（检测技术与自动化装置专业论文）自动阻抗匹配器硬件系统的研制及相关特性的研究.pdf

第l 章绪论 实现理想功率传输而在源和负载之间进行阻抗匹配。事实上，许多实际的匹配网 络除了减少功率损耗功能外还有其他功能，比如减小噪声干扰、提高功率容量和 提高频率响应的线性度等。通常认为，匹配网络的用途就是实现阻抗变换，就是 将给定的阻抗值变换成其它更适合的阻抗值。 自动阻抗匹配器能够及时跟踪等离子体负载复杂的阻抗变化，保证负载和源 之间阻抗匹配，从而保证从射频源输出的功能都能被等离子体负载全部吸收，进 而提高半导体加工的工艺水平。 1 2 国内外研究概况 目前，国内只能生产手动调节的阻抗匹配器，其完全依靠使用者凭经验进行 调节，其匹配精度低，反应时间长，从而制约着低温等离子体应用研究水平的提 高。随着周围环境温度等因素的影响，负载特性会发生相当的变化 6 】，手动调 节由于无法快速进行及时地阻抗匹配，等离子体的特性就会发生波动，当等离子 体应用于高精度半导体加工工艺中时，这种波动往往是非常致命的，最终导致加 工失败 7 】。 关于自动匹配网络及自动匹配算法，国外很早就有人开始研究 8 】。最早利 用反射系数的模和相位信息来控制自动匹配网络。后来有人提出只利用反射系数 的模来控制匹配网络的方法。两者的相似点都是利用的模的梯度信息，通过搜寻 使反射系数达到设定匹配条件下反射系数阈值，实现自动阻抗匹配的【9 【1 0 】。另 外的一些研究人员利用神经网络和遗传算法等人工智能算法，也得到了一些比较 好的自动匹配结果 1 1 】 1 2 】。 由于自动阻抗匹配网络应用的普遍性。国外很多先进生产工艺控制设备供应 商都有全系列的自动阻抗匹配设备。比如美国的m k s 生产的m w h 系列产品， 能够实现5 秒内使反射系数 0 0 0 5 。美国的t 钇a r 公司生产的a m u 2 - l 产品， 反射系数能够达到 0 0 1 。韩国n e wp o w e rp l a s m a 公司生产的n p m 系列等。国 内只有少数几家生产射频源的科研单位能够生产手动匹配器。 1 3 发展趋势 从国外同类产品的分类来看，自动阻抗匹配器趋向用户定制模式。主要原因 是应用场合不同，负载特性的变化也不同，而匹配网络的匹配范围根据网络的结 构和网络中分布元件可调范围的不同而变化的。换句话说，没有一种匹配网络能 够将任意阻抗变换到适合阻抗。针对特定应用，分析特定应用对象的阻抗变化特 2 第l 章绪论 性，设计合适的匹配网络，选择合适的元件参数，针对阻抗变化特性而选择相应 的优化匹配算法，则是目前自动阻抗匹配器开发生产的主要方式。也只有采用这 样一种方式，应此能够快速完成匹配功能，满足实际应用的要求。 自动阻抗匹配器一般应用在高压、大电流、强辐射的场合。出于对操作人员 安全的考虑，匹配器应该具有远程操作，在线故障检测和全生命周期产品监测等 新功能。 3 第2 章模型与理论 第2 章模型与理论 2 1 传输线模型 传输线是用以引导电磁能量从一处传递到另一处的一种介质【1 3 】。最典型的 传输线由在均匀媒质中放置两根平行直线导线组成，导线各处具有相同材料、相 同截面，并且导线周围介质沿线均匀分布。在传输线中，电流在导线的电阻中引 起沿线的电压降，并在导线的周围产生磁场，即沿线有电感的存在，变动的电流 沿线产生电感电压降。所以，导线间的电压是连续变化的。另一方面，由于两导 体构成电容，因此在导线间存在电容电流；导体间还有漏电导，故还有电导电流。 这样，沿线不同的地方，导线中的电流也是不同的。为了计算沿线电压与电流的 变化，必须认为导线的每一元段( 无限小长度的段) 导线上具有无限小的电阻 和电感；在导线问则有电容和电导。这就是传输线的分布参数模型，它是集总参 数元件构成的极限情况。 由于均匀传输线的几何尺寸及媒质的电磁性能的均匀性，用以反映传输线电 磁过程的由于电阻、电感、电容和电导这些参数是分布在线上的，故均匀传输线 的原始参数是以每单位长度的电路参数来表示的，即 ( 1 ) 单位长度线段上的电阻( 包括来回线) ，其单位为纠m ； ( 2 ) 单位长度线段上的电感l o ( 包括来回线) ，其单位为h f m ； ( 3 ) 单位长度线段的两导线间的漏电导g o ，其单位为s m ： ( 4 ) 单位长度线段的两导线间的电容c o ，其单位为f m 。 这四个原始参数可以通过计算或测量来决定，并可以被认为在相当宽的频率 范围内都是恒定的，即认为这四个参数均为常量。 参考图2 1 所示的二线均匀传输线，选择传输线始端( 激励源端) 作为计算距 离的起点，即令该处x = 0 ，x 轴正方向由始端指向终端( 负载端) 。传输线上的电 压u 及电流i 的参考方向如图所示。 4 图2 1 均线传输线的电路模型 第2 章模型与理论 其中u + 表示入射电压，u 。表示反射电压。，+ 表示入射电流， 由于，= 口+ 妒，式( 2 1 4 ) 可以写成 u = j 么l1 8 一甜p ，+ 一厨+ i 彳21 8 甜p “九+ 触 现在把电压向量u x 第2 章模型与理论 的最大外延即为p i 网络可以匹配的最大范围。