（微电子学与固体电子学专业论文）高速cmos+mcml单元设计及温度计译码电路实现.pdf

摘要 摘要 数模转换器( d a c ) 是现代通信系统中一个不可或缺的重要模块，随着半导体集 成电路技术的快速发展，它的设计正朝着高速低功耗的方向发展。然而，目前主 流的高速高精度d a c 大多都是采用c m o s 逻辑进行设计，这种逻辑的一大缺点 在于动态功耗随工作频率的增加而迅速增加。与其相比，m o s 电流模逻辑( m c m l ) 具有恒定的静态电流，它的动态功耗并不随工作频率变化，因而在高速低功耗d a c 设计中，m c m l 是一个非常有前途的技术方法。 论文以m o s f e t 模型作为切入点，给出m c m l 电路的等效模型和特性参数， 并以此为基础归纳出一种m c m l 电路的设计流程，应用此设计方法实现了m c m l 基本单元和温度计译码电路设计，并将其作为数字译码部分应用在一款1 6 b i t 电流 舵d a c 芯片中。d a c 的采样时钟频率为1 g h z ，分段结构为6 5 5 ，其中高6 位 和中5 位为温度计译码，低5 位为二进制译码。 论文基于s m i c0 1 8 9 m1 p 6 m 标准c m o s 工艺，电源电压为1 8 v ，在输出摆 幅0 5 v ，静态电流5 0 9 a 下，加载输入信号5 0 0 m h z ，时钟信号1 g h z ，基于c a d e n c e s p e c t r e 仿真器，仿真结果显示：m c m l 反相器延时为1 2 7 6 p s ，逻辑门延时为 4 5 0 9 p s ，锁存器延时为6 0 1 6 p s ，功耗均为9 0 9 w ；所设计的温度计译码电路满足 功能要求，功耗恒为5 0 1 3 m w ，不随频率变化。论文从匹配性、天线效应以及减 小衬底噪声的角度考虑，分别给出m c m l 基本单元和温度计译码电路的版图设计。 关键词：高速低功耗数模转换器m o s 电流模逻辑温度计译码 高速c m o sm c m l 单元设计及温度计译码电路实现 a b s t r a c t a b s t r a c t t h ed i g i t a l - t o - a n a l o gc o n v e r t e r ( d a c ) i sas i g n i f i c a n tm o d u l ei nt h em o d e m c o m m u n i c a t i o ns y s t e m s w i t ht h er a p i dd e v e l o p m e n to fs e m i c o n d u c t o ri n t e g r a t e d c i r c u i tt e c h n o l o g y , t h ed a c d e s i g nh a sh e a d e dw i t hh i g h e ri ns p e e da n dl o w e ri np o w e r d i s s i p a t i o n h o w e v e lc u r r e n t l ym o s to ft h em a i n s t r e a mh i g h - s p e e da n dh i g h a c c u r a c y d a ci sd e s i g n e dt ou s ei nc m o sl o g i c ，a n dam a j o rd r a w b a c ko ft h i sl o g i ci st h a tt h e d y n a m i cp o w e rc o n s u m p t i o nv a r yw i t ht h ec h a n g i n go ff r e q u e n c y c o m p a r e dw i mi t ， m o sc u r r e n tm o d el o g i c ( m c m l ) h a sac o n s t a n ts t a t i c c u r r e n la n d i t s d y n a m i cp o w e rc o n s u m p t i o nk e e p s c o n s t a n ts i n c et h ef r e q u e n c yh a sc h a n g e d t h e r e f o r e m c m li sav e r yp r o m i s i n gt e c h n o l o g ya p p r o a c hi nt h eh i 曲一s p e e dl o w - p o w e rd a c d e s i g n t h i st h e s i st a k e sm o s f e tm o d e la st h es t a r t i n gp o i n tt op r o v i d et h em c m l c i r c u i te q u i v a l e n tm o d e l