（微电子学与固体电子学专业论文）高精度sigmadelta调制器的研究与设计.pdf

摘要 摘要 近年来，由于微电子技术的发展，模拟信号处理、数字信号处理都取得了 长足的进步。模数转换器( a d c ) 作为连接模拟世界和数字世界之间的桥梁正 发挥着越来越重要的作用。而且随着计算机、无线通讯等行业的飞速发展，对 a d c 的速度、精度等性能不断提出了更高的要求。 s i g m a - d e l t a a d c 通过采用噪声整形与过采样技术相结合的方式，有效抑制 了信号带内的量化噪声，大幅度提高了输出带内的信噪比。同时，它充分利用 了数字电路规模加大，速度加快和成本下降的发展趋势，降低了传统高精度a d c 对模拟电路性能指标和元器件匹配度的苛刻要求。s i g m a - d e l t aa d c 是迄今为止 高精度模数转化器的主流结构，日益成为a d c 设计领域中的研究热点之一。 本文进行了应用于心电信号处理芯片中的2 4 位s i g m a - d e l t am o d u l a t o r ( s d m ) 的研究与设计。首先通过对传统n y q u i s t 率转换器与过采样转换器进行 比较，论述了s i g m a - d e l t a 模数转换器的工作原理和特性；然后提出了一种新型 的多位量化一位反馈的级联s i g m a - d e l t a 调制器，并介绍了它的优点；特别针对 级联结构调制器中的失配和开关电容积分器的非理想特性进行了详细的讨论， 建立了s d m 模拟部分各模块的非理想模型，提出了各单元模块的主要指标；本 设计的s i g m a d e l t a 调制器采用2 1 1 级联结构和多位量化器一位反馈的形式， 调制器采用全差分开关电容电路实现；同时对整个调制器的各个模块进行了电 路设计，包括跨导放大器、开关电容积分器、量化器、两相非交迭时钟等，并 利用s p e c t r e 仿真工具对这些电路进行仿真测试；同时，利用m a t l a b 软件和 s i m u l i n k 工具对整个级联调制器进行行为级仿真。 本设计采用o 3 5 微米标准c m o s 工艺，其中n m o s 和p m o s 晶体管的阈 值电压分别为0 5 4 伏和0 4 8 伏，电源电压为3 3 伏，奈奎斯特转换率为3 0 0 h z ， 过采样率为1 2 8 ，该调制器可实现动态范围1 5 0 d b ，2 4 位的转换精度，适合高精 度心电信号处理芯片的使用。 关键词：过采样：e a 调制器：级联结构：运算跨导放大器( o t a ) ；比较器； 开关电容技术；两相非交迭时钟； a b s t r a c t ab s t r a c t a l o n gw i t hr a p i dg r o w t hi n t h em i c r o e l e c t r o n i cf i e l d ，a n a l o ga n dd i g i t a l p r o c e s s i n g a r e m a k i n gg r e a tp r o c e s sr e c e n t l y t h e r e f o r e a n a l o g - t o d i g i t a l c o n v e r t e r s ( a d c ) ，a c t i n ga san e c e s s a r yb r i d g eb e t w e e na n a l o ga n dd i g i t a lw o r l d ，a r e t a k i n gam o r ea n d m o r ei m p o r t a n tp o s i t i o n h i g h e rs p e e da n dr e s o l u t i o na r eu r g e n t l y d e m a n d e df o re x p l o s i v ed e v e l o p e dc o m p u t e r sa n dw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n s i g m a d e l t aa d c s ，i m p l e m e n t e d w i t hn o i s e - s h a p i n ga n do v e r s a m p l