（检测技术与自动化装置专业论文）基于谐波检测方法的无速度传感器控制变频器速度估计.pdf

摘要 论文题目：基于谐波检测方法的无速度传感器控制变频器速度估计 专业名称：检测技术与自动化装置 学位申请人：黄夫海 导师及职称：姜孝华副教授 摘要 无速度传感器矢量控制变频器速度估计有许多方法，例如：动态转速估计器， 基于p i 自适应控制法，自适应转速观测器等，这些方法都依赖于电机方程，因 而不可避免的受到电机参数的影响。为了克服速度估计中对电机参数的依赖性， 一些学者提出了利用基于齿谐波信号中与转速相关的频率成分来提取转速的思 想。在齿谐波的作用下，定子电压、电流信号会产生相应的谐波，而这些谐波的 频率与转速是相关的，因此，转速估计就是从齿谐波信号中提取相关频率，根据 其与转速的关系推算转速。 谐波信号频率的提取是依靠数字信号处理技术来完成的。如今广泛采用的 h 呵技术、自相关功率谱估计法以及a r 模型等现代谱估计技术的不足之处在于， 为保证精度，往往所须采样时间相对较长，实时处理能力较差，并且易受噪声干 扰的影响，造成低速情况下有较大的估计误差。因此，在低速下的抗干扰问题、 测量精度问题和实时处理能力问题等有待进一步研究改进。 转速是时变的，且要求实现转速闭环控制，因而要求检测算法计算量小，能 跟踪时变信号，尤其在低速情况下需解决测量灵敏度和抗噪声干扰问题，这些都 是目前无速度传感器矢量控制技术急需解决的关键技术。本文主要研究基于递推 最小二乘算法的快速谐波检测算法，以满足转速辩识对快速性和灵敏度的要求。 并利用m 灯i a b s i m u u n k 给出仿真结果。 关键词：无速度传感器变频器：齿谐波；数字信号处理 m 篙r i 。a b s i m u u n k a b s t r a ( 了 t i t l e ：s e n s o r l e s ss p e e dm e a s u r e m e n tb a s e do nh a r m o n i cs p e c t r a le s t i a t i o n m a j o r ：d e t e c t i o nt e c h n 0 1 0 9 ya n da u t 伽a t i cd e v i c e h a i e ： h u a n gf u h a i s u p e r v i s o r ：j a l l gx i a o h u a m a n ym e t h o d sh a v eb e e nu dt 0e s t i i n a t et h e 抑t o rs p e c d ，s u c h 鹤d y 越m i cs p c e d d e t e c t o r ，a 出【p t i v ec o n t r o l t e c h l l 0 王0 9 yb a s e do np i ，a n da d a p t i v es p dr e g u l a t 硫a n o ft h c s em e t h o d sd e p e do nt h ep a r 锄e t e fc q u a t i o no f 瑚t o r 锄dt h ce s t i l a t i o n r e s u h sa r ei n n u e n c c db yp 盯a m e t e r so f 砌u d i o nm a c h i l i em o r eo rl c 鼹i no r d 盯t o e l i m m a l et h ee 雎c t so f 瑚t o rp a r a m e t c r so ns p e e de s t i n 强t i o n ，a 矾w 腓t h o d 旬r s p c e dm e a 鲫f e m e mo fm o t o r s 协j i l “c t i o nm 粒h m ed r i 、吧sl l a sb c e np r o p o d 卸d s t u d i c db yaf e ws c h o l a r sb yu s i n gs t a t o rc u 仃e n th 瑚n i cs p c c t r a le s 血n a t 姗a s w e 】【n o w n ，f e l e v 粕t 】1 a m m n j c s 盯cj n c l u d c dj 】ls l a l o rv o l l a g c 卸dc u r t 衄ld u ct o 咖l h a r l n o n i c sd r i v c s ， a n d 丘e q u e c i c so ft h e s eh 删o n i 岱a r cr c | a t i v e t om t o rs p e e d t h e r e f o r e ，s p e e de s t j i n a t i o n c a nb e o b t a i n e db ye 】【t m c t i n g t h e 丘e q u e n c yo fs b t h a r 的n i ca n db a s eo nt h cr c h t i 0 璐h