sa n dp a r a m e t e r s f u r t h e r m o r e ，t h et h e s i su s e st h ep r e v i o u s t h e o r yt os u m m a r i z ea nm c m ld e s i g np r o c e s s ，a n da p p l i e st h i sm e t h o d t od e s i g nt h e m c m lb a s i cc e l l sa n dt h e r m o m e t e rd e c o d e rc i r c u i t t h et h e s i sm a k e si ta sap a r to ft h e d i g i t a lc o d i n gw h i c hi sa p p l i e di na16b i tc u r r e n t s t e e r i n gd a cc h i p t h ed a c s a m p l i n gc l o c kf r e q u e n c yi s 1g i - i z ，i t ss e g m e n t e ds t r u c t u r ei s6 + 5 + 5 ，w h i l et h e6m o s t s i g n i f i c a n tb i t sa n dt h e5i n t e r m e d i a t es i g n i f i c a n tb i t sa l et h e r m o m e t e rc o d e ，a n dt h e5 l e a s ts i g n i f i c a n tb i t sa r eb i n a r y - w e i g h t e dc o d e t h i st h e s i si sb a s e do ns m i c0 18 i _ t mip 6 ms t a n d a r dc m o sp r o c e s s p o w e r s u p p l yi s1 8 v w i t ht h eo u t p u ts w i n g0 5 v , t h es t a t i cc u r r e n t5 0 心a n dl o a d i n gt h e i n p u ts i g n m5 0 0 m h za n dc l o c ks i g n a l1g h z ，t h et h e s i sb a s e do nc a d e n c ee n v i r o n m e n t t ou s es p e c t r et om a k eas i m u l a t i o na n dt h es i m u l a t i o nr e s u l t ss h o wt h a t ，t h ed e l a y so f m c m li n v e r t e ra n dl o g i cg a t ea n dl a t c h a r e12 7 6 p sa n d4 5 0 9 p sa n d6 0 16 p s i n d i v i d u a l l y ，a n dt h et h e r m o m e t e rd e c o d e rc i r c u i tw h i c hd e s i g n e d c a l lm e e tt h e f u n c t i o n a lr e q u i r e m e n t s i t sp o w e ri s5 0 13 m ww h i c hk e e p sac o n s t a n ts i n c et h e f r e q u e n c yh a sc h a n g e d c o n s i d e r i n gm a t c h i n ga n da n t e n n ae f f e c ta n dr e d u c i n go ft h e s u b s t r a t en o i s e ，t h el a y o u to fm c m lb a s i cc e l l sa n dt h e r m o m e t e rd e c o d e rc i r c u i th a s b e e ng i v e n k e y w o r d s ：h i g hs p e e da n dl o wp o w e rd i g i t a l - t o - a n a l o gc o n v e r t e r m o sc u r r e n tm o d el o g i ct h e r m o m e t e rd e c o d e r 壹垄里塑璺坚至坠兰垂堡盐垄亟壁盐堡塑皇堕塞堡 _ - _ - l - _ _ _ l _ _ _ _ _ - _ i - _ _ l - _ _ _ - - _ - - - _ _ - i - _ - _ - - _ _ - _ 一 第一章绪论 第一章绪论 当今世界，人们的生活越来越离不开各种各样的电子产品，电话、电视、电脑、 网络、手机等无线通讯设备，这些工具给人们带来了许多便捷，同时，人们对这 些电子产品性能和功能的要求也越来越高。