结果如图2 6 所示。 根据上述内容，我们可以绘制出任意p i 网络的匹配范围。在实际遇到的自动阻 抗匹配应用环境下，针对负载的特性，选择合适的匹配网络元件。图所示是在射 频功率源工作频率为1 3 5 6 m h z ，射频源等效内阻为5 0 q ，c 。的范围为9 7 到 1 5 0 0 p f ，c2 的范围从1 0 到2 5 0 0 p f ，l 的范围从1 0 0 n h 到1 0 0 0 1 1 h 做出的匹配范 围。 箍 趟 图2 6 万型网络阻抗匹配范围 2 2 2r 型阻抗匹配网络阻抗匹配范围 我们现在使用的网络是r 型匹配网络。它由两个可调电容和一个固定值电感组 成。结构如下图2 7 所示 9 第2 章模型与理论 整理得到 做方程运算得到 改进煦鲤啦鲫统一一 丫、p i ， 丌i r书 l c c 2 _ 1 ， i 。：i。l 。 7 ， i ，=7 ， 图2 7r 型匹配网络 z l ：- _ 墨了：口+ 彩 ( 2 2 8 ) 1 l + 国c 2 r 。、7 ( 2 2 9 ) ( 2 3 0 ) ( 口一争2 + 6 2 = ( 争2 ( 2 3 t ) 一般情况下射频源的输出阻抗r 。= 5 0 q 。将c ，的变化范围带入方程组得到a 的 范围即口i 口带8 k b 缓存的2 5 v 静态a i 己m 7 t d m ic p u 核： 带有1 个专用d m a 通道的l c d 控制器； 2 个通用d m a 通道，1 个带外部请求管脚的d m a 通道； 1 个多主机1 2 c 总线控制器； 5 个p w m 定时器及1 个内部定时器； 看门狗定时器； 7 1 个通用i o 口，8 个外部中断源； 能量控制模式：正常、低、休眠和停止模式； 8 个1 0 位a d c ： 带p l l 的片上时钟发生器。 s 3 c 4 4 b o x 的体系结构如图3 2 所示 1 8 第3 章硬件系统研制 ( 2 ) 低功耗：u s b 有一套独特的电气层机制来保证其低功耗，此外u s b 协议为设备定义了两种供电模式自供电和总线供电，在总线供电模式下， u s b 设备不需要任何外接电源设备，从而简化了硬件设备； ( 3 ) 可选择的多种速度模式：u s b 提供了三种速度模式低速的 1 5 m b p s 、全速的1 2 m b p s 以及高速的4 8 0 m b p s ，不同的速度可满足不同的外设 需要，1 2 m b p s 的速度基本上能够满足工业和嵌入式领域内的很多场合； ( 4 ) 完备的总线拓扑结构：u s b 菊花链式的星形总线结构，能够支持多达 1 2 7 个外设的同时连接，充分满足了外设的需求； ( 5 ) 多种设备类：从视频音频设备、大容量存储设备到人机接口设备等待 几乎各种计算机外设都可以在u s b 中找到相应的支持； ( 6 ) 低廉的价格：由于u s b 获得了广泛的软硬件支持，因此随着大量的产 品出现，必然会降低u s b 从芯片到设备的价格。 本文采用的嵌入式u s b 从机接口芯片是p h i l l i p s 公司的u s b 控制芯片 p d i u s b d l 2 。这是一个性能优化的u s b 器件，通常用于基于微控制器的系统， 并通过高速通用并行接口与微控制器进行通信，而且支持本地d m a 传输。 p d i u s b d l 2 的主要特点如下： 可作为u s b 主机或者是设备的接口控制器： 支持u s b 协议1 1 ，提供全速和低速两种总线速度方式： 片上集成了s i e 、单端口根h u b 、u s b 收发器和3 2 0 字节的s r a m ； 3 3 v 工作电压，接口兼容5 v 电平； 硬件自动产生帧起始包s o f 和c r c 5 1 6 校验。 p d i u s b d l 2 还集成了s o r c o i l l l e c t 、g o o d l i n k 、可编程时钟输出、低频 晶振和终端电阻等特性。 处理器与p d i u s b d l 2 的连线如图3 7 。8 位数据总线，中断请求引脚接 s 3 c 4 4 b o x 的外部中断3 ，片选连到处理器的n g c s 4 ，即b a n k 4 ，a o 是地址指 针信号。d + 和d 是与u s b 设备相连的数据信号。p d i u s b d l 2 片内有三个端口 0 、1 、2 ，共3 2 0 个字节的内部缓冲区。通过接口，处理器可以对这些内容进行 访问。由于u s b 接在s 3 c 4 4 8 0 x 的b a n k 4 上，因此p d i u s b d l 2 的r a m 基址 是0 x 0 8 0 0 0 0 0 0 。 第3 章硬件系统研制 图3 7p d i u s b d l 2 连线图 键盘 系统在大部分情况下处在自动运行状态下，当需要设置系统参数或是手动匹 配时，用户通过键盘输入。 本系统按键采用扫描方式获得，经过施密特触发器去抖后输入s 3 c 4 4 b o x 的外 部中断引脚。电路原理图如图3 8 所示。 图3 8 扫描键盘电路图 键盘扫描线等间隔的将4 根扫描线分别拉低。