（电力电子与电力传动专业论文）三相电流型pwm整流器的控制技术研究.pdf

华北电力大学硕士学位论文摘要 摘要 论文研究了适用于感应加热装置三相电流型p w m 整流器的拓扑结构，分析比较了 它的几种主要控制方法，重点对三相电流型p w m 整流器的空间矢量调制技术进行了研 究，分析了s v p w m 的多种合成模式，通过仿真及频谱分析对不同的矢量合成方法之间 的优劣进行对比，找出综合性能比较优秀的几种调制方法满足实际需要。对电网不平衡 条件下的三相电流型p w m 整流器进行了研究，提出了一种在电网电压不平衡状态下， 抑制三相电流型p w m 整流器网侧电流负序分量的补偿方法。 关键词：p w m 整流器，电流型，空间矢量调制，不平衡 a b s t r a c t t h em a m 锄a t i cm o d e lo ft h i 优p h 弱ec u 盯踟t s o u r c ep w mr e c t i f i e ri ss t u d l e di nn l i s p a p 觚di t sm a i nc o r l t r o lm e t l l o d sa r e 锄a 1 ) ，z e d 锄dc o m p a r e d r e s e 砌l 嚣o nt l l es p a c e v e c t o rm o d u l a t i o nt e c l l n o l o g yo fm et l l r - p h 弱ec u 册l t - m o d ep w mr e c t i j f i 盯a r em a i l l l y s t u d i e d a r 盯玲舳a l y s i so fv 撕e t ys w ms y n t h e s i s ，s e v 盯a lm o d u l a t i o nm e t l l o d sw i t l l r e l a t i v d yg o o dp e r f - 0 姗锄c e st 0m e e tm ea c t i l a ln d sa 坞f o u n db ys i m u l a t i o na n d 弧a l y s i so f m es p e c 仃i 姗o fd i 脓眦m e t h o d so fs y r i t l l 懿i sw 碰0 rc 0 啪p 撕s o nb e t w 嘲n l ep r o s t h e n l r e 争p h 嬲ec l m 铷t m o d ep w r m c t i f i 盯u n d c rt l l ec o n d i t i o i l so fp o w e ri i l l _ b a l 觚c 髓h 嬲b 嘲 s t u d i e d ，a n dac o m p e l l s a t i o nm e l o do fn l i 优- p h 弱ea 盯朗t 叫r b - s i d ep w m 删i f i e rc u r r e n t n e tn e g a t i v es e q u e n c ec o m p o n e i l t si i lt l l es t a t eo f v o l t a g eu 1 1 b a l a n c c d z h a n gj i n g ( e l e c t r i cm a c l l i n e s 锄de 1 e c t r i ca p p a r a t u s ) d i r e c t e db yp r o p e n gy _ o n gl o n g k e yw o r d s ：p w mr e c t i j f i e r ，c l 盯c 1 1 t - s o u 】孵et y p e ，s v p w m ，u i 】【b a l 锄c c d 声明尸明 本人郑重声明：此处所提交的硕士学位论文三相电流型p w m 整流器的控制技 术研究，是本人在华北电力大学攻读硕士学位期间，在导师指导下进行的研究工作和 取得的研究成果。