因而，对于当今v l s i 设计者而言，需 要用低功耗的集成电路来实现高速的运算和复杂的功能操作，简而言之，需要寻 找出高速低功耗的电路设计方法。本章首先将对论文的研究背景进行阐述，之后 将会讨论本文所重点研究的m c m l 在国内外的研究现状，最后将介绍本文的组织 结构。 1 1 本文的研究背景 首先，微电子技术的高速进步带动了现代电子工程各个领域的快速发展，而 微电子技术的核心是集成电路，所以集成电路是当今世界上发展速度最快、更新 换代也最快的电子产品。随着集成电路的密度和工作频率按照摩尔定律所描述的 那样持续增加，高速率、低功耗集成电路的研究正在成为当前电路设计领域的核 心问题。具体而言，推动高速、低功耗集成电路快速发展的原因有如下两点：( 1 ) 超大规模集成电路设计技术的普遍使用；( 2 ) 低功耗s y s t e mo nc h i p ( 片上系统1 的 实现。而人们对于集成电路功耗问题的研究，目前也主要集中在以下两个方面f 1 1 ： ( 1 ) 功耗的分析与计算方法；( 2 ) 面向低功耗的设计技术。但是，值得指出的是， 要对具体电路的功耗做出快速而准确的计算，是一件并不容易的事情；同样，开 发一套有效的低功耗设计技术，也是一项十分复杂的任务，这些工作基本上要借 助于计算机辅助设计( c a d ) t 具才能完成。因此，高速、低功耗的设计技术在未来 一段时期内的电路设计中成为了广泛关注的焦点。 其次，真实的世界是模拟信号的世界。把真实世界的信号( 模拟量) 通过变 换的过程转换成数字量以及把数字处理结果还原为信号( 模拟量) 是非常必要的， 因而数模转换器( d a c ) 是其中一个重要的组成部分，它的作用是通过简单的过程将 数字量转化成模拟量，即真实世界的信号，它是一种数字模拟混合信号处理电路。 因此随着电子系统的数字处理能力不断增强，极需作为接口的高性能高速度的数 模转换器的应用。可以预见的是，在高分辨率、高性能的电子系统中，数模转换 器( d a c ) 起着不可或缺的、极其关键的作用。对于设计高速高性能的d a c 而言【2 1 ， 所使用的工艺应该为标准c m o s 工艺。一方面是利于d a c 的集成化。现在的数字 集成电路的主流工艺是c m o s t 艺，采用c m o s - v 艺设计数据转换器，有利于系统 集成；另一方面是采用c m o s 工艺的集成电路成本低。 最后，随着c m o s 技术的广泛应用，c m o s 电路的动态功耗因工作频率的增 2高速c m o sm c m l 单元电路设计及温度计译码电路实现 加而增加，并且半导体工艺尺寸也在不断地缩小，这使得c m o s 电路的静态功耗 不容忽略，它随着漏电流的增加而显著增加。而目前主流的高速高精度的d a c 大 多都是采用了c m o s 逻辑进行设计，因而可以这样说，如果没有一种显著的特征 改变，未来的高速高精度的d a c 设计将会消耗更多的功耗。因此迫切的需要寻找 出一种低功耗的设计方法来提高电路性能，实现高速低功耗d a c 的设计。 综合以上方面，一种具有恒定静态电流的电路逻辑吸引了电路设计人员的注 意，它就是m c m l ( m o sc u r r e n tm o d el o g i c ，m o s 电流模逻辑) 【3 j 。与传统c m o s 逻辑相比，m c m l 由于具有恒定的静态电流，它的动态功耗不随工作频率的增加 而增加，并且它的抗噪声能力很强，因此在做高速电路设计时，比c m o s 逻辑更 具有优势。此外，与g a a s 和s i g e 等工艺实现的高速电路相比，标准c m o s 工艺 实现的m c m l 电路具有更高成品率和更低的成本。因而近些年来，m c m l 电路的 设计方法越来越受到关注。 1 2 当前现状与研究意义 由于m c m l 电路在高速低功耗方面的优势和特点，近几年来，关于m c m l 的 研究报道层出不穷，本小节旨在总结国内外学者对m c m l 的研究现状并阐明本文 的研究意义。 为了使m c m l 的各种优秀性能得以在高速低功耗领域应用，国外研究学者对 m c m l 的研究报道颇多。主要集中在m c m l 低功耗设计方法1 4 j 、m c m l 设计方 法的数学建模【5 】、多阈值m c m l 电路设计方法【6 】等领域。其中a y m a nh i s m a i l 和 m o h a m e di e l m a s r y 在al o wp o w e rd e s i g na p p r o a c hf o rm o sc u r r e n tm o d e l o g i c ) ) 一文中，基于简化的b s i m 模型给出关于m c m l 电路传播延时的表达式， 分析了表达式中各个参数之间的关系，并找出影响传播延时的关键参数，在固定 延时和负载前提下，提出了一种m c m l 低功耗设计方法。