i pb c t w e e nt h es l o t h 盯i i l o n i ch q u c n c ya n d 脚t o r s p e e d f r c q u e n c i c so fc u i t c mh a r 脚i c 眦e 】【t r a c c e d b yu s 吨d s pt e c i l n i q u e s t 0 d a y h 吧a u t o c o r r e h t i o np s d 卸da r ，趾ds 0o n ，h a v eb c e nu s c dw i d c l y h o w e v c r t h c d s pt e c h n i q u e sh a v et h e 打i n 蛐饿c i c c y i no r d e rt 0i i i l p m v ec s t j l i l a t 五0 np f c c i s i o n t h c s et e 倒q u e sn e e dl o n gs a m p kt 劬c ，柚da 陀u n f j ! tf o rr e d 咖1 eo p e r a t i o l lt l i e e s t i m a t i o ni e s u n s 盯ea 丘e c t e de 勰i l yb y i s ea l s o t h u s ，褫l l l l a c c e p t a b l ce s t i m a t i o n e h o rw i l lb ep r o d u c e da t1 0 ws p e e d t h er c m i i i j i l gi s s u e s 妞c l u d eh o wt 0 蛐p p 咒s s n o i s e ，h o wt oi m p r o v ee s t i m a t j o np r c c i s i 0 a ds t a b i l i l yo fr e a l - t i l i l eo p c r a t i o na t1 0 w s p e e d i o r d c ft os o l v et h cp m b l e m sm e m i o n c da b o v e ，姐a p p r o a c hf o rh a r i n i c d e t e c t i o nb a s eo nr i sj sp m p o s c d 柚ds t u d 砌e ) 币c r i m e m a lr c s u h ss h o wt h a tt h c a c c u r a c yo fs p e e de s t i n l a t i o ni s 沛p r o v e da n de n h a n c et h cp c 血r m a n c co ft h es p e c d d e t e d o rc o m d a r e dt oe x i s t e mm e t h o d k e yw o r d s ： s e n s o r l c 豁i n v c r t c 强s 1 0 th 盯1 1 1 0 n i c ，d s 只m a t l a b s i m u l i n k 1 1 研究目的和意义 第1 章前言 第1 章前言 利用速度传感器实现速度检测并用于感应电机闭环控制有助于中低速特性 的感应电机，但是也相应的降低了驱动器的可靠性以及增加了费用。随着感应电 机无速度传感器控制理论和电机控制专用c p u 的发展，感应电机高性能无速度 传感器控制的实现有了很好的硬件和软件条件，可以实现更完整的电机建模及更 先进复杂的观测和控制算法。 无速度传感器矢量控方法有很多，将在以后做简要介绍。无速度传感器矢量 控制方式的基本控制思想是进行磁通观测和速度观测。本文所要做的研究就是利 用定子电流齿谐波法进行速度估计。这种方法主要依靠数字信号处理技术进行谐 波分析及谐波信号频率的提取。如今广泛采用的f f t 技术、自相关功率谱估计 法以及a r 模型等现代谱估计技术的不足之处在于，为保证估计精度，往往所需 采样时间相对较长，实时能力相对较差，并且极易受噪声干扰的影响，造成低速 下有较大的估计误差。总之，低速下的抗干扰问题、测量灵敏度问题和实时处理 能力问题时这种方法有待解决的主要问题。因此要想真正将这种方法实用化尚需 从理论和技术处理上做出努力。 本文研究的目的就是要解决转速辩识对快速性和灵敏度的要求。解决低速运 行下所存在的问题对于此方法的实用化具有重大的意义，也将推动电机控制技术 的发展。 1 2 研究所采用的关键技术 利用变频器现有的电流传感器检测电流，对电流进行谐波分析和检测，从而 检测与转予转速成正比的频率成份以达到辩识转速的目的。因为转速是时变的， 第1 章前言 且要实现转速闭环控制，因而要求检测算法计算量小，能跟踪时变信号。并解决 低速下测量灵敏度和抗噪声干扰的问题。 为满足转速辩识对快速性和灵敏度的要求，本文研究基于递推最小二乘算法 的快速谐波检测算法。 