据本人所知，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其 他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得华北电力大学或其他教育机构的学 位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中 作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名： 拯幽 一日 期：辑一 关于学位论文使用授权的说明 本人完全了解华北电力大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保管、 并向有关部门送交学位论文的原件与复印件；学校可以采用影印、缩印或其它复制手 段复制并保存学位论文；学校可允许学位论文被查阅或借阅：学校可以学术交流为 目的，复制赠送和交换学位论文；同意学校可以用不同方式在不同媒体上发表、传播学 位论文的全部或部分内容。 ( 涉密的学位论文在解密后遵守此规定) 作者签名：丝! 出 日期：剖斗 导师签名：埤：彳竺 日期：卑兰：，2 华北电力大学硕士学位论文 1 1 课题研究的背景和意义 第一章引言 电力电子技术是现代电工技术中最活跃的领域，并对电能的变换和控制起到了 革命性的贡献。近2 0 年来电力电子技术得到了飞速发展，已广泛应用到电力、冶 金、化工、煤炭、通讯、家电等领域。多数电力电子装置通过整流器与电力网接口， 因此三相整流器的研究得到了关注。整流器经历了不可控整流、相控整流和p w m 整流三个阶段的发展伍l 。 经典的二极管不可控整流主回路电路简单，但是电流中含有较大的谐波分量， 对电网构成污染，引起公害；而且，它只能单方向传递能量，节能性差，现多用于 变频器中整流部分无需控制的场合。当用半控的晶闸管取代了不可控的二极管，即 所谓相控技术，是指通过控制晶闸管门极触发脉冲与输入电压间的相位来改变输出 电压极性或调节输出电压大小。传统的相控整流器由于采用自然换流方式，无需附 加强迫换流电路，因而结构简单，控制方便，技术也比较成熟，且被广泛使用，但 仍然存在以下问题： 1 ) 晶闸管换相引起网侧电压波形畸变； 2 ) 网侧谐波电流对电网产生谐波“污染”； 3 ) 深控时网侧功率因数较低； 4 ) 滤波器体积笨重、增加了系统总成本； 5 ) 闭环控制时动态响应相对较慢。 虽然二极管整流器改善了整流器网侧功率因数，但仍然会产生网侧谐波电流而 “污染一电网，其产生的高谐波将导致电网正弦电压畸变，增加配电导线与变压器 的损耗，增大中线谐波电流，造成电网上其他用电装置严重的电磁干扰。采用晶闸 管相控整流器带来的低功率因数还将降低电源系统的负载能力和可靠性。随着非线 性负载容量的增大和应用的不断普及，电力电子装置的谐波污染问题成为电气工程 领域关注的焦点问题之一。不少国家和国际学术组织都制定了限制电力系统谐波和 用电设备谐波的标准和规定，其中较有影响的是i e e e 5 1 9 1 9 9 2 和i e c 5 5 5 2 ， i e c 5 5 5 2 标准对用电装置的功率因数和波形失真度作了具体的限制。我国国家技术 监督局也先后制定了限制谐波的规定和国家标准，在1 9 9 4 年颁布了 电能质量公 用电网谐波标准( g b t 1 4 5 4 9 9 3 ) ，传统整流器已经不符合这些新的规定臼一】。 这有力的促进了学术界和工程界对谐波抑制问题的研究。 华北电力大学硕士学位论文 解决谐波和无功功率问题的主要思路有两种：一是在电网侧对已经产生的谐波 和无功功率进行补偿，如采用静止无功补偿装置、有源滤波器、无源滤波器等装置； 二是通过对产生谐波的电力电子装置本身进行改造，使装置网侧正弦电流与电压同 相位，不产生谐波也不消耗无功功率。这种方法实质就是对电力电子装置进行功率 因数校正，使其输入为单位功率因数。对于作为主要谐波源的电力电子装置来说， 谐波抑制和无功补偿都是被动的方法。积极的方法应该是开发新型变流器或对传统 变流器进行改进，使其不产生谐波，运行于单位功率因数。两相比较，采用改进电 力电子装置的方法改善功率因数和实现谐波抑制更为有效，也就是开发输入电流为 正弦波谐波含量低且功率因数接近为l 的新型三相整流器，因此高功率因数三相整 流器的研究得到了广泛的关注哺】。 高功率因数整流器的基本工作原理是：通过整流桥臂上各功率器件的导通与关 断，使电路的输入电流近似为正弦，并且使其与输入电压同相位。