而s h a h n a mk h a b i r i 和 m a i t h a ms h a m s 在am a t h e m a t i c a lp r o g r a m m i n ga p p r o a c ht od e s i g n i n gm o s c u r r e n t m o d el o g i cc i r c u i t s ) ) 一文中，以基本的m o s f e t 模型为基础，通过分析 m c m l 基本逻辑门，抽取出一种数学模型，理论上通过它可以实现诸如最小延时、 最小功耗等设计指标，实际中，作者在o 1 8 岬工艺下的仿真结果表明误差可以控 制在8 3 以内。在多阈值m c m l 电路设计方法方面h a s s a nh a s s a n 、m o h a ba n i s 和m o h a m e de l m a s r y 三位学者在a n a l y s i sa n dd e s i g no fl o w p o w e r m u l t i t h r e s h o l dm c m l 一文中给出了详细地分析，文中首先从多阈值m c m l 的 特性参数出发，以各个参数的限制为边界条件，利用最优化方法，总结出了一个 设计流程来解决最小功耗延时积的优化目标，并在b s i m 3 v 3 模型下进行仿真，结 果表明使用多阈值器件的m c m l 电路性能要优于传统的m c m l 电路。 第一章绪论3 国内学者则对m c m l 的研究报道相对而言少一些，主要集中在m c m l 标准单 元设计方法【7 】以及m c m l 结构在实际电路中的应用【8 1 1 9 1 。贵州大学的黄健声和梁蓓 两位研究学者在m o s 电流模逻辑标准单元设计方法一文中介绍了一种有效实 现m c m l 逻辑电路结构的设计方法，文中给出了基于二叉判定图的m c m l 设计，并 以m c m l 全加器的设计为例论证了自己的方法，同时还提到了m c m l 电路的其它 逻辑单元，这为m c m l 逻辑单元电路设计方面提供了一种优良的设计方法。中国 科学院微电子研究所的曾隆月，朱思奇和阎跃鹏在一种具有自适应节能的新型 4 5 高速双模预分频器一文中提出一种自适应节能方法用于设计4 5 高速双模预分 频器，应用了m c m l 结构，流片结果显示当这一新型高速预分频器用于实现6 6 6 7 分频时，可节省高达2 0 以上的功耗。西安电子科技大学微电子所的刘毅，宫俊和 杨银堂等人在m c m l 结构高速低功耗加法器设计一文中通过分析m c m l 结构 的设计方法，设计了一款高速低功耗四位并行加法器，仿真结果显示，当该电路工 作频率达至u 1 g h z 时，功耗仅为1 5 m w ，可用于实现高速数字系统加法器单元。 综上所述，国外学者对m c m l 的研究比较多，不仅有理论上的推导和建模， 而且还提出可用于实际电路的设计方法。而国内的研究则相对较少，主要集中在 m c m l 结构在实际电路中的应用，而对m c m l 基本单元分析、设计以及用于高速 高精度的d a c 方面的理论研究少之又少。 本论文的研究意义在于通过对m c m l 单元电路的特性分析，找到一种合理有 效的设计方法和设计流程，并将其作为基本单元实现温度计译码电路，最终作为 数字译码部分应用于高速高精度数模转换器设计中。 1 3 本文的组织结构 第一章介绍了论文的研究背景，其中叙述了集成电路高速低功耗设计的发展 趋势和c m o s 逻辑应用在高速高精度d a c 中缺点，接下来阐述了当前国内外学 者对m c m l 的研究现状以及本文的研究意义。 第二章首先介绍了m c m l 电路工作原理，接着给出了m c m l 基本电路结构， 然后基于基本的m o s f e t 模型给出m c m l 电路的等效模型和特性参数的表达式， 最后阐述了m c m l 的优点以及设计难点。 第三章在前文的基础上总结出了m c m l 电路的设计流程，然后基于s m i c o 1 8 p m1 p 6 m 标准c m o s 工艺分别给出了m c m l 反相器、逻辑门以及锁存器的设 计。 第四章首先浅谈了电流舵d a c 常用译码方式，然后详细地介绍了温度计译码 原理，最后给出了基于m c m l 的温度计译码电路的实现。 第五章首先整理了版图设计中所必须考虑的一些因素，诸如m o s 管的匹配、 4高速c m o sm c m l 单元电路设计及温度计译码电路实现 天线效应、衬底噪声，然后基于s m i co 1 8 i _ t m1 p 6 m 标准c m o s 工艺给出上述两 章电路的版图设计。 第六章对本文进行了一个简单的总结与展望。 第二章m c m l 简介 5 第二章m c m l 简介 与标准c m o s 逻辑电路相比，m c m l 电路具有更快的速度，在高频时应用具 有更低的功耗以及在作为开关应用时具有更低的开关噪声。本章第一节主要介绍 m c m l 电路的工作原理；第二节给出m c m l 基本电路结构；第三节介绍m c m l 电路等效模型以及特性参数；第四节给出m c m l 电路的优点以及设计难点。 