i n g t e c h n o l o g ys i m u l t a n e o u s l y , a t t e n u a t e t h ei n - b a n dn o i s el e v e la n di m p r o v e s n r ( s i g n a l t o n o i s er a t e ) s i g n i f i c a n t l y s i g m a - d e l t aa d c st a k et h ea d v a n t a g e so f r e c e n ta d v a n c e si nv l s lw h i c hi sf o c u s e dt o w a r d sr e a l i z i n gi n c r e a s i n gd e n s i t y , s p e e d a n ds c a l e ，a n dr e l e a s et h er e q u i r e m e n to i lp e r f o r m a n c ea n dm a t c h i n go fa n a l o g c i r c u i t s i th a sb e c o m et h ep r e v a i l i n ga r c h i t e c t u r ea n dt h eh o tt o p i ci nh i g hr e s o l u t i o n a d c d e s i g nf i e l d t h i sp a p e rm a k e sar e s e a r c ha n ds t u d yo n a2 4 _ b i ts i g m a - d e l t ac o n v e r t e r a p p l i e di ne l e c t r o c a r d i o g r a mp r o c e s s i n g t h e o r e t i c a la n a l y s i s a n da d v a n t a g e so f s i g m a d e l t at e c h n o l o g y a r ei n t r o d u c e db yc o m p a r i n gw i t hn y q u i s tr a t e a n d o v e r s a m p l i n gc o n v e r t e r t h e n an e wc a s c a d e ds i g m a d e l t am o d u l a t o rs t r u c t u r eu s i n g m u l t i b i tq u a n t i z e r sc o m b i n e dw i t hs i n g l e b i tf e e d b a c ki sp r e s e n t e d ，a n ds h o w nt o h a v es e v e r a ls i g n i f i c a n ta d v a n t a g e st h a tm a k ei ts u i t a b l ef o rh i g hr e s o l u t i o no p e r a t i o n i nm a s ha d c s t h i sp a p e rp r e s e n t sas e to fb l o c k st a k i n gi n t oa c c o u n to ft h e m i s m a t c ho ft h ec a s c a d e dm o d u l a t o ra n dn o n - i d e a lc h a r a c t e r so fs w i t c h e d - c a p a c i t o r i n t e g r a t o r t h ef o u r - o r d e rm o d u l a t o rh a sa2 1 1 c a s c a d e ds t r u c t u r ea n dm u l t i b i t q u a n t i z e rc o m b i n e dw i t hs i n g l e b i tf e e d b a c k a tt h ee n do ft h ef