当整流器的功率 因数为1 时，可称为单位功率因数整流器，它具有以下功能： 1 ) 在恒定负载下，稳态运行时，保持功率因数近似为l ； 2 ) 能将输出直流电压稳定在设定的直流电压值，且波纹很小； 3 ) 负载变化时，具有快速的动态响应速度。 目前单位功率因数整流器主要采用脉宽调制( p w m ) 整流技术，通过对变流器 的自关断功率器件按照一定的控制规律进行通断控制，达到提高功率因数和谐波抑 制的目的。 1 2 国内外研究动态 p w m 整流器的研究始于2 0 世纪8 0 年代，这一时期由于自关断器件的日趋成 熟及应用，推动了p w m 技术的应用与研究。1 9 8 2 年b u s s ea l f r e d 、h o l t zj o a c h i m 首先提出了基于可关断器件的三相全桥p w m 整流器拓扦结构及其网侧电流幅相控 制策略阳】，并实现了电流型p w m 整流器网侧单位功率因数正弦波电流控制。1 9 8 4 年a k a 西h i r o 向m i 等提出了基于p w m 整流器拓扑结构的无功补偿器控制策略，这 实际上就是电压型p w m 整流器早期设计思想。到2 0 世纪8 0 年代末，随着a w g r e e n 等人提出了基于坐标变换的p w m 整流器连续、离散动态数学模型及控制策略哺1 ， p w m 整流器的研究发展到一个新的高度。 经过几十年的研究与发展，p w m 整流器技术已日趋成熟。p w m 整流器功率器 件已从早期的半控型器件发展到如今的全控型器件：电路拓扑结构即从单相、三相 电路发展到多相组合及多电平拓扑电路；p w m 开关控制由单纯的硬开关调制发展 到软开关调制；功率等级从千瓦级发展到兆瓦级，而在主电路类型上，既有电压型 华北电力大学硕士学位论文 整流器，也有电流型整流器，并且两者在工业上均成功地投入了应用一“羽。 但长期以来，电压型p w m 整流器( v s r ) 以其较低的损耗、简单的结构及控 制等一系列的优点一直成为p w m 整流器研究的重点，而电流型p w m 整流器( c s r ) 由于存在直流储能电感和交流l c 滤波环节使其结构及控制相对复杂，并且增大了 系统的损耗。但随着大功率变流技术的发展特别是c s r 在超导储能中的成功应用， 较好地解决了c s r 损耗问题，另外c s r 电流型可调低电源电压，更适于大功率的 金属工业领域，如直流电弧炉、高频感应加热、直流电机驱动等。其优良的保护性 能，快速的电流响应等优点，使之成为这一领域当前研究的热点之一j 引。 对三相电流型a c d cp w m 变流器的控制，目前国外有间接电流控制n 3 1 和直接 电流控制n 钔。间接电流控制( 亦称幅相控制) 有许多方法，如基于交流侧电容电压 滞环控制的间接电流控制，基于交流侧电流的间接电流控制。其硬件结构简单，易 于微机实现，可采用优良的开关模式去减小稳态电流谐波和电压波纹。但相位和幅 值的动态响应较慢，且有较大的瞬态电流超调，即直流分量的偏移，这可能导致系 统的不稳定运行。因此，目前实用化的p w m 整流器均是有电流内环或状态反馈的 直接电流控制方法，尤其在中小功率应用场合，直接电流控制比间接电流控制更具 有优良的控制特性强1 。直接电流控制多为电流追踪型p w m 控制，根据控制电流方 法的不同，对于电流型整流器，电流追踪型p w m 控制又有许多不同的形式。目前， 开关频率固定p w m 控制和空间矢量p w m 控制是其最常用的控制方式。 国内在功率变流领域方面的研究起步较晚，与先进的工业国家相比尚有较大的 距离。虽然国内也有一些公司在从事交流传动产品的开发，但是无论从科研水平还 是工程开发的经验上，都不足以和强大的外国公司抗衡，而且都以逆变器为主，几 乎没有从事p w m 变流器产品的开发，即使是在基本理论及新型控制方法的研究上， 也只有少数一些高校进行了相应的研究，取得了一些试验成果，但在p w m 变流器 的产业化能力上与国外相比相距甚远。 因此，进行高性能、低价格的p w m 变流器的研究开发工作，并加快产业化， 已成为振兴我国民族工业面临的一个急需解决的课题，这对我国的经济发展也同样 具有重大意义。 1 3 课题研究的主要内容和重点 随着电力电子技术的发展，p w m 整流控制技术成为获得高功率因数低谐波分 量的关键。