2 1 m c m l 电路工作原理 m o s 电流模逻辑( m o sc u r r e n tm o d el o 西c ) 简称为m c m l ，它属于众多电流模 逻辑电路的一种。它可以被认作是一种实现数字功能的“差分放大器 。m c m l 的 基本原理图【刀如图2 1 所示。 v d dv o o n 呲 v 图2 1m c m l 基本原理图 m c m l 主要由下拉网络开关、恒定电流源和负载电阻三部分组成。工作原理 是：信号以全差分形式输入，差分下拉网络相当于开关的作用，使一边通路打开， 另一边通路关闭，从而驱使恒定电流i s s 只流过一边通路，然后经过负载电阻，实 现逻辑电平的输出。 ( 1 ) 下拉网络开关 下拉网络开关又可以称为逻辑运算模块，它作为电流开关来控制电流i s s 的走 向，进而实现电路的逻辑运算功能。具体而言，根据所要实现的逻辑功能，下拉 网络控制两条差分支路或是打开或是关断，从而控制电流i s s 流经其中一条支路。 m c m l 通常利用二差判定图( b b d ，b i n a r yd e c i s i o nd i a 黟a m s ) 算法对开关网络进行 合理的设计，可以实现任意的逻辑功能。 以一个简单的逻辑表达式为例【1 0 1 ： f = a b c + b d + a c d + a b c 式( 2 1 ) 6高速c m o sm c m l 单元电路设计及温度计译码电路实现 通过变换f 表达式，。司以得到 f = a b ( c + c d ) + 百( d + c d ) + x b _ + _ d 式( 2 - 2 ) 因此有 f = a ( b c + b d ) + a ( b c + b d ) 式( 2 3 ) 根据上式，我们便可以容易地得到逻辑f 的b i n a r yd e c i s i o nd i a g r a m ，如图2 2 所示， 并由此推出相应的下拉网络开关的电路结构，如图2 3 所示。 图2 2 逻辑f 的b i n a r yd e c i s i o nd i a g r a m 图2 3 逻辑f 相对应的电路结构 ( 2 ) 恒定电流源i s s m c m l 电路中最为关键也最为特殊的是提供了一个工作在饱和区的恒定电流 源，其作用是产生一个恒定的电流i s s ，以此来作为电路的运算模量。它的好处是： 具有恒定的电流i s s 并且在高频时表现出高的输出阻抗，这些都可以减少数字逻辑 输入产生的开关噪声以及电源电压波动引起的d i d t 效应，从而提高电路的逻辑运 算精度。 ( 3 ) 负载电阻i b 负载电阻i b 的作用是经过下拉网络进行逻辑运算后，恒定的尾电流i s s 流过 导通的那个支路，然后经过负载电阻r d ，在其上产生压降v = i 。r d ；而另一条 被关断支路的输出端，则会被上拉到v d d ，因此得到m c m l 电路的输出电压摆幅 第二章m c m l 简介 7 为： v = v 品一( 、7 d d kx r d ) i k r d 式( 2 4 ) 实际应用中，我们经常使用工作在线性区的p m o s 管充当有源负载来代替负 载电阻r d 的作用。 综上所述，可以发现m c m l 逻辑电路像c m o s 电路一样，实现各种数字逻辑功 能，但是它们的主要区别在于m c m l 是以电流而不是电压作为运算模量，通过负 载电阻r d 将电流i s s 转换为电压，从而作为下一级的输入。 2 2 m c m l 基本电路结构 典型的m c m l 基本电路结构有两种，一种是静态m c m l 电路，另一种是动 态m c m l 电路。二者最大的区别是静态m c m l 电路采用静态的电流作为运算模 量，而动态m c m l 电路则是采用动态的电流作为运算模量。一般来说，静态m c m l 电路相对比较常用，而动态m c m l 电路由于其诸多的缺点( 设计复杂度高、单元 电路面积大以及晶体管数多等) 并未得以广泛应用。本节接下来将会分别详细地 介绍二者的电路结构和工作原理。 2 2 1静态m c m l 的电路结构和工作原理 以单级m c m l 反相器和两级m c m l 锁存器旧为例来介绍静态m c m l 的电 路结构和工作原理，二者电路结构分别如图2 4 和图2 5 所示。 v d dv d d 图2 4 单级m c m l 反相器 8 高速c m o sm c m l 单元电路设计及温度计译码电路实现 v d r , v o o 图2 5 两级m c m l 锁存器 工作原理如下： ( 1 ) 单级m c m l 反相器 如图2 4 所示，在m c m l 反相器中，下拉网络开关由一对n m o s 管m 1 、m 2 组成，共同完成电路的逻辑运算功能，恒定电流源由晶体管m 0 提供，负载电阻则 由r d 实现。在弄清组成结构后，依照m c m l 电路的基本工作原理可以得出：当 输入信号v i i l 为高电平v 矗时，n m o s 管m l 打开，恒定电流源产生的电流i 。流过 m 1 ，并在负载电阻r d 上产生压降，大小为a v = i 。