o t g ) ，为了系统的稳定性，应该对放大器进行补偿。图2 1 2 为两种误差放大器 的结构图及其补偿方法。 ca ) o p - a m pb a s e dc o m p n e t w o r k( b ) o t gb a s e dc o m p n e t w o r k 图2 1 2 误差放大器补偿网络 ( 4 ) p w m 比较器：此比较器增益很大，用于比较v 。和固定的三角波，以确定 s r 的复位信号r ，进而控制占空比。 ( 5 ) s r 锁存器：用于锁存功率管的栅极电压以驱动功率管。 ( 6 ) 驱动电路：用于驱动功率管。 ( 7 ) 时钟c l o c k ：一个很窄的脉冲信号，用来对s r 锁存器进行复位。 ( 8 ) 三角波：一个与时钟c l o c k 同步的锯齿波信号，用来与误差放大器的输 出v 。进行比较。 ( 9 ) 振荡器0 s c ：产生一个具有一定频率的脉冲信号。图2 1 3 为一种简单的 结构图。 1 6 高效同步整流b u c kd c d c 转换器的研究与设计 其中i 。由基准源产生，且i ， i ：。 c k 图2 1 3 振荡器 误差放大器补偿网络： 从上面的分析可以看到，当误差放大器的a ( s ) 是一个没有经过补偿且增益很 大的时候( 例如：a o 1 0 0 0 ) ，那么误差放大器相当于一个比较器。当b v o 5 m v 时，那么误差放大器的输出将是一个峰峰值为5 v 的脉冲信号，此时锯齿波信号无 法于误差信号产生一个适当占空比的脉冲，从而导致转换器的不稳定性，如图 2 1 4 ( a ) 所示。 b v o f 、盆：仝_ 一w ( a ) 没有补偿的误差放大器 = 专a 一令v - 一 懈、羚：a j 一v - ( b ) 带补偿的误差放大器 图2 1 4 误差放大器和补偿网络 而经过适当补偿之后的误差放大器，a ( s ) 是一个低通的功能，则误差放大器 的输出可认为是一个直流电平值。如图2 1 4 ( b ) 所示。 第二章d c d c 转换器的基本原理和分类 1 7 c l o c k r a m l 3 i q l e a d i n ge d g e q n t r a i l i n ge d g e 图2 1 5 后沿调制转换器的工作波形图 v - 另外，转换器的波形图如图2 1 5 所示。从图中可以看到，锁存器的输出q 的 前沿由时钟确定，而后沿由误差放大器的输出和锯齿波信号确定，进而确定占空 比d 。由于占空比d 与后沿同步，称此控制为后沿调制。 2 2 4 电压反馈模式p w m 型b u c kd c d c 转换器( 前沿调制) 在后沿调制技术中，时钟的前沿确定了占空比的前沿，而后沿由误差放大器 的输出与锯齿波的比较确定，即占空比前沿由固定的时钟前沿确定，后沿根据比 较的结果确定。同样我们也可以改变前沿和后沿的角色，即占空比的前沿由误差 放大器输出跟锯齿波电压比较来确定，后沿由时钟前沿确定。 l r l b v o 勉 图2 1 6 电压反馈模式p w m 型b u c kd c d c 转换器( 前沿调制) 1 8 高效同步整流b u c kd c d c 转换器的研究与设计 图2 1 6 即为一个电压反馈模式p w m 型b u c kd c d c 转换器( 前沿调制) 。电路 组成部分和工作原理都跟后沿调制结构一样。 c l o c k r a m p q q n l l 图2 1 7 前沿调制转换器的波形图 v - 图2 - 1 7 为其工作的波形图，下面分析波形图： ( 1 ) 时钟信号接到s r 锁存器的复位端r 。在时钟信号上升沿，锁存器复位。 即r = i 时，q = 0 ，q n = i ，所以此时功率管关闭。 ( 2 ) 当功率管关闭时，电感电流开始线性下降。 ( 3 ) 同时，锯齿波电压开始升高。 ( 4 ) 当锯齿波电压上升到大于误差放大器的输出v 。时，比较器的输出为高电 平，进而对s r 锁存器进行置位，即s - 1 时，o = 1 ，o n = 0 。 ( 5 ) 当q = i 时，功率管导通，电感电流线性上升。 ( 6 ) 转换器保持( 5 ) 状态，直到下一个时钟脉冲到来。整个周期重复。 