目前，p w m 控制技术有许多种，并且还在不断的发展之中，其中，应 用较为广泛的有基于三角波调制的正弦脉宽调制( s p w m ) 、基于空间矢量的调制技 术( s v p w m ) 等。 华北电力大学硕士学位论文 s p w m 技术实现容易、控制灵活、电网低次谐波分量较小，能满足各种整流器 拓扑的需要，所以得到广泛的应用，但是其直流利用率较低、开关频率较高。s v p w m 信号发生技术不仅具有有效开关频率低、谐波分量小、动态响应快等优点，而且其 直流电流利用率比s p w m 提高近1 5 5 ，并且数字化实现也比较简单，因而s v p w m 信号发生技术得到了广泛的采纳【1 5 】。 三相电网常处于不平衡状态，即三相电网电压的幅值、相位不对称。一旦电网 不平衡，以三相电网平衡为约束所设计的p w m 整流器就会出现不正常的运行状态， 主要表现在：p w m 整流器直流侧电压和网侧电流的低次谐波幅值增大，且产生非 特征谐波，同时损耗相应增大；p w m 整流器网侧电流亦不平衡，严重时可使p w m 整流器发生故障，甚至烧坏装置【1 6 、1 7 】。由于有关电流型p w m 整流器在电网不 平衡条件下的研究文献比较少见，因此探索电流型p w m 整流器在电网电压不平衡 条件下的控制策略，仍是一项艰巨的任务。 正是由于上述原因，使本课题的研究更具有现实意义。 本课题在广泛查阅和分析国内外专家学者对p w m 整流器研究的基础上，对电 流型p w m 整流器及其控制技术进行了有意义的研究。主要完成以下几方面的工作： 1 ) 从p w m 控制原理入手，详细分析影响整流器功率因数的主要因素： 2 ) 分析和比较三相p w m 整流器的几种主要控制方法，重点研究了空间矢量调 制技术( s v p w m ) ，分析了s v p w m 的多种合成模式，并通过仿真及频谱 分析对不同矢量合成方法之间的优劣进行对比，找出综合性能比较优秀的 的几种调制方法满足实际需要； 3 ) 对三相s c r 电流型p w m 整流器的s v p w m 调制进行了研究，并利用 m a t l a b 仿真软件中s i m u l i n k 工具对控制系统进行仿真； 4 ) 对控制系统的各个环节的参数进行设置； 5 ) 定量分析了电网不平衡对电流型p w m 整流器的影响，在此基础上，采用了 一种能使其网侧电流正弦化的控制策略即抑制网侧电流负序分量的补偿控 制，并进行了仿真研究。 华北电力大学硕士学位论文 第二章三相电流型p w m 整流器的基本原理 2 1 三相电流型p w m 整流器与电压型p w m 整流器的拓扑结构 p w m 整流器的分类方法多种多样，但最基本的分类方法就是将p w m 整流器分 为电压型和电流型两大类u 引，这主要是因为电压型和电流型p w m 整流器无论是从 主电路结构、p w m 信号发生以及控制策略上均有各自的特点，并且两者存在电路 上的对偶性，其他分类方法均可归类于这两种整流器之列，通过对偶性可以使两种 整流电路相互转换。 2 1 1 三相v s r 和三相c s r 的拓扑结构 电压型p w m 整流器最显著的特征是其直流侧采用电容进行直流储能，从而使 v s r 直流侧呈现低阻抗的电压源特性；而电流型p w m 整流器的显著特征是直流侧 采用电感进行直流储能，从而使c s r 的直流侧呈现高阻抗的电流源特征。在实际的 大功率应用领域，两种p w m 整流器都以其简练的拓扑结构和高效的变换性能而得 到了广泛的应用，两种电路拓扑结构如图2 1 所示。 e a e b e c耋整j 铽 ：【 f t j 吝二吝：菩乙 “) ( a ) 三相电压型p w m 整流器的拓扑结构 ( b ) ( b ) 三相电流型p w m 整流器的拓扑结构 图2 1 三相电压型p w m 整流器与三相电流型p w m 整流器的拓扑结构 从图2 1 的拓扑结构中可以看出，三相电压型p w m 整流器的结构较三相电流 型p w m 整流器简单，开关器件的损耗也较低。另外，直流侧采用电容储能比采用 电感储能的效率要高，所以长期以来电压型p w m 整流器一直成为p w m 整流器的 研究重点，并取得了广泛和重要的应用，如静止无功发生器( s v g ) 、有源电力滤波 器( a p f ) 等。但是，电压型p w m 整流器是一种基于b 0 0 s t 升压原理的变换器， 其直流电压必须高于交流电源电压峰值，这对于一些如感应加热、直流拖动、电化 学等需要在零至额定电压之间连续调节的工业应用领域是极为不便的，并且电压型 p w m 整流器的短路保护比较困难。