i r s ts t a g e ，t h e m o d u l a t o ri si m p l e m e n t e dw i t hf u l l yd i f f e r e n t i a ls w i t c h e d c a p a c i t o rc i r c u i t s a n dt h e n ， t h ed i s c u s s i o nw i l lb e g i nb ye x p l o r i n gt h ed e s i g no fv a r i o u sc i r c u i tb l o c k si nt h e m o d u l a t o ri nm o r ed e t a i l ，i e ，o t a ，s w i t c h e d c a p a c i t o ri n t e g r a t o r , q u a n t i z e r , t w o p h a s en o n ，o v e r l a p p i n gc l o c ks i g n a l ，e t c ，a tt h es a m et i m e ，t h e s ec i r c u i t sw i l lb e s i m u l a t e di ns p e c t r e a tt h es a m et i m e ，t h ew h o l ec a s c a d e dm o d u l a t o rw i l l d o b e h a v i o r a “e v e ls i m u l m i o nb ym a t l a bs o f ta n ds i m u l i n kt o o l b o x i i a b s t r a c t t h ep r o p o s e dm o d u l a t o ru s e s0 3 5 u ms t a n d a r dc m o sp r o c e s s ，t h en m o sa n d p m o st h r e s h o l dv o l t a g ei so 5 4v o l ta n d 0 4 8v o l t r e s p e c t i v e l y , a n dt h ep o w e r s u p p l yi s3 3v o l t t h en y q u i s tc o n v e r t e rr a t ei s3 0 0 h z ，o v e r s a m p l i n gr a t i oi s1 2 8 t h ep r o p o s e dm o d u l a t o rc a no b t a i n15 0 d bd y n a m i cr a n g e ，2 4b i t sc o n v e r t e r r e s o l u t i o n ，a n df i t sf o rh i g h - r e s o l u t i o n ，e l e c t r o c a r d i o g r a mp r o c e s s i n ga p p l i c a t i o n k e yw o r d s ：o v e r s a m p l i n g ；z am o d u l a t o r ；c a s c a d es t r u c t u r e ；c o m p a r a t o r ； o t a ；s w i t c h 。c a p a c i t o rt e c h n o l o g y ；t w o p h a s en o n - o v e r l a p p i n gc l o c k i i i 南开大学学位论文原创性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，进行 研究工作所取得的成果。除文中已经注明引用的内容外；本学位论文 的研究成果不包含任何他人创作的、已公开发表或者没有公开发表的 作品的内容。对本论文所涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集 体，均已在文中以明确方式标明。本学位论文原创性声明的法律责任 由本人承担。 学位论文作者签名： 年月 日 南开大学学位论文使用授权书 根据南开大学关于研究生学位论文收藏和利用管理办法，我校的博士、硕士学位获 得者均须向南开大学提交本人的学位论文纸质本及相应电子版。 