从图2 1 6 和图2 1 l 可以看封，对于后沿调制情况下，反馈电压b v 0 是接到误 差放大器的负端，同时比较器的输出是接到s r 锁存器的r 端：对于前沿调制情况 下，反馈电压b v o 接到误差放大器的正端，比较器输出接到s r 锁存器的s 端，以 保持整个环路的负反馈特性。 下面分析前沿调制下的负反馈：假设输出电压由于负载或其他干扰而下降 号b v o 下降 号b v o v 二下降 辛v 。一a ( 0 c o v o - v 耐) 下降 第二章d c d c 转换器的基本原理和分类 1 9 专锯齿波更容易大于v 。 净0 一d ) t 减小 专因此占空比d 变大 辛占空比d 大则输出电压上升 所以，上面的环路为一个负反馈环路，可以保证输出电压的稳定性。 2 2 5 电流反馈模式p i 矾v l 型b u c kd c d c 转换器( 后沿调制) 二阶转换器有两个状态变量：电容电压和电感电流。正如在滞环控制中，我 们可以检测电感电流i l ，然后反馈给控制电路，此种控制技术称电流反馈控制技 术。图2 - 1 8 为电流反馈模式p w m 型b u c kd c d c 转换器。同样，该电路也包括主 电路和控制电路两部分组成，其中控制电路包括： r 1 b v o r 2 v i 轧 ；叠久底村一n t 湖她一c 腼 图2 1 8 电流反馈模式p 删型b u c kd c d c 转换器( 后沿调制) ( 1 ) 反馈电阻网络，用于电压反馈控制，反馈系数为b 瓦 ( 2 ) 误差放大器补偿网络 ( 3 ) p w m 比较器 ( 4 ) 电流检测电路 ( 5 ) s r 锁存器 ( 6 ) 驱动电路 高效同步整流b u c kd c d c 转换器的研究与设计 次级谐波振荡： 如前所述，在电流型控制中，固定的时钟信号控制开关导通，通过检测电感 电流的大小，当电感电流上升至参考电流时，比较器输出使开关管截止，直至下 一个时钟信号到来。由于在开关断开时，开关电流的峰值等于参考电流，因此这 种电流反馈控制方式被称为峰值电流控制。这种控制电路可以限制电感电流的大 小，从而保证整个系统具有过载保护能力，但当变换器的占空比大于o 5 时，电 路将产生分频谐波振荡，称次级谐波振荡。 次级振荡产生的原因可通过图2 1 9 看到，其中2 1 9 ( a ) 为占空比小于o 5 的 情况；2 1 9 ( b ) 为占空比大于o 5 的情况，图中i p k 一为控制电流。 i 。 畦r f i l + i l i l t2 t ( a ) 占空比d o 5 i p i c = 1 1 + m 1 d t = 1 2 + m 2 d t ( 2 7 ) 1 1 一1 2 ( 2 - 8 ) i 一 一 = 土下 - l 一 第二章d c d c 转换器的基本原理和分类 2 1 则由式( 2 7 ) 和式( 2 8 ) 得 1 1 1 1 d = m 2 d ( 2 - 9 ) 假设由于负载的变动，使得电流i 。扰动至i i + a i 。 由于兰r是一个缓慢变化的信号，在一个周期内，假定量、y。、vo是常量。fr f 口v i p k l l + a i l + m 1 ( d + a ) t = 1 2 + a 1 2 + m 2 ( d 一a ) t ( 2 1 0 ) 由式( 2 - 1 0 ) 得： i l + m l d t = a 1 2 一m 2 a t = o ( 2 一l1 ) 由式( 2 - 1 1 ) 得： m 打= 鸣删炉m ：d t = m 2 旧越) 一忐她 浯埘 所以 l ：一旦她 ( 2 1 3 ) 1 一d 上式对所有的二阶转换器都成立。从图中我们可以看到，当l a i ：i i a i 。i 或 击 1 时，次级谐波振荡就会发生，则d 1 一d ，即d 三。1 一d2 i 耐2 专一 l l + a l lo 。 l l m l d t ( 1 - d ) t ： h 卜叫 图2 2 0 斜坡补偿原理图 为了消除电流模式控制的转换器的次级谐波振荡问题，需要对感应的电感电 流进行处理，以使转换器能工作的占空比大于o 5 的情况下而不会发生振荡。我 们可以对电感电流i 上升的斜率进行补偿，也就是加大等效的m ，实际上也就相 当于人为的减小了占空比，使其等效成占空比小于0 5 时的稳定情况。