r d ，输出端v o u t 为低电平， 大小为v d d - a v ；此时，反相输入端加v i nn低电平( v r d d 一v ) 的信号，n m o s 管m 2 关断，电流i 。不流过这个支路，输出端v o u tn 的电位通过负载电阻r d 被拉 高，大小是v 赢。其中，恒流源m 0 一直工作在饱和区，而下拉网络开关m 1 、m 2 则随输入信号的变化或工作在截止区、或工作在饱和区。 ( 2 ) 两级m c m l 锁存器 如图2 5 所示，在m c m l 锁存器中，总共分为两级，分别是时钟开关级和数 据输入与寄存级。与m c m l 反相器相同的是恒定电流源i 。由m 0 管提供，负载电 阻由r d 实现，不同的是下拉网络开关由三对n m o s 管m 1 、m 2 、m 3 、m 4 、m 5 、 m 6 组成，共同完成电路的逻辑运算功能。基本工作原理如下：当c l o c k 为高电平 时，晶体管m 1 打开，工作在线性区，而晶体管m 2 关断，m 0 产生的恒定电流i 。 第二章m c m l 简介 9 流入数据输入级n m o s 管m 3 、m 4 ；当c l o c k 为低电平，即c l o c k n 为高电平时， 晶体管m 1 关断，而晶体管m 2 打开，工作在线性区，恒定电流i 。流入数据寄存 级m 5 、m 6 。晶体管m 3 、m 4 、m 5 、m 6 伴随着数据的输入与输出分别工作在截 止区和饱和区。 2 2 2 动态m c m l 的电路结构和工作原理 为了实现m c m l 电路的高速特性，消除恒定电流源引入的静态功耗以及负载 电路引起的功耗消耗，经过对m c m l 基本电路的恒定电流源和负载电阻进行重新 设计，得到如图2 6 所示的动态m c m l 电路【1 1 1 ，这种新的结构使用有源器件p m o s 管取代传统负载电阻r o 。它主要由以下几个模块组成：m c m l 逻辑功能模块，预 充电模块( 晶体管p 1 、p 4 、n 2 ) ，动态电流源模块( 晶体管n 1 、n 3 ) 以及存储 逻辑数据的锁存模块( 晶体管p 2 、p 3 ) 。 v d dv d d 图2 6 动态m c m l 电路典型结构图 工作原理如下：当c l o c k 为低电平时，打开晶体管p l 、p 4 ，输出端v o u t 、v o u tn 被预充电至电源电压v d d ，同时，晶体管n 2 也被打开，通过晶体管n 3 构成的 m o s 电容c l 放电，下拉节点q 至地电位。当c l o c k 为高电平时，p m o s 管p 1 、 p 4 和n m o s 管n 2 关断，晶体管n 1 打开，使得电源v d d 与n m o s 管n 3 之间构 成一个电流通路，此时n m o s 管n 3 的栅极可以认为是一个虚地点。存储逻辑数 据的锁存模块晶体管p 2 、p 3 的作用则是：当v o u t 被下拉至v - m l v o i 后，晶体管 l o 高速c m o sm c m l 单元电路设计及温度计译码电路实现 p 3 打开，v o u tn 被充电进行上拉，同样当v o u tn 被下拉后p 2 打开产生如上相反 的效果，从而晶体管p 2 、p 3 构成正反馈。在差分支路和晶体管p 2 、p 3 的正反馈 下，图2 6 所示的电路最终实现功能。 由图2 6 可知，在动态m c m l 电路正常工作时，晶体管n 1 、n 2 不会同时导 通，从而不存在静态电流通路，并且它的电压摆幅可以控制到一个比较小的值， 因而从功耗的角度来说，静态m c m l 电路显然比动态m c m l 电路的功耗大。同 样动态c m o s 电路与动态m c m l 电路相比，由于前者存在预充电过程，功耗与具 体的输入逻辑有关，但是对于后者而言，由于电路采用全差分结构，在每个时钟 周期内仅有一条支路导通，其功耗并不随电路的输入逻辑变化而变化，所以总的 功耗要比动态c m o s 电路小得多。但是动态m c m l 电路也有其受限制的缺点，一 方面是动态m c m l 单元电路中包含的晶体管数目要比上述其它两种逻辑所包含的 多得多，因此在超大规模集成电路设计中，动态m c m l 电路的面积消耗过大就成 了严重的问题；另一方面，由于引入了时钟控制信号，动态m c m l 电路的开关噪 声要比静态m c m l 电路大得多；此外，动态m c m l 电路的设计比起其它两种逻 辑单元也要相对复杂，因而综合种种利弊，动态m c m l 电路至今并未被广泛地应 用，当然它的低功耗的特点值得后续的研究探讨。 因此，本文将主要围绕静态m c m l 单元电路进行分析与设计，在没有特别声 明的情形下，下文所指的m c m l 电路均为静态m c m l 电路。 2 3m c m l 电路等效模型及特性参数 m c m l 电路的特点是差分输入、差分输出、工作在低电压摆幅下以及具有恒 定的静态电流，它是一种类似于模拟电路中差分放大器的数字逻辑电路，因而可 以利用一些简单的模型来表征m c m l ，并定义它的特性参数。