本人完全了解南开大学有关研究生学位论文收藏和利用的管理规定。南开大学拥有在 i ( 或q b 2 ) 单环s i g m a d e l t a 调制器潜在的不稳定因素， 级联s i g m a - d e l t a 调制器得到广泛应用。 2 3 2 级联结构 级联调制器又称m a s h ( m u l t i s t a g en o i s es h a p i n g ) 结构，如图2 1 1 所示。 e l 图2 11 典型级联s i g m a - d e l t a 调制器 图2 1 l 中第一级的量化噪声为e l ，第二级的量化噪声为e 2 。它主要由几个低 阶调制器和噪声抵消逻辑组成。各级都是采用一阶或二阶的无条件稳定的低阶 调制器，可以避免高阶e a 调制器可能不稳定的情况。在级联调制器中，后一级 转换前一级调制器输出的量化噪声，然后通过噪声抵消逻辑将前一级的量化噪 声抵消，这样，调制器的输出只含有输入信号和最后一级调制器的量化噪声， 此量化噪声经过高阶噪声整形，其阶数等于所有积分器的个数。 第一级的输出为： 1 6 第二章s i g m a d e l t aa d c 调制器的设计基础 k ( z ) = u ( z ) z - 2 + 互( z ) ( 1 - - 2 - 1 ) 2 ( 2 2 9 ) 第二级的输出为： ( z ) = 置z _ 1 + 易( z ) ( 1 - - z _ 1 ) ( 2 3 0 ) 噪声抵消逻辑的输出为： y ( z ) = k ( z ) z 一+ v 2 ( z ) ( 1 一z 一1 ) 2 ( 2 3 1 ) 将式( 2 2 9 ) 和式( 2 3 0 ) 代入式( 2 3 1 ) 中，可得到调制器的输出，如 式( 2 3 2 ) 所示。 y ( z ) = u ( z ) z 句一q ( z ) ( 1 - - z - 1 ) 3 ( 2 3 2 ) 从式( 2 3 2 ) 可知，第一级的量化噪声被抵消掉了。输出只含有输入信号 和被三阶整形了的第二级的量化噪声，实现了对量化噪声的三阶调制。相应的， 对于l 阶的级联，调制器得输出包含经过l 个单位延时的输入信号和经过l 阶噪声 整形的最后一级的量化误差，前面各级的量化误差都被噪声抵消逻辑消除了。 在理想情况下，前面的量化噪声经噪声抵消逻辑后会被抵消掉，但由于电 路在物理实现时，元器件的实际值与理论值存在误差，这些误差会导致前级的 噪声在经过噪声抵消逻辑后，并没有完全被抵消，而使泄露到输出端，而从影 响调制器的性能。器件间的失配及减缓其影响的方法将在下一章讨论。 2 3 3 级联调制器结构的优缺点 与单环调制器结构相比，级联结构有以下三个优点： 1 、稳定性好。级联结构在每级调制器之间只有前馈路径，而没有反馈路径， 因此，只要各级调制器自己是稳定的，那么整个系统就会是稳定的。所以，如 果使用一阶或二阶单环调制器来级联成m a s h 结构，无论最后级联成多少阶， 系统都会是稳定的。但这里需要指出的是，实际上不可能通过级联很高阶调制 器的方法来达到任意抑制量化噪声的目的。 2 、抑制空闲噪声的能力好。有理论分析指出【9 j ，如果把三个或更多的一阶 单环一位调制器级联起来，那么这个调制器就会产生随机的量化噪声，从而接 近白噪声。因此，与单环一位量化调制器比起来，空闲噪声对m a s h 结构的调 制器的影响就小得多。 3 、输入信号幅度范围大。对一个三阶及三阶以上的单环一位量化调制器来 说，输入信号的幅度范围一般在最大转换范围的6 0 - 8 0 之间。但是对级联 调制器而言，输入信号的幅度可以达到它的转大转换值。 1 7 第一二章s i g m a - d e l t aa d c 调制器的设计基础 但是，级联结构的缺点是需要多个d a c 。他们分别转换数字信号为模拟信 号，然后将其相加，使得模拟部分变得复杂。尤其是当需要多位数模变换时， 很难避免非线性的问题，由于这个非线性所带来的噪声直接影响了输出信号的 信噪比，后续章节将进行详细讲解。 第四节s ig m a - d eit aa d c 的主要性能指标 通常传统模数转换器用积分线性度和微分线性度等参数来衡量转换器的性 能，但s i g m a - d e l t a 模数转换器针对的是一个采样序列而不是一个采样点的量化 噪声功率，因此用积分线性度或微分线性度静态参数来表征是不合适的，而应 该用动态性能来评价。