利用m 衄u 毋，s i m u u n k 进行电机建模，对定子电流进行频谱分析，找出 相应的齿谐波，利用递推最小二乘算法的快速谐波检测算法进行速度的在线估 计。 第2 章 无速度传感器控制方法 第2 章无速度传感器控制方法 无速度失量传感器控制方式是在v c 的最初理论，即磁场定向的基础上发展 而来的。虽然磁场空间在理论上早已经得到了验证，但由于实现这种控制方式时 需在异步电机内部安装磁通检测传感器，故一直未得到实际应用。因此，早期的 矢量控制变频器基本上都是采用转差型矢量控制方式。但随着传感器技术的发展 和现代控制理论在变频调速技术中的应用，人们发现可用磁通观测的间接方式得 到磁通量，并由此得到无速度传感器的矢量控制变频器。 无速度矢量传感器控制方式的基本控制思想是进行磁通观测与速度观测。 2 1 国内外现状 目前所有的能源中，电力方面的能源约占4 0 ，而电力能源中有4 0 是必 须经过电力电子设备的转换才到使用者手中。这部分中的5 5 以上将用于电动机 的控制，所以变频器的广泛应用是工业自动化革命的必由之路。变频器自二十世 纪六十年代问世，到二十世纪八十年代在主要工业化国家已广泛使用。2 0 世纪 9 0 年代以来，随着人们节能环保意识的加强，变频器的应用越来越普及，广泛 应用于国民经济的各行各业和人民的日常生活中。国际知名的“a r c 机构”研 究统计1 9 9 8 年世界交流电动机实施调速控制的传动产品的销售额为4 8 5 亿美 元，其中北美占2 1 ，日本占2 7 ，日本之外的亚洲占1 2 ，欧洲、中东及非 洲占3 9 ，拉丁美洲占1 。1 9 9 9 年，国际大功率交流调速装置的销售额为2 4 亿美元。 我国电机的总装机容量已达4 亿千瓦，年耗电量达6 0 0 0 亿千瓦时，约占工 业耗电量的8 0 ，占全国用电量的近6 0 ，但我国电机驱动系统的能源利用率 却非常低，基本上要比国外平均水平低2 0 ，7 0 的电机只相当于国际二十世 纪五十年代的技术水平，电机驱动系统能效比国外低2 0 左右，我国各类在用 电机中，8 0 以上为o 5 5 2 2 0 k w 以下的中小型异步电动机。近二十年来，变频 技术的应用在我国有很大的发展，并取得了良好的效果。可以说，变频技术已为 第2 章无速度传感器控制方法 大多数用户所接受。但是，我国在变频技术的应用方面，与发达国家的水平尚有 很大差距。目前，我国在用的交流电动机使用变频调速运行的仅8 左右，而工 业发达国家己达7 5 8 0 。我国在用电机拖动系统的总体装备水平仅相当于发 达国家五、六十年代水平。因此，在国家十五计划中，电机系统节能方面的投入 将高达5 0 0 亿元左右。据权威消息报道：最近由国家经贸委和联合国工业发展组 织( u n i d o ) 正在实旌一项“电机系统节能培训”活动，由u n i d o 支持，相信这次 政产学研共同致力的“电机系统节能”事业，会在中华大地兴起。国外的专家预 计今后的十年，电力电源中的8 0 要经过电力电子设备的转换，同时，变频器也 必将在自动化领域继续扮演工业革命的重要角色。 通用变频器为交流电机调速传动装置，主要是指采用电子式电力变换器对交 流电动机的变频调速传动。主要由电力电子器件( 包括半控型和全控型器件) 、 微型计算机或单片机和大规模集成电路等组成。关键技术包括基于电力电子电路 的电力变换技术、交流电动机的矢量变换控制技术、赢接转矩控制技术、p w m 技术以及以微型计算机和大规模集成电路为基础的全数字化控制技术等。主要应 用领域：风机、泵类负载的节能调速，搬送机械( 从带式运输机械到位能负载的 起重提升机、立体仓库、立体停车场等) 、金属加工机械、农用机械、食品机械、 木工机械、印刷机械、空调机、各类家用电器乃至街心公园喷水池等设备的电气 传动。 八五、九五期间，我国涌现了一批高水平的交流调速的科研成果，但自行开 发的大量的交流变频调速的科研成果基本上是验证某一项具体单个的技术，如一 种p w m 方法、直接力矩控制方案、电机参数检测等。近年来，国内变频调速系 统的研究非常活跃，在无速度传感器变频器的参数检测、速度观测等方面已有一 些实质性研究成果，一些高等院校及科研院所也有矢量控制变频器及直接力矩控 制变频的科研样机通过鉴定，但离产品化的距离很大，主要原因是：( 1 ) 科研 样机仅仅是考虑了实验室环境和运行条件，且假设一些参数是己知的情况下对某 一原理算法进行的验证实验，与运行环境多变和未知的工业现场情况差距太大。 因而须研制适合产品化需求的能满足工业应用的高性能软件算法。( 2 ) 变频器 是一个多种技术高度交叉融合的高新技术产品，产品性能特别是可靠性、稳定性 涉及因素包括元器件选型、严格的保护措施、e m c 设计、制造工艺等，对其中 第2 章无速度传感器控制方法 每一项都必须认真攻关研究。( 3 ) 科研力量分散，财力物力分散，未能形成稳定 的高水平的研发团队。 面对变频器巨大的潜在市场，国内不少企业和人士也纷纷加入到了这一市场 中来，并已取得了一定的成绩，其中最有影响力的要属华为技术公司旗下的安圣 电气公司，只可惜，它在2 0 0 1 年被美国电气巨头艾默生以7 5 亿美元的高价收 购，产品的销售势头不如当年的华为技术公司。目前国内品牌比较活跃的有森兰、 先行、凯奇、利德华福、天宠、佳灵和时代等，但较大规模企业的出现还需要一 段时间。