我们将从第一根扫描线下降沿 开始到第四根扫描线上升沿结束称为一个扫描周期。一般情况下，人按键的最快 2 4 第3 章硬件系统研制 频率大概为每秒1 0 次。如果将扫描周期定为5 0 m s ( 即每秒2 0 次) ，那么s 3 c 4 4 8 0 x 将能检测到每次按键。 当键盘矩阵中某个按键被按下，扫描线循环到按键所在的扫描线时，对应的检测 线由于被按键短接到扫描线，此时会在检测线上产生一个低电平脉冲。将 s 3 c 4 4 b o x 的外部中断口设置为下降沿出发，这个低电平脉冲会产生外部中断事 件。在中断处理程序里根据当前的扫描线和检测线位置查表即可得到按键。 扫描线波形和检测线波形如图3 9 所示。 v c c l1 f s ，r l1 - s ， l 百| s l i l i l 厂 l 气 s 图3 9 键盘扫描波形图 弋| s 扫描线1 扫描线2 扫描线3 扫描线4 检测线1 检测线2 检测线3 检测线4 第3 章硬件系统研制 0 v d 【o ：7 j v d i o ：7 l k 、，。、 秒。 y v c l k 。 v c l k 。 v l i n e 二 v l i n e 二 s 3c 4 4 8 0 x7 4 h c l6 2 4 4l c d v f r a m e 二 v f r a m e 二 v m 二 v m 二 e l o n二e l o n二 d i s p - o n 二d i s p o n二 图3 1 ls 3 c 4 4 b o x 与l c d 屏连接示意图 7 4 h c l 6 2 4 4 是1 6 位3 态总线接收器 3 0 】。它串接在s 3 c 4 4 8 0 x 与液晶屏之 间主要作用是增强l c d 这边总线驱动能力；其次是降低由接入l c d 带来的对 s 3 c 4 4 b o x 的影响。本设计使用的2 5 6 色s t n 屏，点阵为4 8 0 x 2 4 0 。图中v d 【o ：7 】 是数据线，v c l k 是象素时钟信号，v l i n e 是时钟同步信号，v f r a m e 是帧同 步信号，e lo n 是背光控制信号，d i s po n 是驱动逻辑使能信号，v m 是l c d 驱动器使用的交流信号。 3 2 功率采集 本文描述的应用中，从定向耦合器出来并经过半桥整流和滤波后的入射和反 射功率比例信号会随着射频源功率变化而变化，因此一个量程选择开关是必要 的。本文描述的系统使用双刀继电器选择不同的采样电阻来达到改变量程的目 的。由于本系统主要应用在高功率射频工作环境下，应此从定向耦合器出来的采 样信号主要噪声为1 3 5 6 m h z 射频信号通过空间耦合而来，这就需要设计一个低 通滤波器降低该噪声对采样的影响。由于定向耦合器输出信号是通过电流互感器 和电压互感器产生的信号，因此该信号量驱动能力非常有限。为了保证模拟信号 被a d 采样为数字信号时仍然具有较强的信号，利用放大器具有高输入阻抗特 性，一个隔离放大器被串连在低通滤波器与a d 之间。由于数字电路上使用的开 关电源会带进5 0 h z 的工频干扰信号，所以经过a d 采样后的数字信号需要被一 个数字滤波器滤除工频干扰。系统功率采集电路图如图 第3 章硬件系统研制 3 2 1 定向耦合器 图3 1 2 系统功率采集电路图 定向耦合器是一个3 端口器件或电路：一个输入口，一个输出口和一个耦合 输出口。理想的耦合输出口只对来自某一方向的电磁能量进行取样，而对另外一 个方向的电磁能量不敏感。良好的定向耦合器的取样量( 称为耦合系数) 应该在 使用频率范围内是平坦的( f l a t i l e s s ) 。方向性( d i r e c t i v i t y ) 也是定向耦合器的一 个重要指标，它是指耦合输出口对来自非取样方向的信号不敏感的程度。这一指 2 8 第3 章硬件系统研制 嫘踺电鹳使等式丧= 老撇卟吣最矿 同理可得，调整电容c 的值，使等式石= 老，那么乩一玑= 云等：i u + 综上我们得到了分离的与传输线上入射电压和反射电压成比例的检测信号。 3 2 2 量程切换 双刀继电器两路分别传导入射功率信号和反射功率信号，每个继电器桥接不 同的采样电阻。继电器的吸合通过d l 、d 2 和d 3 控制。当中央处理器采样到输 入信号大于设定的最大量程阈值的时候将切换继电器到高量程档位；同理，当处 理器采样到输入信号低于设定的最小量程阈值时将切换到低量程档位。当输入信 号大于或小于系统最大或最小量程时，3 个继电器将都断开以此保护采样电路， 并在l c d 上提示用户测量越界。 3 2 3 滤波电路 滤波器是许多模拟射频电路与系统的设计问题的中心。滤波器可以被用来区 分不同频率的信号，实现各种模拟信号的处理过程，因而在现代模拟射频电路与 系统中得到了广泛的应用。 滤波器按照不同的标准可以有不同的分类，按作用分类( 低通、带通) ；按 结构分类( 腔体、同轴) ；按频带大小分类( 窄带、宽带) 。所有的分类方法都是 依照个人应用需求而定的，所以多少存在一定的随意性。在目前的电路系统中， l c 滤波器由于具有结构简单，造价低廉，性能稳定的优点，因而得到了广泛的 应用。 