动态性能反映模数转换器以一定频率对交流输入信号进 行转换时的特性，因此这些特性与模数转换器的转换速率以及输入信号的频率 和幅度有关。通常，动态性能都从频域来衡量，它的指标主要包括信噪l 匕( s n r ) 、 信噪失真i ：t ( s n d r ) 、总谐波失真( t h d ) 、动态范围( d r ) 、有效位数( e n o b ) 等 频域的指标。 信噪比( s n r ) ：是指在一定的输入幅度时，转换器输出信号能量与噪声能 量的比值。转换器能挟得的最大信噪比为峰值信噪比( s n r 一) 。 信噪失真比( s n d r ) ：是指在一定的输入幅度时，转换器输出信号能量与 噪声、谐波之和的比值。转换器能获得的最大信噪失真比为峰值信噪失真比 ( s n d r m a x ) 。 总谐波失真( t h d ) ：是指所有谐波能量( 除去基波) 之和除以基频的能量。 动态范围( d r ) ：输入动态范围是指转换器最大输入信号和能检测到的最 小输入信号能量的比值，这里最大信号能量定义为s n r m 觚下降6 d b 时的输入 值，而最小信号即为背景噪声能量值。输出动态范围定义为最大输出信号能 量和最小输出信号能量的比值，等于s n r m 缸。 有效位数( e n o b ) 是根据实际测量的s n d r m 戕来计算的，如下式所示： e n o b ：s n d r 一, - 1 7 6( 2 3 3 ) 6 0 2 过载度( o l ) ：是指使调制器过载时的最小归一化输入值，其对应的s n r 比 p s n r 小6 d b 。 模数转换器中，每一个离散的量化值都对应一段连续的量化区间，因此在 量化过程中，只要是在同一个量化区间内的模拟值都可以得到相同的量化结果。 1r 第二章s i g m a - d e l t aa d c 调制器的设计基础 这说明，在对交流信号进行转换时，即使模数转换器有完全理想的转换特性， 其输出也包含误差，这是任何模数转换器都无法避免的，我们把它称之为量化 误差，这个误差由模数转换器的分辨率决定。从频谱特性考虑，量化误差使模 数转换器的s n r 存在一个上限。 冒 曼 巨 口 丕 应 蚕 i o 动态范围( d r ) o l 输入功率 _ 叫( d b ) 图2 1 2 典型的s i g m a - d e l t a 转换器性能图 图2 1 2 中表示输入信号功率和s n d r 的关系。s n d r 为0 d b 时对应的输入 信号功率表示模数转换器可以分辨的最小信号，这时，由于信号功率非常小， 谐波功率要远远小于噪声功率，因此，这时的s n d r 约等于s n r 。随着输入信 号功率的增大，谐波功率随之增大，当信号功率较小时，谐波功率的增速小于 输入信号功率的增速，因此s n d r 也随之增大，随着信号功率的进一步增大， 谐波功率的增速越来越快，当谐波功率的增速等于输入信号功率的增速时， s n d r 达到最大值s n d r 一，如果信号功率继续增加，s n d r 将迅速衰减。 s n d r m 戤对应的输入信号功率与s n d r 为o d b 时对应的输入信号功率之间的比 值被定义为s f d r 。显然，s f d r 与输入信号幅度无关，用它表示动态性能更具 普遍意义。上图中显示了非理想调制器的性能比理想调制器的性能差一些：一 方面是由于实际调制器的有限增益引起的性能呈线性下降；另一方面是由于实 际调制器过载而造成的性能下降。 1 9 第三章s i g m a - d e l t a 调制器的结构设计 第三章s i g m a d e l t a 调制器的结构设计 在第二章研究s i g m a d e l t a 的原理时，详细介绍了通过减少信号频带内的噪 声来提高a d c 的性能，其关键技术是通过选择合适的过采样率、调制器的结构 及阶数，量化器的位数等来达到所要求的高精度的性能指标。本章首先对传统 调制器结构与低失真结构进行比较，在分析了各自优缺点的基础上，提出了一 种新的低失真混合级联结构；其次根据调制器的性能指标，确定调制器的过采 样率及阶数；然后分析了调制器的非理想因素及误差来源；最后利用m a t l a b 工具进行调制器的行为级建模和系统仿真。 第一节高精度低失真混合结构调制器的提出 3 1 1 传统调制器结构与低失真结构的比较 从上一章对调制器的分析可以知道，当调制器的阶数l 高于2 阶时，便存 在着稳定性问题，很容易震荡【l o l ，而为了达到高精度，又不得不采用高阶的调 制器。