增加i 也 叁) 丌 2 恤 高效同步整流b u c kd c d c 转换器的研究与设计 就是增加电流反馈得到的电压，实际上和减小控制电压是等效的。如图2 2 0 所示， 在电流反馈得到的电压上叠加一个斜坡电压，称为斜坡补偿。其中的斜坡与时钟 是同步的，且时钟置位时，斜坡返回到电流反馈得到的电压值处，然后以斜率一m 。 线性下降。 从上面的图形可以看到，扰动电流i 逐渐变小，直至消失。为了分析波形， 假设转换器工作在稳态，则： 1 1 + m 1 d t i - l f i l l 。d l t = 1 2 + m 2 d r ( 2 14 ) 现在假设电流l 。扰动至l 。+ i 。，且在一个周期内，假设i 耐、v 。、v o 是常量，则： i l + a i l + m ，( d + a ) t i 耐一m 。( d + c 1 ) t = 1 2 + a 1 2 + m 2 ( d 一a ) t ( 2 一1 5 ) 可得： a 1 1 + m i d t = - - i t i 。a t ( 2 一1 6 ) a 1 2 一m 2 a t = - m 。s t ( 2 1 7 ) 根据式( 2 - 1 6 ) 可得： a t ：- 丛一( 2 1 8 一)d t = 一二：l【z m l + i l l c 根据式( 2 1 6 ) ( 2 1 7 ) ( 2 1 8 ) 可得： 整理得： l ，一竺l i ，。i ，+ j 竺l i ， ( 2 1 9 ) m 1 - i - m ， m 1 + m c ，：2 1 m , + m 2 ) - c 2 2 。， 为了防止次级谐波振荡，需要满足： 即需要满足： l 些i 1 ， i a l l f 一1 m c - m 2 1 m c4 - m 1 ( 2 - 2 1 ) ( 2 - 2 2 ) 第二章d c d c 转换器的基本原理和分类 对于： 可得： 而对于： 可得到： 即： m c 。m 2 m ：一m 。一m ：1 1 - 厂dm 2(2-26) 叩丢( 警) m 2 2 7 ， 当d 1 2 时，解得： m 。 0 ( 2 2 8 ) 当d 一1 时，解得： m 。 i 1m 2(2-29) 从上面推导可以看到，如果选择m 。 i 1m ：，则对于任何占空比d 都不会发生 次级谐波振荡。 极端情况下，即m 。一i 1 1 ：时，1 2 = 0 ，则在一个周期内，电流l 。的扰动量l 。完 全消失。 虽然增加一个具有一定斜率的斜披电压可以消除次级谐波振荡，但是要周期 性的改变误差放大器的输出电压v 。几乎是不可能的。实际应用中，斜坡m 。被叠加 到m ，中，由于 1 1 + m 1 d t = i 耐- m 。d t ( 2 3 0 ) 整理得： i l + ( m l + m 。) d t i f c f ( 2 3 1 ) 高效同步整流b u c kd c d c 转换器的研究与设计 实际的应用电路如图2 2 1 所示，其中斜坡电压可以从振荡器得到，用一个跨 导放大器把此斜坡电压转换成一个斜率为m 。的电流信号。 土 ( m 1 + m c v a 图2 2 1 实际的斜坡补偿电压应用电路图 2 2 6 电流反馈模式p w l d 型b u c kd c d c 转换器( 前沿调制) 图。 图2 2 2 为电流反馈模式p w m 型b u c kd c d c 转换器( 前沿调制) 的电路结构 r t 争争矗 r 2 图2 2 2 电流反馈模式p w m 型b u c kd c d c 转换器( 前沿调制) 第二章d c d c 转换器的基本原理和分类 从电路的结构可以看到该前沿调制电路存在的一个问题，即转换器在非连续 模式下，不能有效地调节稳定输出电压。因为：误差放大器的输出需要跟踪电感 电流谷值，我们知道，在非连续模式下，电感电流谷值为0 ，而且处于o 的状态会 保持一段时间，所以很难确定是否导通功率管。 2 2 7 本论文采用的b u c kd c d c 转换器结构 本论文的任务是设计一款3 3 v 转换成1 8 v 的b u c kd c d c 变换器。从上文可 知，滞环电压流模式b u c ki