相对于国际上先进的变频调速技术，我国变频器生产技术的落后表现在 多个方面。首先在变频技术研究方面投人的人力物力不集中，没有形成市场竞争 力，这是落后的根本。其次配套产业以及工艺加工设备的落后，难以适应变频器 生产的发展。国产变频器无论在产品性能上还是在外观设计上都落后于国外，只 相当于国外二十世纪八十年代的水平。在变频器领域，国内企业还很年轻，要走 的路还很长。近年来国内变频器行业发展的特点为： ( 1 ) 生产厂家增多、发展速度较快，以更优的价格供应国内市场，并已挤占相 当的市场份额，如a b b 、西门子、富士和三肯等。 ( 2 ) 国内变频技术的理论不比国外差多少，但在变频器的开发和生产上难以与 发达国家抗衡。变频器整机技术落后，国产变频器的档次较低。对功能先进( 含 矢量控制、直接转矩控制) 、高电压( 3 0 0 0 v 以上) 、大容量( 1 0 0 0 l 阿以上) 变 频器，国内还处于研制阶段。 ( 3 ) 变频器有3 5 年的产品成熟期，质量是否可靠，性能是否稳定，有待于实 践检验。 ( 4 ) 国产变频器8 0 的功夫在于仿制，基本缺少创新内容。除了低价，并无明 显特点。在产品创新上很少有人用功夫去解决。国产品牌大多是急功近利，省工 省料，品质很难保证。 目前，占国内市场份额的8 0 以上的产品为国外品牌，占国内市场分额的 9 8 以上的高性能矢量型产品为国外品牌。国产变频器大部分产品为进口产品的 仿效，而国外对核心技术和软件都有严格的保护和保密措施，因此大多为普通功 能型i - 腰控制变频器产品。到目前为止，只有极少数几家( 如艾默生、四川森兰 等) 能生产具有自主知识产权具有转矩控制功能的高功能u f 及矢量控制型国产 第2 章无速度传感器控制方法 变频器，但产品性能特别是可靠性和性能稳定性并不理想，功率等级在5 5 k w 以 下。国内有极少数的无速度传感器控制变频器产品上市( 如四川森兰的s b 6 0 ， s b 6 1 ) ，但由于调速范围、性能稳定性与可靠性均不能满足市场要求，效果不理 想。 通用变频器的发展日新月异，十几年来，国外大公司的产品都几经改型换代， 使性能和功能不断提高和充实。虽然变频器种类繁多，功能上基本相似。从世晃 范围内看，大体有三代。第一代为普通功能型u ，f 控制变频器产品，属于近似恒 气隙磁链控制方式，第二代为具有转矩控制功能的高功能u f 控制变频器，输出 静态转矩特性好，机械特性硬度高于工频电网供电的异步电动机。第三代为高动 态性能型矢量控制变频器，具有较好的动态性能。目前变频器的技术发展方向主 要有：具有多功能系统组态的工程型变频器、高压大容量变频器、新型控制方法、 新型p w m 方法、变频器的输入输出谐波与e m i 干扰的控制、高频软开关变频 技术等。当今，先进的传动控制和无传感器的估计技术是令人神往和富挑战性的 研究课题。无速度传感器控制省去了复杂昂贵的转速检测器件，安装方便，是通 用高性能变频器技术的发展方向。随着感应电机无速度传感器控制理论和电机控 制专用c p u 的发展，感应电机高性能无速度传感器控制的实现有了很好的硬件 和软件条件，可以实现更完整的电机建模及更先进复杂的观测和控制算法。在电 机的动态方程中，转速是电机模型的一个参数，无速度传感器控制主要存在以下 问题：( 1 ) 转速闭环只能采用辨识的转速进行反馈，转速控制的精度依赖于速 度辨识的精度。( 2 ) 一些磁通观测方法不能独立使用。( 3 ) 低频范围磁链观测难 度大。转子电阻误差影响滑差计算的精度，在无速度传感器控制中，速度精度主 要受滑差精度的影响。 当前该研究领域的主要控制策略分为基于电机理想模型的方案和基于电机 非理想特性的方案。无速度传感器控制速度辩识估计方法有：自适应控制方法， 如自校正控制( s t c ) ，模型参数自适应控制( m r a q ，可调模式( s 呻或交结构控 制f v s ) ，能方便地用在矢量控制方面。感应电动机的速度估计问题涉及到滑差信 号的综合，模型参数自适应系统( m 蟠) 速度自适应磁通观测器外推卡尔曼滤波， 槽谐波和机器中辅助信号注入。在所有方法中，需要强调的是，机械参数的变化 是一个难以克服的困难，特别当速度趋于零时。 6 第2 章无速度传感器控制方法 2 2 无速度传感器矢量控制方法简介 可以从很多角度对感应电机无速度传感器控制方法进行分类，每一类中的方 法或不同类的方法在应用中还可以组合。这里从电机模型的理想化程度的角度对 无速度传感器控制策略分为两大类：基于电机理想模型的方案和基于电机非理想 特性的方案。 2 2 1 基于理想模型的方案 ( 1 ) 开环及带补偿的磁链计算 基于电机动态方程的磁链计算方法有：a ) 开环近似积分、b ) 参考值补偿、c ) 观测值补偿、d ) 转子反电势定向、e ) 间接磁场定向和电压模型结合的方法等。电 压模型不包含转速信息，在无速度传感器控制中可用于求转子磁链，但电压模型 包含纯积分环节，存在积分初值和漂移问题，解决方案之一是将输出的结果再通 过一个高通滤波器，但是，高通滤波器的引入带来了磁链计算的幅值和相位误差。 