理想的低通滤波器应该能使所有低于截止频率的信号无损通过，而所有高于截止 频率的信号都应该被无限的衰减，从而在幅频特性曲线上呈现矩形，故而也称为 矩形滤波器( b r i c k w a l lf i l t e r ) 。遗憾的是，如此理想的特性是无法实现的，所有 的设计只不过是力图逼近矩形滤波器的特性而已。根据所选的逼近函数的不同， 可以得到不同的响应。虽然逼近函数函数多种多样，但是考虑到实际电路的使用 需求，我们通常会选用“巴特沃斯响应”或“切比雪夫响应 3 0 第3 章硬件系统研制 器的元件参数值，把归一化特征阻抗也变成待设计滤波器所要求的特征阻抗，从 而最终得到所要求设计的滤波器。 2 阶归一化巴特沃思滤波器结构如图3 1 6 所示 l 图3 1 62 阶归一化巴特沃思滤波器 根据上述设计步骤计算得到滤波器 c ：坐丝4 5 0 卯 2 础 三：坐丝尺11 棚 2 7 黝 根据图电路结构，得到如下方程组 r q = 2 0 l g i l( 1 彳旧+ 彩妄 ( 3 5 ) ( 3 6 ) z ：虹雩游蚴1 + 缈2 c 2 r 2 式中q 表示滤波器对频率的响应，z 表示滤波器输入电阻。仿真得到的滤波器工 作特性曲线如图3 1 7 所示。 3 2 图3 1 7 滤波器工作特性曲线 第3 章硬件系统研制 y 。 j ，= 等式中y 一为第n 次采样值的值：y 为n 次采样的平均值。 4 加权平均滤波法 算术平均滤波法存在平滑和灵敏度之间的矛盾。采样次数太少，平滑效果差， 次数太多，灵敏度下降，对参数的变化趋势不敏感。协调两者关系，可采用加权 平均滤波，对连续n 次采样值，分别乘上不同的加权系数之后再求累加和，加 权系数一般先小后大，以突出后面若干采样的效果，加强系统对参数的变化趋势 的辩识，各个加权系数均为小于1 的小数，且满足总和等于1 的约束条件，这样， 加权运算之后的累加和即为有效采样值。为方便计算，可取各个加权系数均为整 数，且总和为2 5 6 ，加权运算后的累加和除以2 5 6 ( 即舍去低字节) 后便是有效 采样值。 5 滑动平均滤波法 以上介绍的各种平均滤波算法有一个共同点，即每取得一个有效采样值必须 连续进行若干次采样，当采样速度较慢( 如双积分型a d 转换) 或目标参数变 化较快时，系统的实时性不能保证，滑动平均滤波算法只采样一次，将这一次采 样值和过去的若干次采样值一起求平均，得到的有效采样值即可投入使用，如 果取n 个采样值求平均，r a m 中必须开辟n 个数据的暂存区。每新采样一个数 据便存入暂存区，同时去掉一个最老的数据，保持这n 个数据始终是最近的数 据，这种数据存放方式可以用环行队列结构方便的实现。 6 低通滤波法 将普通硬件r c 低通滤波器的微分方程用差分方程来表求，变可以采用软件 算法来模拟硬件滤波的功能，经推导，低通滤波算法如下： = 口x 。+ ( 1 一口叱一l 式中彳。为本次采样值；e 一。为上次的滤波输出值；a 为滤波系数，其值通常远小 于l ；e 为本次滤波的输出值。 由上式可以看出，本次滤波的输出值主要取决于上次滤波的输出值( 注意不是 上次的采样值，这和加权平均滤波是有本质区别的) ，本次采样值对滤波输出的 贡献是比较小的，但多少有些修正作用，这种算法便模拟了具体有教大惯性的低 通滤波器功能。滤波算法的截止频率可用以下式计算： 无= 去 ( 3 7 ) 式中a 为滤波系数；t 为采样间隔时间； 本文描述的系统中使用低通滤波法和滑动平均滤波算法的组合滤波。低通滤 波器的输出值做为滑动平均滤波算法的输入值。算法中以4 个字节为一个单位， 3 4 第3 章硬件系统研制 其中前3 个字节表示整数部分，后1 个字节表示小数部分。算法伪代码如下： 1 初始化n 个单位的存储空间l = 0 ，设置当前存储单位位置指针n = 1 ； 2 计算k = 反。k + ( 1 一口也一l ，n 加l ； 3 如果n n ，则n = 0 ： e 4 计算输出结果y = 鼍 v 5 跳转到步骤3 3 3 电容器容量调节 在可调阻抗匹配网络中，利用电机带动减速齿轮进而改变可调电容器两极 板之间的相对位置来改变电容器的电容值。机械部分结构图如3 1 8 所示。 可调电容 图3 1 8 电容调节机械结构 旋转电位器与可调电容器通过齿轮联动。它的位置与一个固定比例系数相乘 即可以表示当前电容器两极板之间的夹角度。 本系统采用p w m 斩波电路来控制电机的输入电压，这种控制方法使电机具 有良好的低速和空载运行的性能，可以消除死区，并消除电机在平衡位置的静摩 擦力，使电机具有较好的动态性能 3l 】 3 2 】 3 3 】 3 4 儿3 5 3 6 。 本系统采用在工业上广泛应用的直流电机双闭环系统，内环为电流环，外环 为位置环。内环可以加快系统响应速度；外环可以控制电机位置。 3 5 第3 章硬件系统研制 3 3 1 电机模型和性能分析 直流他励电机的等效电路如图3 1 9 所示 图3 1 9 直流电机等效电路 选取电机电枢回路电流0 和输出转速缈为状态变量， 示： 。