而电流型p w m 整流器是基于b u c k 降压原理的 华北电力大学硕士学位论文 变换器，其直流电压可以在零至额定值之间连续调节，非常适合电压型p w m 整流 器难以满足调压功能的场合，并且电流型p w m 整流器的短路保护容易、网侧电流 控制灵活，因此近年来电流型p w m 整流器的研究得到了极大的重视d 引。考虑到高 频感应加热电源功率调节的实际要求，无论是电压型感应加热电源还是电流型感应 加热电源，采用三相电流型p w m 整流器比电压型更加适合心饥2 1 ，所以本文以三相 电流型p w m 整流器作为研究首选。 2 1 2 三相s c r 电流型p w m 整流器拓扑结构 ， 量s b t k 最虹z 室s 2宝s 5 2 2( d - j 鸳 j v 备 。t m一 【 v b ，。l ，y 、 ，、 ov c i 。曲。i l uz z s 3 n 宝s ，zs s 2 z 图2 - 2 三相s c r 电流型p w m 整流器拓扑结构 电流型p w m 整流器结构有两种，一种拓扑结构如图2 1 ( b ) 所示，其整流器的 三相桥全部采用全控器件，为典型的电流型p w m 整流器拓扑结构，该整流器具有 非常好的动静态特性，且功率可双向流动。但其三相桥都采用全控型功率器件，所 以电源的成本较高，结构也较复杂。一种为s c r 电流型p w m 整流器拓扑结构嘲， 如图2 2 所示，该整流器通过s c r 和直流回路的全控型功率器件相配合实现p w m 控制。由于晶闸管器件的电压电流容量较大且价格便宜，这种电路结构尤其适合大 功率整流装置。考虑到感应加热装置的实际情况和经济因素，因此本文采用图2 2 所示的电流型p w m 整流器拓扑结构。 2 2 三相电流型整流器的数学建模与分析 建立三相电流型整流器的数学模型是深入研究整流器的特性和实现其控制的 重要基础，本节将建立三相电流型整流器的a b c 三相静止坐标系，口一坐标系以 及d g 坐标系的数学模型陋j 矗旧一l2 引，为本文的其它章节的理论分析，仿真研究和实 际设计奠定了理论基础。 在图2 一l ( b ) 所示三相电流型p w m 整流器的主电路中，假设： 1 ) 电网电动势为三相平稳的纯正弦波电动势( 巳，巳，巳) 。 2 ) 交流、直流侧滤波电感、厶均是线性的，且不考虑饱和。 3 ) 开关损耗已折合到c s r 直流侧，且包含在尼之中 2 2 1 三相c s r 的一般数学模型 6 华北电力大学硕士学位论文 由图2 一l ( b ) 并根据基尔霍夫电压、电流定律，可直接写出三相c s r 一般数学模型为： c 冬：一屯 出 4“ c 孕：毛一 疵 9“ c 誓：一 出 。 k 鲁= 一吃 ( 2 - 2 ) ( 2 3 ) 式中& ( 后= 口，6 ，c ) 三相电网相电动势瞬时值； ( 后= a ，6 ，c ) 三相c s r 交流侧相电压瞬时值； ( 七= 口，6 ，c ) 三相c s r 网侧相电流瞬时值； 毛( 七= 口，6 ，c ) 三相c s r 交流侧相电流瞬时值； 0 三相c s r 直流电流瞬时值； 三相c s r 直流侧输出电压瞬时值： c 、r 交流侧滤波电容、电感、等效电阻； 厶直流侧滤波电感；尺。负载电阻。 式( 2 1 ) ( 2 3 ) 虽然全面描述了三相c s r 交流侧、直流侧及负载侧的瞬态 特性，但并没有揭示出其p w m 调制时的相关瞬态特征。 为了在三相c s r 一般数学模型中体现p w m 状态对三相c s r 瞬时电路特性的影响， 引入三值逻辑开关函数吒，且定义 i l 上桥臂开关导通 仃i ： o 同桥臂开关全通或全断 ( k = a ，b ，c ) ( 2 4 ) 【一l 下桥臂开关导通 要实现三相c s r 电流的p w m 控制，在任何瞬间，上、下桥臂各开关管有且只 能有一个导通，因此三相c s r 功率开关的开关状态与开关函数取值的对应关系如表 2 尺 足 r 乞 乙 一 一 一 屹 作 一 一 一 巳 巳 = = = 啦百亟出生出 l 三 华北电力大学硕士学位论文 2 1 所示。 