为了补偿磁链的幅值和相位变化，而且还要使积分稳定，一些学者提出了参考值 补偿( 见图2 1 ) 、观测值补偿( 见图2 2 ) 等方法。 一i i ：i i i b 工kf 馨饥咒t ，i o lk 警：3 t 。! 毫竺、 图2 1参考值补偿的磁链计算方法 一一一竖 图2 2观测值补偿的磁链计算方法 习 第2 章无速度传感器控制方法 f 模型参考自适应法( m r a s ) m r a s 方法辨识参数的主要思想是将含有待估计参数的方程作为可调模型， 将不含未知参数的方程作为参考模型，两个模型具有相同物理意义的输出量。利 t 百两个模型输出量的偏差根据一定自适应率来实现调节可调模型的参数。用 m i 沁方法可以辨识电机的转速。基于电压模型和电流模型的m r a s 方法，以 电压模型为参考模型，电流模型为可调模型。为了在电压模型中避免纯积分，加 了高通环节，相应地，在可调模型支路也串接了同样的环节，如( 图2 3 ) 所示。 图2 3电压模型和电流模型构成的m 队s ( 3 ) 闭环观测器的方法 无速度传感器控制中使用的几种闭环观测器有：全阶自适应状态观测器、扩 展k a l m 姐滤波器( e k f ) 、扩展的l u e n b e f g e r 观测器( e l 0 ) 、滑模观测器等。 全阶自适应状态观测器：也称为h e n b e f g e r 观测器( l o ) 采用静止坐标系中的 电机模型并加以误差补偿，把转速当作参数进行辨识，从状态误差的动态方程和 l y a p u n o v s 稳定性理论可以推导出稳定的自适应机制，也可以用p o p o v s 超稳定 性理论推出同样的结果。采用自适应观测器来辨识转速的方法实际就是上述以电 机为参考模型、以观测器为可调模型的m r a s 方法。 扩展卡尔曼滤波( e k f ) ：卡尔曼滤波是由r e 勋l m 在六十年代初提出的一种 最小方差意义上的最优预测估计的方法，它的突出特点是可以有效地削弱随机干 扰和测量噪声的影响。扩展卡尔曼滤波算法则是线性卡尔曼滤波器在非线性系统 中的推广应用。如果将电机转速也看作一个状态变量，而考虑电机的五阶非线性 模型，在每一步估计时都重新将模型在该运行点线性化，再沿用线性卡尔曼滤波 器的递推公式进行估计。扩展卡尔曼滤波法提供了一种迭代形式的非线性估计方 法，避免了对测量量的微分计算，而且通过对q 阵和r 阵的选择可以调节状态 第2 章无速度传感器控制方法 收敛的速度。但计算量很大，而且这种方法是建立在对误差和测量噪声的统计特 性已知的基础上的，需要在实践中摸索出合适的特性参数。 扩展的l u e n b e r g e r 观测器l o ：基本l 肛e n b e r g e r 观测器( l o ) 适用于线性时不变确 定性系统，扩展的l u e n b e r g e r 观测器( e l o ) 可以适用于非线性时变确定性系统。 在e l o 中将转速看成是状态变量，e l o 在观测磁通的同时观测了转速。e l o 与 e k f 相比具有算法简单、便于调节的优点。 滑模观测器方法：该法采用估计电流偏差来确定滑模控制机构，并使控制系统 的状态最终稳定在设计好的滑模超平面上。滑模控制具有良好的动态响应，在鲁 棒性和简单性上也比较突出。但它存在一个比较严重的问题抖动，即由非线性 引起的振颤。而今许多学者正致力于研究如何去抖这一问题。 2 2 1 基于非理想特性的方法 ( 1 ) 利用齿谐波信号的转速辨识方法 电机中定转子齿槽在气隙中产生齿谐波，其中包含了和转子转速成正比的频 率成分。通过对定子反电动势或者电流信号的处理可以检测出转子速度信号。该 法在低速下测量灵敏度难以提高，抗噪声干扰的问题较大。将在以后章节做详细 介绍。 ( 旋转高频注入转子凸极检测法 使电机转子的槽口宽度或槽楔厚度按一定规律呈周期性交化分布，使转子具 有一定的凸极特性。通过检测转子凸极的位置，就得到转子的位置和速度。磁饱 和同样可以引起转子的凸极，这时检测饱和凸极的方向可以得到磁通的方向。 该方法中，在电机端部注入三相旋转高频电压信号( 2 5 0 h 而，如果忽略饱和以 及齿槽效应等因素，注入电压信号产生的电流响应信号的矢量轨迹由于转子凸极 效应的调制而呈椭圆形状，椭圆的倾斜的方向可以反映转子的位置角度。电流响 应信号采用带通滤波器分离出来，该响应可以分为正序分量和负序分量，其中负 序分量包含有转子凸极位置的信息，可以通过外差法等方法将转子位置信号提取 出来。但是上述负序分量中还包含转子齿槽凸极、转子偏心、绕组不对称性、电 流测量的不平衡引起的调制。 第2 章无速度传感器控制方法 该方法的实现有一些问题：磁饱和对人为凸极的位置辨识方法会产生难以消除 的干扰；不适用于闭口槽( 大多数中小型电机) ；受负载情况影响大，因为转予电流 同样会产生磁饱和；对电流信号的滤波影响了电流控制环的动态性能；只适用于低 速运行，高速运行给信号滤波分离带来困难；信号较弱，对测量系统的信噪比和 a d 的分辨率要求高；控制器参数多，运算复杂；需要注入谐波，电机带来附加损 耗；检测转子位置需要人为转子凸极；注入信号的频率的选择受多方面限制。 ( 3 ) 漏感脉动检测法 电机由于转子齿槽的存在，漏感会随电机的转子位置变化而脉动，通过附加 正反相抵的基本电压矢量脉冲及对电机的相电压测量，可以检测出漏感的脉动， 对该脉动的信号进行数字计数得到电机的转子位置。如果噪音干扰足够小，可以 达到位置无漂移，可以精确地检测出电机在极低速甚至零速下的转子位置。 这种方法也存在一些不便：不适用于斜槽电机( 大多数小型电机) ；饱和对该方 法有影响，需要自适应滤波器来滤除反映位置信号中的饱和引起的二次谐波，滤 波会引起延迟等；需要采样三相电压，因此需增加电压传感器的数量；需要引出电 机的中点，无法用于三角形接法的电机：需要改造p w m 的形式，需要额外的谐 波注入。 ( 4 ) d q 阻抗差异定向法 在估计的转子磁通方向上注入高频的脉振信号( 5 0 0 i z ) ，由于主磁路的饱和注 入高频信号的磁场分布，使得对于注入的高频信号d 轴和q 轴的阻抗不同。如果 磁场定向准确，那么在距离估计的d 轴j f 负4 5 。方向上的高频信号阻抗相等，如 果磁场估计有偏差，那么距离估计的d 轴正负4 5 。方向上的高频信号阻抗就会产 生差别，用该误差驱动估计磁场与实际磁场方向重合。 该法尚存在一些不足：电压注入的方案中对电流信号的滤波影响了电流控制 器的动态性能；电流注入需要电流控制器的带宽很大；检测的磁场角度受负载影响 而并非为转予磁通角，还要对检测角度进行补偿，补偿需要电机参数，使其鲁棒 性的优点减弱。 ( 5 ) 饱和凸极检测方法 当主磁路饱和时，如果在定子侧向d 轴和q 轴方向注入同样幅值的脉振电流， 那么在转子侧，d 轴和q 轴上的脉振电流幅值会有所不同，d 轴的转子电流要大 第2 章 无速度传感器控制方法 些，即d 轴和q 轴的电流传输比不同。根据这种效应，在主磁路饱和的条件下， 在估计的转子磁通方向上注入脉振电流信号( 信号的频率为2 0 h z ) ，如果估计的磁 通角度有偏差，那么由于d 轴和q 轴的电流传输比不同，定子和转子中的注入频 率的电流矢量就会存在一个相位差，用这个相位差来调节观测磁场与实际转子磁 场方向重合。其具体实现中是通过定子电压电流信号运算得到转子磁通方向的， 存在多次的旋转坐标变换和滤波环节。 该方法的应用有一些限制，如：要求饱和运行；需要人为注入谐波；计算量大； 仅适用于低频运行。 第3 章 基丁齿谐波的无速度传感器控制 第3 章基于齿谐波的无速度传感器控制 在前面介绍的几种方法都依赖于电机方程式，因而不可避免地受到电机参数 或多或少的影响。为了克服速度估计中对电机参数的依赖性，一些学者提出了利 用基于齿谐波信号中与转速相关的频率成分来提取转速的思想。众所周知，定子 表面和铁心上的齿槽会在气隙磁场中产生相应的谐波，而这种谐波的频率与转速 是相关的，因此，转速估计就是从齿谐波信号中提取相关频率，根据其与转速的 关系推算转速。 3 1 基于齿谐波速度估计方法的产生及发展 m i s h i d a 早在1 9 7 9 年就曾提出利用转子齿谐波电压，采用模拟滤波器技术 计算转差频率的设想。但受当时信号处理技术和硬件设备的限制，只是在转速大 于3 0 0 r 血的范围内取得了较为满意的结果，并未引起太多的关注，直到近些 年随着高速d s p 芯片、硬件快速傅立叶变换( f f t ) 芯片的出现，以及数字信号 处理技术的不断发展和应用，才使得这一设想又有了充分发展的空间。 一般来说，定子电压和电流均含有可检测的谐波信息，但由于低速下定子电 压信号较弱，受测量噪声的影响，造成测量精度降低，使转速检测的误差增大， 低速性能较差。而定子电流中的谐波信号较强，有利于提高低速性能，因而目前 大多数采用定子电流的谐波检测，它的转速估计表达式为 n - 掣) ( 厶t ) 厶 式中，速度的单位是f m i i l ；z 为转子的槽数；厶为与转速相关的齿谐波频率； 为基波频率。一种基于f f t 方法的转速估计框图如下： 点粤! 第3 章 基于齿谐波的无速度传感器控制 图3 1 蓦于定子电流n t 谱分析的速度估计框图 这种方法改善了低速性能，拓宽了调速范围，但它有一个致命的缺点：依赖 于电机结构，需要事先知道转子槽数z ，而一般情况下，在实际应用中z 是不知 道的。其后，d h u r s t 等学者提出了一种初始化算法来确定电机的结构参数， 使得这种方法不再受电机结构的限制，扩大了它的应用范围。 3 2 基于齿谐波速度估计的分析 下面将对应用定子电流齿谐波速度估计算法做详细的介绍，在此将介绍此方 法的优缺点及利用此方法进行速度估计主要技术。此处所介绍的基于齿谐波的速 度估计方法主要基于k d h u r s t 所提出的方法为介绍依据。 ( a ) 电流谐波频谱分析 气隙磁导( p 难) 与气隙磁动势m m f 相结合产生与速度相关的电流谐波，此 电流产生气的隙磁通密度描述为b 。 ( q ，) 2 峨一，) 厶凹，) ( 3 - 1 ) 其中，1 l r 。是定子角位，o ，。转子位置，m m r 。是由定子电流产生的气隙磁动势， r g 为气隙磁导。由于气隙磁通饱和度和定子绕组相带谐波对气隙磁动势i 姗f 的 非正弦影响产生( 6 k 1 ) 次谐波，其中 源电流的基频。转子齿槽和转子偏 第3 章基于齿谐波的无速度传感器控制 心距引起气隙磁导的变化。