针对上述问题，目前主要采用将一阶或二阶的e a 调制器级联起来组成高 阶调制器的方式，这样既可使系统稳定，又可以实现噪声的高阶调制。级联调 制器( 又称m a s h ( m u t i s t a g en o i s es h a p i n g ) m o d u l a t o r ) 主要由积分器和量化 器组成，其中量化器的个数称为级数，积分器的个数称为阶数，通常第一级都 采用二阶调制器，因为这样可以大大减少电路的非理想特性对调制器的影响。 下面将主要以二阶调制器为例，对传统与低失真结构调制器进行比较【l l 】【12 1 。传 统结构的二阶调制器如图3 1 所示。 g 图3 1 传统二阶调制器电路结构 2 0 第三章s i g m a - d e l t a 调制器的结构设计 其中h ( z ) 表示理想积分器的z 域线性模型，表达式为h ( z ) = z - q ( 1 - z 1 ) ，q 表示量 化噪声，二阶z a 调制器的z 域线性模型的传输函数及各积分器的传输函数为 1 4 1 y ( z ) 2 瓦蒜u ( z ) - i - 瓦丽1 q ( z ( 3 1 ) = z - 2 u ( z ) + ( 1 - - z 叫) 2 q ( z ) 甄( z ) = z - i ( 1 + z - i ) u ( z ) - z 一( 1 - - z 叫) q ( z ) ( 3 2 ) ( z ) = z - 2 u ( z ) - 2 z 。1 q ( z ) + z - 2 q ( z ) ( 3 3 ) 根据式( 3 1 ) 可以看出，输出主要是由输入信号与噪声这两部分组成，输 入信号经过信号传输函数 s t f ( z ) = 二二一= z - 2 ( 3 4 ) l + 2 爿+ 爿 被延迟了两个时钟；噪声经过传输函数 n t f ( z ) = 二j = ( 1 - - z 川) 2 ( 3 5 ) 7 1 - i - 2 h + h 2 、7 被进行了二阶整形。从式( 3 2 ) 和式( 3 3 ) 可以看出，第一个积分器和第二个 积分器的输出y i l 及y i 2 中都包含输入信号，所以都与输入有关，这样当输 入信号较大时，各个节点的电压也较大。 低失真结构的二阶z a 调制器如图3 2 所示。 图3 2 低失真二阶调制器电路结构 按照上述方法，我们得到信号传输函数为 m ) = 瓦i + 2 丽h + h 2 ) + 瓦嘉万q ( z ) = u ( z ) + ( 1 一z - i ) 2 q ( z ) 信号传输函数和噪声传输函数分别为 s 即( z ) = i i + 2 丽h + h 2 = 1 。 2 l ( 3 6 ) ( 3 7 ) 第三章s i g m a - d e l t a 调制器的结构设计 脚( z ) = 瓦嘉丽= ( 1 _ z - i ) 2 ( 3 8 ) 从上面的式子可以看出，低失真结构的信号传输函数为s 阿= j ，信号通过 调制器后直接输出了，没有被延迟：而量化噪声被调制器二阶整形，和传统结 构一样，其噪声传输函数为阿= “孑乡? ，积分器的输出与输入信号无关，克服 了传统结构的缺点：首先，积分器的输出节点y i l 和y i 2 的电压只与量化噪声有 关，这样只要增加a d c 位数，便可以降低节点y “和y i 2 的电压，避免了运算放 大器产生“转换”；其次，由于y i l 和y i 2 的电压与输入无关，因而增加输入信号 的幅度不会使积分器过载，从而提高调制器的动态范围；最后，由于积分器输 出幅度较小，降低了运算放大器的直流增益和建立时间的要求。 利用式( 3 6 ) ，( 3 7 ) ，( 3 8 ) 可以得到在第一个积分器前的误差信号e ， e ( z ) = u ( z ) 1 一s 卵( z ) 】+ q ( z ) n t f ( z ) = q ( z ) n t f ( z ) ( 3 9 ) 从式( 3 9 ) 可知，积分器只对量化噪声进行了处理，并没有处理输入信号，因 此就不会产生输入信号的谐波失真，但是积分器的非线性仍然影响量化误差， 甚至可能增加基带内的噪声。因此，我们可以采用降低运放的输出摆幅和调整 积分器的比例系数来防止这种影响i l 川。 比较上述两种结构，它们之间的差别主要在于：首先低失真结构的输出信 号没有被两个时钟周期延迟输出；其次，低失真结构的各积分器的输入输出不 再与输入信号有关，积分器只处理量化噪声信号。 