由表2 1 和图2 1 ( b ) 分析可得三相c s r 交流侧进线电流为： 屯= 吒( 后= 口，6 ，c ) 直流侧电压为： 2 屹吒+ 吒+ 屹 ( 2 5 ) ( 2 - 6 ) 将式( 2 5 ) 、式( 2 6 ) 代入式( 2 1 ) 一式( 2 3 ) ，得基于开关函数描述的三相 c s r 一般数学模型 哮= 一咋哪 c 鲁= 一吒t ( 后弘6 c ) ( 2 - 7 ) 瓦鲁= 七丕。屹吼一屯吃 表2 1 三相c s r 功率开关管开关状态及开关函数 注：通；o 断。 基于开关函数描述的三相c s r 一般数学模型是对c s rp w m 功率开关管瞬态 过程的精确描述。然而，这类基于开关函数描述的三相c s r 数学模型包含了p w m 功率开关管开关过程的高频分量，因而难以用于控制系统的分析设计。一种有效的 简化方法就是以p w m 的占空比取代原来的三值逻辑开关函数使系统分析简化，因 而特别适合于三相c s r 控制系统动、静态特性分析及控制器设计。我们把这种简化 华北电力大学硕士学位论文 后的数学模型叫做三相c s r 的低频数学模型。 2 2 2 两相静止坐标系的数学模型 定义( a ，b ，c ) 坐标系的a 轴与( 氇，p ) 坐标系的口轴重合、声轴超前口轴9 0 电角度，两坐标系的关系如图2 3 所示。 图2 3 ( a ，b ，c ) 、( a ，p ) 、( d ，q ) 坐标系的位置关系 若采用等量坐标变换，不难求得两组坐标系变量间应满足下述关系： h 引2 l l 2 1 2 o 压 2 ； 2 阱嘲 ， 眯睦杰 l22 昏2 圈 式中 气 咯，吃，q )( 七= 口，6 ，c ) 丐 弓，q ) ( f = 口，励 g ，、c 3 ：为两相静止坐标和三相静止坐标之间的变换矩阵。 将式( 2 9 ) 代入式( 2 7 ) ，化简得两相静止坐标系似，) 中的三相c s r 开关函 数模型为： 华北电力大学硕士学位论文 三冬= 吃心 出 “ 三拿= 吻一场 d 毫 c 冬= 乞一吒么 以 c 鲁= 易一乞 d t 乒“ 厶警= 主( 吒吃+ 训一 、坐标系幢，) 中三值开关函数的口、分量。 2 2 3 两相旋转坐标系的数学模型 ( 2 1 0 ) 理论和实践表明，将三相坐标下的变量通过旋转坐标变换化为( d ，g ) 坐标系下的 量，能够实现三相变量的解耦，并且由于转化后的量为直流量，这有利于系统的分 析和设计。 设在初始状态时，两相旋转坐标( d ，9 ) 和两相静止坐标似，) 重合，即d 轴和口轴 重合、g 轴和轴重合。当旋转坐标( d ，g ) 以电网基波角频率缈逆时针旋转时，则在 ( d ，g ) 坐标系下定义的复矢量 = 吻+ 成 ( 2 - 1 1 ) 可变换为 ，) 坐标下定义的复矢量 转换关系为： 也即： x 唪= x 伍专j x b x = x 名p 弦伊= | r 础 ( 缈= 2 刀厂) ( 2 1 2 ) ( 2 - 1 3 ) 一捌脊嘲 仁柳 式中 x p ，f ，v ，仃)，c 一一旋转坐标到静止坐标的变换矩阵 将式( 2 1 4 ) 代入式( 2 1 0 ) ，并利用复矢量的定义，可得三相c s r 在旋转坐 标系下的复矢量模型方程为： 缈缈 ? 锄 。l = 1，j 屹劫 。l 华北电力大学硕士学位论文 哮棚“= 气一一r 哮一础2 一屹一r c 鲁+ 缈吼= 一巴t 出 4 99 “ c 鲁一缈q = 一 班 。 厶鲁= 三( 巳+ 屹) 一屯避 ( 2 1 5 ) 其( d ，g ) 坐标系下的数学模型结构如图2 。4 所示。从式( 2 1 5 ) 可以看出，在( d ，g ) 坐标系下，电流型p w m 整流器的数学模型是一个多输入多输出系统，输入是开关 函数、吒，输出是网侧电流直轴分量0 和交轴分量乞。作为电流型p w m 整流器， 直流回路接大电感，因此近似为常数。当满足单位功率因数时，要求t = 0 。另外， 式( 2 1 5 ) 还表明电流型p w m 整流器是一个非线性系统( 出现了状态变量如和输入变 量乃，吒的乘积) ，并且是一个耦合系统。因此，要对电流型p w m 整流器进行控 制，可对获得的状态方程进行线性化解耦。基于由坐标的高频模型有利于对电流型 p w m 整流器的有功功率和无功功率分别进行独立控制。 