由文献【1 2 】给出的基本原理，这些对电流谐波的作用 可由下式来描述 厶钏懈枷d ) ( 铺蜘。】 ( 3 _ 2 ) 口，z 其中k = 0 ，1 ，2 ；r 式转子齿槽的数量；n d = o ，1 是转子偏心距的阶数；s 是单位滑差；p 是磁极数量；雌。= 1 ，3 是气隙磁动势m m f 谐波的阶数。 图3 2 为电流频谱分析得到的齿谐波示意图。电流谐波由一四磁极、十马力 的感应电机在3 h z 的源频率不带负载的情况下得到的 f r e q 岫n c y ( h z i 图3 上转子齿谐波( 3 h z 源频率、无负载、0 5 6 滑差、5 0 个周期) 图中标明了1 7 次、1 9 次以及2 3 次m m f 时间谐波。代表性的，齿谐波在k = 1 和i l d = o ( 静态偏心) 或者l l d = 1 ( 动态偏心) 是很明显的。在这种情况下，i l d = 1 时的齿谐波是很强的。这种周期性的齿谐波导致有效的谱估计技术，这种技术将 在一面介绍。 【vje口nl雹e 3 3 励磁谐波 第3 章 基于齿谐波的无速度传感器控制 由( 3 2 ) 式，为了得到与滑差相关的特殊的齿谐波频率，首先我们必须知 道n d ，n w 以及r 的值。这些参数是依赖于电机的结构特性的，一般来说，对于使 用者，这些参数是未知的。不过，这些电机参数是可以通过励磁谐波来检测到的。 这些谐波产生于定子铁心的椭圆度，轴承的磨损，轴未对准或者转子电阻的变化。 在( 3 2 ) 式中，当k = 0 ，n d = 1 ，n w = l 时，就可描述这些励磁谐波，由下式表示 1 一p t 2 五( 1 2 希 ( 3 3 ) 口，z 在经过陷波器获得基波频率后，d s p 技术提供了充分的解决方案从这些谐波( 图 3 - 3 ，图3 4 ) 中得到滑差 ：盖 一i k 一：k 瀛。 。d 衍| 。一i i i l f 唧8 n c yi h z ) 图3 _ 3 转子励磁谐波( 1 l i z 源频率1 3 滑差。3 个周期的采样数据) f r e q u e n c y ( h z ) 图3 - 4 转子励磁谐波( 啦z 源频率，1 0 s ，3 个周期的采样数据) 无论上边带还是下边带，励磁谐波都很明显。在可获得的点之间插入零阶保持器 可以提高峰值检测程序的准确度。这些速度信息用于在线的初始化程序图( 3 5 ) ， 一，yj口暑idi量 第3 章 基于齿谐波的无速度传感器挣制 此程序用来检测与最明显的齿谐波相关的参数的值，即：r ，n 。和n 。一般来说， 一个特殊的谐波或者相关的谐波对( 如图3 2 ) 一向都是最强的；因此，这些谐 波被程序选为齿谐波的基波。如果出现二次谐波，将被表示为较弱的| 1 d = o 和n d = 1 的谐波的集合。速度检测程序就是利用齿谐波的基波和二次谐波方程来进行计算 的。 4 n d f r _ 2 目3 - 5 韧始化算法 励磁谐波存在于大多数的感应电机中，它不仅可以用来初始化参数的检测， 而且也提高了速度检测算法的特性。无论在任何情况下，励磁谐波是无法检测的， 然而，算法严格倚赖与齿谐波，而且需要较长的抽样周期来确保准确性。如果在 任何运行状态下，励磁谐波无法检测，那么算法需要进行一个无负载的测试( 在 速度为近似己知的情况下) 来检测齿谐波的基波和二次谐波。然后，这些谐波就 可以被用做参考点来解决任何不明确的谱分析。除此之外，在这种情况下，齿槽 的数量需要使用者输入。 3 4 经典速度检测算法 速度检测器能精确的测量与速度有关的谐波频率，并且，在低速范围内仅仅 受到抽样时间的限制。虽然此速度检测算法不需要知道谐波的幅度，但在有噪声 的情况下谐波的可检测性是至关重要的。由于电流值不像电压一样是关于基频f 1 的函数，并且气隙磁通的值在普通转速范围内是保持恒定不变的，因此，希望得 1 6 第3 章基于齿谐波的无速度传感器控制 到的电流谐波在任何非零转子速度的情况下是高于噪声标准存在的。相比于电压 信号，即使是依赖于负载和有较高噪声特性的电流信号，只要设置适当的抽样周 期，利用d s p 方法都能将齿谐波分离出来。 豳3 6速度检测 图( 3 6 ) 是速度检测算法框图，此算法检测式( 3 2 ) 所描述的齿谐波的频 率，此算法中转子滑差无须使用者输入。此算法最小限度的额外花费就是一个场 定向驱动器；除了一些低花费的滤波器芯片外，此算法完全可以在一个标准的微 处理器上执行，而此微处理器已经是场定向控制器的一部分。霍尔电流传感器检 测到的电流信号经过一系列的电容开关滤波器来消除p w m 开关谐波，并且通过 陷波器检测到基频 。陷波器跟踪，1 是通过p w m 驱动器的模拟输入得到的( 琐 相环电路同样能够提供此信号) 。除此之外，这一模拟信号控制一低通滤波器， 此滤波器的截止频率是可变量，其大小为3 0 正。这个低通滤波器用来消除高 频噪声而保留齿谐波。由式( 3 2 ) ，最大有5 4 个转子齿槽可产生的齿谐波的最 大频率大约为2 4 f 。 在经过模拟滤波回路之后，用一个1 6 位的模数转换器以4 k h z 的频率抽样 数据。算法收集1 0 个周期的抽样点，即需要1 0 正秒，然后降采样数据( 也被 称为提取) ，降采样的频率设置位6 0 。