啮如+ 厶鲁+ 钞罢 g d 2 6 0d 缈 切一忱2 丽芴百 系统状态空间方程： 阡 6 0 e 2 万厶 0 则电机的微分方程如下所 ( 3 8 ) 州扣 一杂卜9 ， 多= c 出，= 【。】 2 + ： 。 c 3 。， 电机励磁电流不变，恒为额定值。电机动态结构图如图4 所示，乙为机电时间 常数，兀为电磁时间常数，c 为电动势常数，乜电枢回路总电阻，。为电机输 入电压，刀为电机转速，缸为负载电流，厶为电枢回路电感。电机额定励磁下 的转矩电流比= 詈e ；电机的电磁时间常数瓦= 惫；电机的机电时间常数 瓦= 鑫。 由直流电机的性质可以得到以下调速策略： 1 ) 调电压调速 调电压调速，即在保持励磁不变的情况下，在小于额定电压的范围内调速。 这种调速策略灵活方便，即可改变大小，又可改变方向，调速范围宽。因此，这 3 6 驴昏 万一 堕厶j = 丝心厶一啪5 6 第3 章硬件系统研制 v s = 图3 2 lh 型双极可逆p w m 控制电路 直流电机由4 个m o s f e t 驱动，分为2 组，每组由1 个n 沟道m o s f e t 和一个p 沟道m o s f e t 组成。当c t r l l 为高电平时，n 沟道m o s f e t 管m 4 导 通，此时在m 4 管上的导通电压降很小，进而使得在m l 门极的电压接近地，使 得p 沟道的m o s f e t 管导通。流过电机的电流从m 1 管经过电机再流到m 4 管， 电机正转。当c 订1 1 由高电平变为低电平，m l 和m 4 管关闭。在电枢电感释放畜 能的作用下，电枢回路中的电流不能立即降为0 ，为了防止过高的电机反电动势 加在m 2 管上，需要二极管v d 2 和v d 3 起到一个续流作用。同理，当c t r l 2 为 高电平时，n 沟道m o s f e t 管m 3 导通，此时在m 3 管上的导通电压降很小， 进而使得在m 2 门极的电压接近地，使得p 沟道的m o s f e t 管导通。流过电机 的电流从m 2 管经过电机再流到m 3 管，电机反转。当c t r l 2 由高电平变为低电 平，m 2 和m 3 管关闭。在电枢电感释放畜能的作用下，电枢回路中的电流不能 立即降为0 ，为了防止过高的电机反电动势加在m 1 管上，需要二极管v d l 和 v d 4 起到一个续流作用。为了保证桥电路工作正常，即桥的同臂边2 个m o s f e t 管( m 1 和m 3 或m 2 和m 4 ) 不能同时导通形成短路，要求加在c 仃1 1 和c t r l 2 上面 的控制电压其中一个必须为低电平；考虑到当控制电压由高电平变为低电平时 m o s f e t 不能立刻关断。所以电机由正转变为反转的过程中需要一个c 仃l l 于 c t r l 2 同为低电平的延时区间来保证m o s f e t 的完全关闭。c 仃1 1 和c t r l 2 电压控制 信号和电机电枢电压信号以及电枢电流信号如图3 2 2 所示。 3 8 褉騹葊縺聙蟺蛝祤苺線衻箑, 硛d = 岛厶+ = 乜 (35) 由于厶譬在一个周期内的平均值为o ，c 为电动势 电机系统开环机械特性可由下式 肛等一冬 c e 因而，系统具有很好的机械特性，即电动机可以在四象限内运行，载和 低速时具有良好的调能。 3 3 3 伺服控制 我们设计直流电动机的两环控制系统。选择内环为电流环，控制电流；外环为位置环，用于跟踪系统的位置给 在反馈系统中，如何选择传感器显得十分重要，由于反馈通道承担制系 统扰动的作用，但对其自身的误差及扰动无能为力，因而反馈系统的精足够 高，一般是前项通道精度10倍以上。在该伺服系统中，需要两个量的反号，即电枢电流信号和位 位置检测的方法大体有以下几种，选转变压器位置检测系统，绝对电编 码器，增量式光电编码器，直线光栅位置检测和旋转电位器。我们在此旋转 电位器。其根据位置变化其电阻值成线性变化。根据电位器电阻分压输电压 信号经过ad采样变为数字信号即可做为位置值。电枢电流检测使用高流检测集成芯片( h i g h i d ec u r e n t m o n i t o r ) m a x 4 3 7 2 。工作原如下 = =图2 3m a x 4 3 7 2 工 第4 章反射系数检测的改进研究 第4 章反射系数检测的改进研究 4 1 信号采样 由24节分析可得，如果能够同时检测到反射系数的模和相位既可以反演出 负载等效阻抗值。由反射系数的定义式( 2 2 0 ) 可知，反射系数的模既是反射d 电压与入射电压的比值；反射系数的相位既是反射信号与入射信号的相位差。正 如本文3 2 节描述的，现有的反射系数检测模块只能输出反射系数的模值，而反 射系数的相位信息被丢失。以下描述的改进的反射系数检测模块能够输出反射系 数的模和相位 4 1 】。 改进的反射系数检测模块结构框图如图4 1 所示。 图4 1 改进的反射系数检测模块结构框图 从定向耦合器输出的入射功率与反射功率首先进入幅度衰减器。幅度衰减器 内还有一个有源巴仑，一个电压调节可变衰减器和一个射频检测器。以入射功率 为例，入射功率进入幅度衰减器后首先经过有源巴仑将入射非平衡信号转变为平 衡信号。