图2 4 ( d ，g ) 旋转坐标系下的三相c s r 开关函数模型结构 2 3 三相电流型p w m 整流器调制信号发生技术 p w m 控制技术作为现代电力电子装置中常用的一种功率变换方式，其基本的 工作原理是通过对功率器件的导通和关断进行控制，使输出一系列幅值相等而宽度 不等的脉冲，并按一定的规则对脉冲信号的宽度进行调制，既可改变输出电流的大 华北电力大学硕士学位论文 小，也可改变输出频率，大大加快系统的动态响应。而一般的调制方法是把希望的 波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所希望的 p w m 波形。通常采用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波上下宽度与高度成线 性关系且左右对称，当他与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，如在交点时刻 控制电路中功率器件的通断，就可以得到幅度不变，宽度与调制信号的瞬时值成正 比的脉宽调制波2 5 1 。 将p w m 技术应用于三相整流器，是为了获得高功率因数和低谐波，从而更加 适应工业领域对整流器的要求。为了实现高功率因数，必须从功率因数的决定因素 入手。 对于非正弦输出的情况，功率因数是指从电网输入的有功功率与视在功率的比 值，即： p 五= ( 2 - 1 6 ) s 、。 其中，p 有功功率 s 视在功率 一般认为输入的电网电压为正弦波，五可表示为： a ：丝垒鬯型丝一 u l 心i ；+ 1 0 + + l ： l ( 2 - 1 7 ) 2 c o s 缈 其中，u 、从电网输入的基波电压和电流的有效值； 9 基波电压与基波电流之间的相位角： 五，厶输入电流中的高次谐波电流的有效值。 设g = 为输入电流波形的失真因数，则： 五= g c o s 缈( 2 - 1 8 ) 式( 2 1 8 ) 说明功率因数名可视为电流波形失真因数占和基波相移因数c 0 s 妒的乘积， 即功率因数的大小决定于电流波形失真因数和基波相移因数。 三相电流型p w m 整流器采用i g b t 作为系统的功率开关器件。功率开关器件 华北电力大学硕士学位论文 处于工作状态，使整流器三相输入电流的低次谐波成分非常小，而高次谐波很容易 被电容器滤掉，所以流入电网的电流工作在p w m 调制状态，电流波形失真因数占近 似为“l ，从而解决了整流器由于输入电流畸变引起的功率因数下降问题。也就是 说，保证交流输入电压与电流同相位( 基波相移因数为1 ) 成为获得高功率因数的 首要条件。 由于三相整流器采用p w m 控制，可通过不同的调制方法控制输入电流 ( 七= 口，6 ，c ) 的相位和幅值，从而达到： 1 ) 保持整流器输出直流电压恒定 2 ) 保持整流器输入电流丘和电网电压蚝同相位，即实现基波相移因数为l 。 因此p w m 控制方法成为决定基波相移因数，即决定整流器功率因数的关键， 然而有许多种p w m 整流控制方法，但其控制策略大致相同。如图2 1 ( b ) ，如果忽 略高次谐波，功率变换部分可以等效为一个三相交流电压源，其单相( 以a 相为例) 基波等效电路示于图2 5 。 由图2 5 可见，f ，是控制量，通过不同的控制方法适当调节f ，的大小和相位，就 能控制输入的电流的相位以控制系统的功率因数；同时控制输入电流的大小以控制 传入功率变换部分的能量，也就控制了直流侧输出电压与电流的大小。因此，通常 采用电压外环和电流内环相结合的双环控制方式。电压外环保证稳定的直流输出； 电流内环主要用于提高系统的动态性能随盯1 。 r l 1 图2 5c s r 交流侧一相等效模型电路 2 3 1 二、三值逻辑转换 对于三相电压型p w m 整流器( v s r ) ，其控制常采用二值逻辑p w m 技术，即 对同一桥臂，或上侧功率开关管导通，或下侧功率开关管导通，而不存在同一桥臂 上、下侧功率开关管同时导通，或同时关断的情况。若以双极性二值逻辑开关函数 p 加以描述，则 。