这种下降的抽样频率提高了接下来滤 波操作的效力，原因就是我们所感兴趣的谱区域得到了相对的扩展。此后，算法 将使用数字汉明窗来减少谱漏。然后，用一个2 6 阶的带通滤波器消除我们预想 的齿谐波以外范围的谐波成分。通过带通滤波器后得到的齿谐波，其频谱是以 第3 章基于齿谐波的无速度传感器控制 2 五为间隔分离的。图( 3 7 a ) 和图( 3 7 b ) 是很好的证明。随着负载的增加， 齿谐波的频率将随着转速降低。 x1 0 - 5 欺k 慵k 一人几八j k n f 陀q u e n c y ( h z ) ( a ) 、八 ? 斜 、 )o 2o 4o 60 8 。 a i f f s 融f r 。q u 明c y ( h z ) ( b ) 图3 - 71 z 源频率，3 6 周期采样教据6 3 ( a ) 转子齿谐波转化频谱的最大熵谱估计 齿谐波固有的周期性现在可以被用到。以2 矗为抽样频率提取的数据，也 就是对整个频谱进行“f 的2 模”的操作。这样，在不同值的n w ：l ，3 的每个齿谐波被转化为相同的频率。另一方面，通过这种转化操作，存在于频谱 中的噪声和乱真谐波将不会被增强。这一事实大大提高了数据统计的意义以及期 望齿谐波的可检测性。图( 3 7 b ) 和图( 3 8 b ) 表明了转化频率相应的偏移量( 相 对于最接近于2 五的倍数) 。 一邕。口nlicie l u 6ioi苛18正 第3 章 基于齿谐波的无速度传感器控制 f r 岫n c y ( h z ) ( 3 ) n l 1 - j 八 彳k、 ：i 10 20 40 6o 8 。 o 如饼f r u e n c y ( h z ) ( b ) 图3 8l h z 源频率，3 6 个周期采样数据，& 0 滑差 ( _ 转子齿谐波转化频谱的最大熵谱估计 所不期望的m m f 时间谐波被全部转化为o 或者f l ，然后他们分别被低通滤 波器和高通滤波器滤除。在图( 3 7 b ) 中，n d = 1 的齿谐波被转化为频率接近于o ， i 司此被减少。在n d = o 和n d = 1 问，算法通过励磁谐波或者通过检测齿谐波的基波 和二次谐波的相对位置进行区分。 应用谱估计技术从转化频谱来检测峰值的偏移。f f t ( 快速傅立叶变换1 受到 “不确定原理”( 么( i ) 只有经过d t 秒的数据后才能得到) 的限制。为了避开这 种限制，m e s e ( 最大熵谱估计) 可以在最短的时间内完成精确的谱估计( 图3 7 b 和图3 - 8 b ) 。这种方法是基于对模型的线性预测使得它的冲击响应很好的匹配数 据，主要利用l m s ( 最小均方算法) 。在有噪声的情况下，线性预测算法比f f r 的峰值检测算法更有效，主要是由于线性预测算法主要依赖于信号能量的分布而 不是在离散点估算精确的幅值。预测误差包括自动更正序列x ( i ，j ) 第3 章基于齿谐波的无速度传感器控制 其中u = 0 ，1 p - 1 ) ，p 是模型的阶数，这个序列必须选定为一先验的。实验表明6 阶模型产生最可靠的谱估计。即使只有2 0 个点的数据的情况下，利用m e s e 也 可得到准确的谱估计。 齿谐波频谱转化部分的准确性是不依赖于频率的。假设谱估计程序产生f 1 1 0 的偏移，那么，单位时间内滑差的误差可由下式估计出 s 。；为【2 0 僻+ 嘞) 】 ( 3 4 ) 二 对于一个有4 个磁极，“个转子齿槽的电机，由上式可以估算滑差在o 2 2 时 的误差，可以表示为在6 0 h z 时为4 r p m 或者在3 h r 2 时为0 2 i p m 。同样的，励 磁谐波也可以提供速度信息。这样，利用齿谐波和励磁谐波，对于滑差估算率的 提高是以降低五为代价的。这是因为输出转矩是正比与滑差频率( s ) 的； 因此，滑差估算精确度的增加伴随着正的减小，这时，单位时间的滑差在算法计 算过程中保持不变。 在低频时，这种解决方法也会引起频谱的不明确。由于谱估计器发现偏移等 于“氏以2 五为模”，任何大于 的偏移都被转化为低于频谱的一半。因此， 只要滑差频率的范围小于 就不会出现不明确的情况。对于典型的n e m ab 电 机，是在 大于3 5 h z 的情况。然而，对于更低的频率，算法必须辨别偏差是大 于还是小于 。进一步，在低于1 8 h z 时，滑差频率超过2 矗，这将产生几种 可能的齿谐波具有相同的偏移。为了解决这种不确定性，算法使用了低带宽的励 磁谐波和1 0 周期f f r ，这些方法解决了从几个可能的齿谐波中选择正确的齿谐 波。 在较低频率时，励磁谐波对于齿谐波检测算法也是很有效的，这是因为它不 依赖电机参数，像r ，n d 和n w 。没有励磁谐波，基波和二次谐波也可被当作参 考点用来解决任何不确定性。 利用d s p 方法需要一个最小的抽样时间，在这种情况下至少要1 0 个机器周 期，在此过程中转子速度必须保持恒定。速度检测器在较低频率范围内也仅仅受 到负载动态变化所允许的最大抽样时间的限制。转速观测器输出的离散性成为驱 动应用的必要条件，在算法所需的最小时间内，转子速度在恒定状态下至少存在 第3 章基于齿谐波的无速度传感器控制 偶尔的可操作性。许多中低