接着平衡信号被衰减器衰减后再被同时送入混频器和射频检测器。射频 检测器根据输入信号幅值的大小输出一个与幅度成比例的电压信号，而这个电压 信号被用来控制可调衰减器的衰减率。可调衰减器和射频检测器构成一个闭环控 制回路，使得衰减后的信号强度稳定在一个范围。由于我们关心的是入射信号与 反射信号的强度比值，因此处理反射功率的幅度衰减器中不含有射频检测器。它 的可调衰减器控制电压来源于入射功率幅度衰减器中的射频检测器。换句话说， 入射功率幅度衰减器和反射功率幅度衰减器有着相同的衰减率。这样就保证了入 第4 章反射系数检测的改进研究 射功率与反射功率幅度的比值不变。混频器的作用是将1 3 5 6 m h z 的衰减信号与 外部低频信号混合。混频后的信号仅仅是信号频率发生了变化而原始信号相位偏 移角未发生改变。混频信号含有两种频率信号，通过滤波器滤波后只将低频信号 送到相位检测器和全桥整流电路。相位检测器计算入射降频信号和反射降频信号 的相位差最终输出一个与相位差成比例的数字信号。送入到全桥整流电路中的降 频信号被整流滤波为直流量后被a d 采样为与信号幅度成正比的数字信号。本章 以下部分将分别讨论以上提到的各个子模块。 4 2 有源巴仑 信号源或负载或传输线，根据它们对地的关系，都可以分成平衡和不平衡两 类。若信号源两端与地之间的电压大小相等、极性相反，就称为平衡信号源， 否则称为不平衡信号源。 从定向耦合器出来的入射和反射信号不可避免的会受到射频信号带来的共模干 扰，因此除了对定向耦合器做好外壳屏蔽工作外，分别将输出的入射和反射两路 非平衡信号转化为平衡信号可以有效抑止共模干扰。 在单端信号和差分信号之间需要一个平衡一非平衡转换器【b a l a i l c e d u n b a l a l l c e d ， 简称巴仑( b a l u n ) 】，以实现单端输入到差分输入的转化。本文应用如图4 2 所示的有源巴仑( a c t i v eb a l u n ) 来实现转换 3 7 】。 图4 2 有源巴仑 为了保证三极管q 1 在吃为o 偏压情况下仍然工作在放大区，所以将q l 的 发射机接入负偏压。现在以1 点为参考零点。那么当圪为零偏压的时候，相对 于1 点即有e ，伏正向偏压。该偏压决定了三极管q 1 的工作点( 即q 点) 位置。 选取放大系数夕比较高的三极管，可以认为l ，g 。根据图4 2 所示电路列出基 4 5 第4 章反射系数检测的改进研究 本电路方程可得堕ie = ie y 1( 4 1 ) 马。毛+ = 置一马看( 4 2 ) 其中巧为三极管热电压，在3 0 0 k 时一般为2 6 i n v ；i 醪视为发射结反向饱 和电流。由方程组解得i e 和v 距。因为上述方程组使用的是三极管反射结正向 偏置时的简化模型，所以在得到i百和v舾的解后要检查这两个变量是否满足正偏要求。如果不能满足需要调整r ：和尺，的值使三极管q 1 正向偏置。 根据本文描述的应用，输入信号v i n 是频率为1 3 5 6 m h z 的交流信号。我们假设 = c o s ( 2 黝+ 口) 。其中缈= 1 3 5 6 1 0 6 。对于三极管的输入端口b 、e 间，由于 三极管的输入特性曲线可知，在交流小信号条件母i 薹羚露器曼型晓孺拷霎丛蚕 掣羹鼢簖鞑；基风魏努薹鐾璧彳矫储啼 蒸冀s 雾羹l 耋* 羹鋈震蘩耋囊a 冀 | | 一j 兰：； 1 li o m h 2 、 矛 。 1 0 m 5o m 矗z 乜 ， 一 一| 矿 图4 4 a d 8 3 0 6 工作曲线 从图4 4 上可以得到经过可调比例衰减器后的信号幅值必须控制在线性区， 第4 章反射系数检测的改进研究 路中。这两个三极管构成一个恒流源乇，且满足关系式k = ，。+ ，：。，。和，：电流 大小的改变由电压和控制。实际应用中，一般将值固定j 仅靠改变 v 训的值来控制衰减器的衰减率。 4 4 射频检测器 为了能在传输线在小功率情况下也能有较高的信号噪声比，式( 3 4 ) 中惫 ( x = l ，2 ) 不能取得太小。这样做会带来检测信号在大功率情况下输出超过信 号采集器件的工作范围。解决方法是将检测信号经过可调信号衰减器。为了稳定 衰减后的信号强度，使用i 讧检测器做为反馈回路。 r f 检测器可以选用a i l 甜o g 公司的a d 8 3 0 6 器件。它能在频率为5 m h z 到 4 0 0 m h z 和电压变化范围从一9 1 d b v 至9 d b v 工作调节下输出与输入射频信号幅 度成线性关系的电压信号。典型工作曲线如下 4 8 i h 己 o o 沥 罄 1 l1 0 m h 2 、 矛 。 5 0 m 矗z 1 0 m z ， 一 一| 矿 图4 4 a d 8 3 0 6 工作曲线 从图4 4 上可以得到经过可调比例衰减器后的信号幅值必须控制在线性区， 第4 章反射系数检测的改进研究 即一8 0 d b v 到0 d b v 之间最好。a d 8 3 0 6 集成度高，仅仅需要很少量外部器件就 能工作。其典型应用电路如图4 5 所示。 ，瓣 苫出 o 冠f 善 0 0 1 i l f 兽 湍：暑豆饿舢砖一卜地 o 0 1 p f - c 4 5 混频器与滤波器 c o m 2 2 i v p s l v 1 o g v p s 25 p a d l p a o l l l 4 a d 8 3 0 6 纠l n h l i 引i o r 2 1 0 i 王 图4 5a d 8 3 0 6 典型应用电路 0 1 i l f h j _ v s ( 2 7 v t 0 6 。5 c f 1 0 p t i o n a l s e et e x t ) 从幅度衰减器输出的入射功率信号和反射功率信号的频率仍然为 1 3 5 6 m h z 。如果直接将这两个信号送入相位比较器中将使得相位比较器必须工 作在非常高的频率下。比如如果期望相位比较器的输出精度不低于2 万5 0 ，那么 必然要求比较器工作在6 7 8 m h z 下。这显然对比较器的设计有非常高的要求。然 而，如果能将射频信号的频率降低，或者说进行下变频，则上述任务就比较容易 实现。混频器实现输入射频信号与本地振荡器信号相乘。混频器的输出信号中含 有知无d 的成分，经过低通滤波器可以滤出其中频率较低的所谓中频( i f ) 分 量一五d 然后再进行后续处理。 在讨论混频器电路设计之前，先简要说明混频器为何能在输入端口接收两个 信号并在输出端口产生多个频率分量。显然，一个线性的系统不可能实现这个任 务的，必须采用诸如二极管、f e t 或b j t 等非线性器件，他们可以产生丰富的 谐波成分。 输入信号( ，) 与本振信号o ) 混合后施加在具有非线性传输特性的半导 体器件上，该器件则以输出电流驱动负载。二极管和b j t 都具有指数型传输特 性，其方程为 ，= ，o ( p w 吩一1 ) ( 4 7 ) 输入电压由射频信号= c o s p 肚，+ 矽) ，本振信号v 工o = c o s p l d ，) 以及偏 4 9 一一一一m一一一一坞 h 工 孔 隋 瑁 嗍 叭 一 m 匝 船 洲 髓 p c e 引1：1j引 第4 章反射系数检测的改进研究 置电压之和表示；即： 矿= + c o s ( 功肚f ) + 圪dc o s ( 缈l d ，) ( 4 8 ) 此电压作用在非线性器件上所产生的电流响应可根据电压在q 点附件的泰勒级 数展开求得： 彤m + y ( 乳+ 双剖+ 一渺， 其中常数a 和b 分另j 为乳和吾嘉f 。忽略直流偏置和乇，并将甜8 ) 带入式( 4 9 ) 可得： ，( 矿) = 彳( c o s 缸) + c o s 似”+ b 哚c o s 2 0 肚f + 矽) + 吃c o s 2 扫功+ ( 4 1 0 ) 2 召c o s 0 舻f + ) c o s 白d ，) + 根据三角恒等式c o s 2 ( 匆) = ( 1 2 ) 1 一c o s ( 2 研) ，上式中包含余弦平方的项可以 展开为直流项以及包含2 缈肚f 和2 国l d f 的项。关键是式中的最后一项，它变为： ，( 矿) = + b o s 盯+ 国幻 + 】+ c o s 肼一国加+ 蚤 ( 4 1 1 ) 这个表达式清楚地表明，二极管或晶体管的非线性效应可以产生新的频率分 量彩加有关，其中b 是与器件有关的参数。 由以上分析可得，混频器并不影响输入信号的初始相位。对入射功率和反射 功率信号混入相同的本振信号将不改变这两个信号的相对相位差。即不影响反射 系数相位的检测。 本文设计将注入信号厶= 1 3 5 6 m h z 信号下降频至厶= l o k 毖的中频信 号，侧我们可以采用允= 知一厶= 1 3 5 5 舰或= 知+ 厶= 1 3 5 7 舰 两种方案。由于本振信号频率越低则越容易产生和处理，所以前一种方案更常用。 由于经过混频滤波后的中频信号已经降为1 0 k h z ，设计相位检测器的分辨 率达到2 万1 0 0 ，则仅需要使相位监测器工作在1 m h z 频率下。降频使得相位检 测器的设计变得容易许多。 第5 章自动阻抗匹配器算法讨论 5 2 辎 g 籁 垛 絮 岖 j 罂； 星 籁 髅 杂 谜 c 1 图5 2 负载为5 8 4 _ ，时，反射系数的模与c l 和c 2 电容器位置的关系 c 1 图5 3 负载为5 1 0 l j f 时，反射系数的模与c l 和c 2 电容器位置的关系 第5 章自动阻抗匹配器算法讨论 5 2 算法应用 自动阻抗匹配算法本质上是一个寻优算法。从上节扫描结果来看，既是寻找 使反射系数最小的c l 和c 2 的值。用数学表达如下： 建立一个关于向量c = c 2 ，c 1 的问题：m i n ( f 【x ) = h ( c j i )x = c( 5 1 )c 其中c 1 、c 2 既是匹配网络中的两个可调电容。 在文献【1 8 】中提出了3 种自动匹配算法并对算法进行了计算机仿真。这3 种 算法分别是坐标轮换法，基于梯度的算法和多变量搜索算法。本文将其中的坐标 轮换算法在a r m 上实现，并应用到实际自动阻抗匹配器中；对于基于梯度的算 法则在如图5 3 所示的实际扫描曲面上做了算法验证。实验的结果表明：由于实 拦篓雪霜露撵型型儡摧掣型露指抵社。