本节首先简单介绍 m o s f e t 模型【1 3 】，其中着重给出m o s 大信号和小信号模型，其次根据m o s f e t 模型给出m c m l 电路的等效模型，最后给出m c m l 电路的特性参数。 2 3 1m o s f e t 模型 1 阈值电压 阈值电压定义为达到阈值反型点时所需的栅压。阈值反型点的定义是，对于p 型器件当表面势巾。= 2 巾南时或对于n 型器件当表面势巾。= 2 巾血时的器件状态。在 n m o s 器件中，随着栅上的电压增加，耗尽层宽度和氧化物与硅界面处的电势也 增加。当界面电势达到足够高时，电子便从源流向界面并最终流到漏端。这是由 于电子的堆积，此时界面发生了“反型 ，在源和漏之间的栅氧下形成了载流子“沟 道”，形成沟道所对应的栅压称为“阈值电压”。它是耗尽层电荷总数、体电压以 第二章m c m l 简介 及一些工艺参数的相关函数，表达式如下： = 。+ y ( 1 2 办+ i - i 擤i ) 式( 2 - 5 ) 其中v m 。是当源衬电势差v s b = 0 时所对应的阈值电压，巾f 费米势，7 体效应系数， 表征源衬电势差的变化引起阈值电压的变化。 2 v - i 关系 m o s 管的工作状态可以分为4 个区。下面以n m o s 管为例，分别给出在这4 区的v - i 关系表达式。 ( 1 ) 截止区： v g s - v t h ，0 - - - - v d s - - ( v g s v t h ，有 乇= 互1 心c 矗警 2 ( 一) 一嘧 式中：p 。代表导电沟道中电子的迁移率，c o x 代表栅氧化层单位面积电容，栅极 和衬底的沟道可以看成是一个电容的两个极板，s i 0 2 绝缘层是电容的介质，电容， 两极板之间的距离是t o x ，这一电容称为栅氧电容，可以表示成 c 矗= 孚 式( 2 - 8 ) 定义本征导电因子k p = c o x ，则漏极电流也可以表示成 易= i 1k ，i w 2 ( 一) 一噶 式( 2 - 9 ) 式中：l 代表导电沟道的长度；w 代表导电沟道的宽度；w l 称为宽长比；v g s v t h 称为过驱动电压，可以用v o v 来表示。n m o s 管漏极电流的方向和漏源电压的方 向一致，所以i d 符号为正。 特别地，当v d s 远远小于2 ( v o s v t h ) 时，式( 2 9 ) q h 的平方项可以省略，有 厶砗孚( 一) 式( 2 1 0 ) 这时，i d 和v d s 基本成线性关系，定义等效电阻为 专丽1 蛔l ， 可看成是只受栅极电压控制的线性电阻，因此n m o s 在这一工作区域可看成以 栅极为控制端的可变电阻，因而线性区也叫做可变电阻区。 1 2高速c m o sm c m l 单元电路设计及温度计译码电路实现 ( 3 ) 饱和区： v o s v t h ，v d s - v o s v t h ，有 易：弓1k ，w r 、v 岱, 一) 2 式( 2 1 2 ) 当m o s 管进入饱和区后，沟道产生了夹断，漏极电流基本保持不变。但应当 注意，由于夹断区的存在，沟道长度不再是l ，而变成l 0 。这时， m o s 管的阈值电压将随其源极和衬底之间的电位不同而发生变化。这一效应称为 体效应。 因此对于上述的一阶v - i 关系中，阈值电压v - m 需要用式( 2 5 ) 来表示。 ( 2 ) 沟道长度调制效应 前面的分析中，当m o s 管工作在饱和区时，导电沟道产生夹断，沟道长度从 l 变成了l ，l l 。在计算m o s 管沟道区的电流时应该用l 来代替l ，那么随着 漏源之间电压v d s 的升高，沟道内的夹断点向源极移动，沟道有效长度l 变短， 漏极电流将变大，这一效应就是沟道长度调制效应。根据上述分析，式( 2 1 2 ) 经过 修正后重新写成 d 弓1k r ，w 、 k 岱一) 2 式( 2 1 3 ) 令a l = l l ，则式( 2 1 3 ) 可写成 厶= 互1k e w ( v o s 一) 2 瓦1 互1k w t e 回一) 2 半式( 2 - 1 4 ) 我们用一个简单的参数九来表示v d s 对漏极电流i d 的影响，定义 第二章m c m l 简介 1 3 竽：a 式( 2 1 5 )7 一l r 傩了u 。 则式( 2 1 4 ) n - i 以写成 乇= 弓1k ，w r 、 k 岱一) 2 ( 1 + a ) 式( 2 1 6 ) 上式就是考虑了沟道长度调制效应的m o s 管饱和区的电流公式。 ( 3 ) 亚阈值特性 前面的分析中，我们认为当栅源电压v g s v a m ，沟道内就出现了电流。实际情况并不是这样， 即使在v g s v m 时，沟道内仍然有电流存在。当v g s 接近v r n 时，漏极电流下降 到1 0 7 a 1 0 。8 a 。当v g s v t h 时，漏极电流按指数规律下降。这时，栅极电压对漏 极电流的控制从饱和区的平方律变成了亚阈值区的指数规律。m o s 管的v - i 关系 可以用式( 2 - 1 7 ) 来表示。其中：i d o 是和工艺有关的参数；1 1 是亚阈值斜率因子，通 常满足1 1 1 3 。当v o s 满足式( 2 - 1 8 ) 的条件时，一般认为m o s 管进入了亚阈值区 域。 