3 1 2 多比特量化器引入的非线性及解决方法 s i g m a - d e l t a 调制器中往往采用一位量化器，这是由于一位量化器固有的线 性特点，不会引入任何非线性误差，但是当其应用于宽带高精度的系统中时， 即要求在较低的过采样率、较高的动态范围的情况下，调制器阶数将变得很高。 而调制器的阶数过高，会增加模拟电路的复杂度，同时还要提高对元器件的匹 配精度。这种情况下将考虑多位量化器。采用多位量化器可以直接提高调制器 的性能，但是反馈回路中多位量化器引入的误差会降低调制的性能。 第三章s i g m a d e l t a 调制器的结构设计 图3 3 多位一阶z a 调制器的线性模型 多位一阶z a 调制器的线性模型如图3 3 所示，则其传输函数为： y ( z ) = z - i u ( z ) + ( 1 一z - 1 ) 乓( z ) 一z - 1 e d ( z ) ( 3 1 0 ) 其6 p e q ( z ) 为多位量化器的量化噪声，e d ( z ) 为多位d a c 的非线性误差【1 4 】。调 制器中b 位d a c 包含2 a - 1 个单元，由于工艺误差的原因，每一个单元的实际值与 理想值有一定的差异，d a c 的实际输出值与理想输出值就会不同，从而引入误 差。在多位一阶调制器中，量化噪声经过一阶噪声整形，而由d a c 产生的非线 性误差只是经过一个时钟的延迟，它与输入信号一样，没有经过衰减，直接延 迟输出。因此，整个调制器的精度将主要受限于反馈回路中多位d a c 的精度。只 有当d a c 的精度高于整个调制器精度时，由它产生的非线性误差才可以忽略， 而实际工艺中d a c 的精度只能达到1 1 1 2 位。因此，必须采取一定措施降低非 线性对调制器性能的影响。 目前，最常用的降低d a c 非线性误差的方法是动态元素匹配技术( d e w ) 。 动态校准的方法有很多，它的核心思想是将d a c 的误差移向高频范围，最后通 过数字滤波器滤除。下面将简要介绍几种常用的方法： 1 、随机化( r a n d o m i z a t i o n ) 算法 随机化校准分为完全随机( f r ) 型d e w 1 5 】和部分随机( p r ) 型d e w 16 1 。 在每个周期内由随机选择器随机选择使用哪些元素，目的是把元件失配引入的 误差由直流失调转换为相同能量的时变信号。理想情况下，不同时刻的元件误 差没有任何关联，因而可以把误差转换为白噪声信号。在过采样系统中，由于 采样频率很高，使该白噪声落在基带内的部分大大减小。这种方法的实质就是 把失配引入的较高的谐波信号+ 转换成了白噪声信号，使s n d r 增加，然而这种方 法也会使噪声底部能量增加。 第三章s i g m a - d e l t a 调制器的结构设计 2 、独立电压平均f 1 7 1 ( i n d i v i d u a ll e v e la v e r a g i n g ) 前面介绍的随机化算法是把谐波转换为白噪声，在基带内的噪底会增加， 这样会减小s n r 。i l a 算法是期望把谐波失真转移到带外高频部分。这种算法 是通过在一个给定的时钟频率下，周期性的排列d a c 元素实现的。对于每一个 数码的输入，要保证每一个单元被利用的概率相同。对于每一个输入数码值，i l a 需要一个寄存器来存储被利用的d a c 单元。由一个桶型移位器( b a r r e l s h i f t e r ) 来完成移动( s h u f f l i n g ) ，其中，翻转移位由寄存器当前的数码输入决定。例如， 对于每一个可能的输入码，d a c 单元都从第一个开始使用；对于同一输入码， 起始位置每次移动一位。这种技术也是提高了调制器s f d r 。 3 、数据权重平均法( d a t aw e i g h t e da v e r a g i n g ) 跟其它算法相比，d w a 以最大的概率保证每个元素使用次数相同。工作原 理如图3 4 ，每次顺序循环选择数组中的元素，从下一个未用的元素开始。这种 算法的优点是以最大可能的概率使用每个元素保证了d a c 误差可以很快加到 零，把失真移到更高频。 x d a c ( 1 ) = 3 x d a c ( 2 ) = 2 x d a c ( 3 ) = 5 x d a c ( 4 ) = 3 x d a c ( 5 ) = 2 x