霸羁亚已酉蠢裁阻抗变奏雨畦掰系到羹 堕型塑雾酗骢鞍印鸵m 静塑零理憾喾 和变小都会超 出匹配范围 和变小都会超 出匹配范围。这和理论分析结论比较相似。5 3 x 第5 章自动阻抗匹配器算法讨论 搜索完一遍之后，得到点x ( n ) 。然后以x 点为新的起始点x ( o ) ，重复上述整个搜 索过程，直到沿n 个坐标方向搜索的结果都得不到明显的改进为止。 算法伪代码如下： 1 设置搜索次数k ：o ；记c 1 当前位置为c f ，当前反射系数模r 盼，c ) 。 设置c 1 改变量为鸩，c 2 初始改变量为粥2 ，c l 的回转常数为既， c 2 的回转常数为既，满足匹配条件最下反射系数模r m j n ，反射系数模 的最小改变量刃。 吖= 钟+ 1 + 崛，c = 磷，跳至第4 步。 c i = c i + 、一g h 毒d c 。，c ；= c ；o 如果l r ( c f ，c ) 一1 1 ( c f + 1 ，c + 1 】 d r ，跳第5 步；否则跳第6 步。 如果r ，c ) 一r 僻州，c + 1 ) o ，k = k + 1 ，跳至第2 步：否则跳第3 步。 c = c + d g ，c f + 1 = c f ，髟b 至第8 步。 c = 磷一躬牛淝：，吖+ 1 = c f 。 。 如果l r ( c f ，c ) 一r “，c + 1 】 订，跳第9 步；否则跳第l o 步。 如果r ，c ) 一r 噼+ 1 ，c + 1 ) o ，k = k + 1 ，跳至第6 步；否则跳第7 步。 l o 如果1 1 ，磷) r m m ，则跳第2 步；否则结束搜索。 应用上述算法在负载为5 q 时，c 1 和c 2 取不同初始值下得到的实验数据如 图5 5 所示 辎 窨 籁 嗡 凄 岖 邵 雹 耧 矮 蕊 岖 辎 嚣 暴 l | i 5 探 岖 辎 睿 妊 _ | j l 杂 岖 图5 5 坐标轮换法的搜索结果 5 5 乞王乱i 丘z & 吼 第5 章自动阻抗匹配器算法讨论 从图5 7 来看，梯度下降法的效果不理想。算法对c l 和c 2 初始值的位置仍 然很敏感。但从实验的整体效果来看要优于坐标轮换法。在图5 7 c 中出现了震 荡情况，分析原因可能是搜索进入了一个凹谷，且对于算法中的步长偏移常量矿 选的太小，不足以使算法跃出这个局部最小值点。 5 3 改进的梯度下降法 单纯利用反射系数模的梯度信息来搜索最佳阻抗匹配点有其局限性。可调电 容器的初始位置和梯度常量对搜索时间的影响非常大。分析原因主要是由于当可 调电容器初始位置离最佳匹配点较远时，反射系数的模在一个比较大范围内值的 波动范围不大，且由于测量带来的误差，在这块较平坦区域内会出现许多局部极 小值点( 如图5 3 所示范围在c 2 位置值介于区间 5 0 0 ，6 0 0 】) ，对这块区域应用梯度 搜索效果就不是很好。但是我们同时发现，在最佳匹配点附近反射系数模的下降 是非常明显。梯度下降搜索效果明显。 我们提出的改进算法将搜索分为两个阶段。第一阶段将c 1 和c 2 位置快速定 位到最佳匹配点附近，即图5 3 所示c 2 位置在区间【4 5 0 ，5 0 0 】内。主要方法是通 过同时测量反射系数模和相位，根据匹配网络结构计算出负载阻抗值。为了减少 误差，我们随机选取3 个点计算负载阻抗值然后求平均之后即为最后负载阻抗计 算值。随后根据负载阻抗计算值和阻抗匹配条件算出最佳c 1 和c 2 值。第二阶 段以第一阶段c 1 和c 2 最佳匹配位置计算值为初始点开始梯度下降搜索最小反 射系数点。应用这种方法，在第一阶段能够有效避免梯度下降法在平坦区域效率 低下问题。引入第二阶段能够改善第一阶段对系统模型的精确性、测量和计算的 准确性的过分依赖，有利于系统的设计和构建。 5 3 1 具体算法描述 根韬及射糸数的足义 耻乒= 籍= 彬 ， 。 矿+ z ，+ z n 。圳- 、 其中r 为负载的反射系数，z 。是传输线特征阻抗( 一般为5 0 欧姆或7 5 欧 姆，本文主要讨论传输线为5 0 欧姆情况) ，z 。是负载阻抗，y 一是反射电压波， y + 是入射电压波。测量得到反射系数的模和相位既可以由等式 乙= z o 等 ( 5 8 ) 5 8 第5 章自动阻抗匹配器算法讨论 们也发现由计算得到的最佳匹配位置的反射系数为0 4 2 ，这个值与最后实际搜索 的最佳值相比较仍然很大。原因可能是因为模型简单，未能考虑传输线损耗，电 感和可调电容本身在射频条件下的分别参数等因素。后续工作将完善系统模型， 使计算值与实际值更接近，缩短阻抗匹配时间。 馨 暑 藏 懒 勰 i 色i 图5 8 应用本文提出方法的仿真结果 第6 章工作总结和后续工作 第6 章工作总结和后续工作 6 1 工作总结 本文主要描述了基于3 2 位a 瑚微处理器的自动阻抗匹配器的研制过程。 对匹配器的硬件系统和理论分析做了比较详细的描述。这项工作是在前人研究的 基础上开展的，为了和前面工作有所区别，本文在理论方面上重点分析了r 型匹 配网络和石型匹配网络的阻抗匹配范围，并根据匹配器实际应用的网络结构从理 论上推导了由反射系数反演负载等效阻抗过程；在硬件方面对反射系数模