厶也罢唧( 簪 ( 1 - e 砷- v o s 式( 2 - 1 7 ) 3 v t 时，式( 2 1 7 ) 0 0 的后一项约等于1 ，可以将简化为 一 厶吨p wp 簪) 蛔9 ) 在式( 2 1 7 ) 中，我们提到的亚阈值斜率因子t 1 ，那么什么是亚阈值斜率昵? 这 要从m o s 管的电流变化讲起。表征亚阈值特性的一个重要参数是栅极电压的变化 幅度，也就是m o s 管从电流导通到电流截止时所需要的栅极电压的变化量。这一 特性用亚阈值斜率s 来表示。s 定义为亚阈值电流每变化l o 倍( 一个数量级) 所 要求栅极电压的变化量。s 越小，意味着m o s 管的关断性能越好。根据s 的定义， 有 l篱岩_(1喝ors去 式( 2 _ 2 。)一= _ _ = n p 咀i 一i - - a 、刎一，7 巧 。 s = 2 3 v r r 式( 2 2 1 ) s 的大小随1 1 而变化，当1 1 = 1 时，s 取最小值。室温下( 3 0 0 k ) ，有 s - 2 3 v t = 2 3 塑6 0 ( m 、r d e c ) x - - ( 2 - 2 2 ) q 1 4高速c m o sm c m l 单元电路设计及温度计译码电路实现 以上讲到的m o s 管的v - i 关系总结在表2 1 中。 表2 1m o s 管的v - i 关系 阂值电压 = 。+ y ( 1 2 俳+ | - 1 2 蚱i ) 单位面积栅氧电容 2 警 线性区m o s 管v - i 关系 厶= 三以c & 等 2 ( 一) 一唿 深线性区m o s 管等效电阻 2 等砗譬( 寒一) 饱和区m o s 管v - i 关系 厶= 互1k ，w ( 、k 岱一) 2 ( 1 + 九) 亚阈值区m o s 管v i 关系 厶吨譬唧( 簪 ( 1 - e x p 降) 亚阈值斜率 s = 2 3 k r r 3 m o s 电晷 m o s 管电容简单地来讲可以分为以下几类： ( 1 ) 栅和沟道为极板，栅氧化层( s i 0 2 ) 为介质的电容c 。； ( 2 ) 衬底和沟道为极板，衬底表面耗尽层为介质的电容c ：； ( 3 ) 栅极源极、栅极一漏极之间以栅氧化层为介质的覆盖电容c 3 、c 4 ； ( 4 ) 在m o s 工艺下，氧化层和栅极产生交叠，形成“鸟嘴”结构，这样就构成 了栅极一衬底之间以场氧化层为介质的交叠电容c 5 。 c r 4 2 5 的计算方法如下：电容c 。单位面积的大小就是c o x ，则 c l2 c o x 易， 式( 2 2 3 ) 电容c ：单位面积的大小c 。为 c a 2 丽) c o x 式( 2 - 2 4 ) 则电容c ：的值为： c 22 c d 易， 式( 2 2 5 ) 对于电容c 3 、c 4 和c 5 ，定义单位长度的电容分别为c 擎0 、c g d o c g b o ，则它们的 电容值分别为： g - - c o x 厶= o 式( 2 - 2 6 ) 第二章m c m l 简介 1 5 c 4 = c o a y 。g = c 耐秽哂 c 5 = c o o 式( 2 2 7 ) 式( 2 2 8 ) 我们认为m o s 管的电容存在于m o s f e t 的四个端子中的任意两个之间，分布如 图2 7 所示。图中所示的电容分别由c l c 5 中的若干电容构成。当m o s 管处在不 同工作区，它们的大小是不同的。具体推导本文将不再赘述，只是给出m o s 管电 容的计算公式总结表，如下所示。 表2 2m o s 管电容的计算公式 截止区栅极电容 c g s = 厶= c g d c g d = 厶= o c g b = ( o ) 锄+ 2 o 线性区栅极电容 c o s = 丢吻+ 。 c g d c g d = 圭+ 。 c 6 b c 岛= 2 c 9 6 0 饱和区栅极电容 c 6 s = 詈锄+ 勺。 c a d = 詈+ 。 c 6 b c 岛= 2 o 衬底一源漏电容 c b s ，c b d g s = c k = 嘤+ 2 ( 肜+ e ) c 0 1 6 高速c m o sm c m l 单元电路设计及温度计译码电路实现 g d b s 图2 7m o s 管的电容分布图 4 大信号模型 在前面的叙述中给出了m o s 管漏极电流和各极电压之间的关系。漏极电流i d 主要受栅源电压v g s 的控制，因此m o s 管是一个压控电流器件。m o s 管大信号 模型如图2 8 所示。图中的压控电流源代表了漏极电流i d 。r d ，r s 分别表示漏极 和源极的接触电阻，它们的值一般在1 0 0 f 2 以下，当i d 比较小时，这些电阻可以 忽略。两个二极管代表了源极一衬底和漏极一衬底之间耗尽层形成的p n 结。在正 常状态下这两个p n 结是反偏的，从源极漏极到衬底只存在漏电流。它们的大小 可以分别从式( 2 2 9 ) 和式( 2 3 0 ) 计算，其中i s 是p n 结的反向饱和电流。 k = 驰x p 喾) - 1 ) 式( 2 _ 2 9 ) 1 8 d - t s ( e x p ( - 1 ) 式