f l上桥臂管导通，下桥臂管关断 ll 下桥臂管导通，上桥臂管关断 然而，对于图2 1 ( b ) 所示的三相电流型p w m 整流器，要实现其交流侧电流的 华北电力大学硕士学位论文 吼= o 同一桥臂器件全导通或全关断 吒= o ( 2 - 1 9 ) 将双极性二值逻辑开关函数最( 七= 口，6 ，c ) 与三值逻辑开关函数吒( 尼= 口，6 ，c ) 联系起 吼= ( 弓一只) = o ( 七，) ( 2 - 2 0 ) 吼= 去【( 只一只) + ( e 一只) + ( 一只) 】 = 妻【( 只一只) + ( 只一) + ( e 一只) 】 ( 2 - 2 1 ) 显然，三值逻辑开关函数吒( 七= 口，抚c ) 可由双极性二值逻辑开关函数足( 七= 口，6 c ) q = 三( 只一咒) ；吒= 三假一足) ；呸= 三( 足一只) ( 2 - 2 2 ) 昏匕糯 亿2 3 ， 表2 2 给出了二三值逻辑关系及其相关状态。 华北电力大学硕士学位论文 表2 2 二三值逻辑转换及状态 二值逻辑三值逻辑上桥臂管状态下桥臂管状态三值逻辑 忍只巧巧呸瓦乃瓦五互五 状态序号 + l + 1 1 0 + 1 1o oo o 群l + 1 1 + l + 1 1o o oo o 撑2 + 1 1 1+ l0 1o oo o 撑3 1 + l + 110 + lo o o o槲 1 + 1 11 + l0o oo o撑5 1 1 + lo 1 + lo o o o拍 - l l - lo oo o撑7 ( 棚) + l + l + l00 0o oo o撑8 ( 柏) o o o o 杓( 加) 可见，三值逻辑p w m 有9 种开关状态组合，其中撑7 瑚是“零状态 开关组合。 2 3 2 三值逻辑p w m 状态切换 以三相c s rs p w m 控制为例，讨论一个正弦波调制信号周期中三值逻辑p w m 状 态的切换。就二值逻辑p w m 状态切换而言，一个正弦波调制信号周期中，每隔6 0 。其 状态切换模式发生变化。这是因为，对于三相对称正弦波信号，其幅值大小关系每隔6 0 改变一次。另外，当p w m 开关频率与正弦波频率相比足够高时，一个p w m 开关周期 中的调制信号幅值可近似不变。图2 6 分析了一个正弦波信号周期中，三值逻辑状态的 变化。 a ) b ) d ) v 三 - - - _ _ ，一 3 酬 孑掣 柏 铲铲 孥如 品j 图2 - 6 三值逻辑p w m 波形及三值逻辑状态切换 a ) 正弦波调制信号b ) 三角波调制 c ) 三值逻辑开关函数波形d ) 各区间的三值逻辑状态切换 - 1 5 n 柏j7 铲f 帅墓j o 寸学帅 嘉1 2 j 一 柏墓霪桕窄 f 7 f 帅 甲粗j 一 l 占f 幻 华北电力大学硕士学位论文 从图2 6 中可以看出：每6 0 。区域，三值逻辑状态在两个非零状态值与一个零状态 值之间来回切换。一个正弦波调制信号周期中，每个非零状态值在1 2 0 。区域相间出现。 然而，由于零状态值分布于整个正弦波周期中，并且共有3 个零状态值( 撑7 坍) ，这就 需要迸一步研究不同6 0 。区域零状态值的选取。为便于分析，将一个正弦波周期每隔6 0 4 分区，并记为i 。 考虑区域i 时的情况，此时三值逻辑在1 、样3 、加状态值间来回切换。图2 6 中， 由于群l 、撑3 状态值所表示的三相c s r 开关状态中正始终导通，为了确保在撑l 、撑3 、棚 状态之间切换时只有一对功率开关管发生状态变化，因此区域i 时的零状态值应取坍。 区域i 中三值逻辑p w m 开关切换如图2 7 所示。 n ： v cv 。 v a v c lv n q 蟛 v c 群9 群l 卜群3 图2 7 区间i 中三值逻辑p w m 开关切换 同理，可分析区域i i 三值逻辑p w m 状态切换时挣o 状态值的选取。一个正弦波 调制信号周期中，所有状态值的切换及加状态取值如图2 8 所示 m 卜么 撑戋譬撑1i = ! 撑5 i = 槲 弋妖万 婀! 图2 8 一个正弦波周期中三值逻辑p w m 状态转换及零状态取值 显然，必须设置零状态取值的逻辑判别单元，一旦零状态有效。逻辑单元将根据正 弦波调制信号的不同区域，分别输出不同的零状态值( # 7 # 9 ) 。 2 3 3 三相c s r 调制信号预处理 当利用三值逻辑p w m 控制三相c s r 交流侧电流时，与电网基波频率相比，若其 p w m 开关频率足够高，则三相c s r 主电路具有线性放大特性，以下仍以s p w m 控制 华北电力大学硕士学位论文 为例进行讨论。 设调制信号为一正弦信号，当p w m 开关频率足够高时，与三角载波p w m 相关 的双极性二值逻辑开关函数p 可表示为 弓= 咒( f ) + o ( 歹= 口，6 ，0 ( 2 - 2 4 ) 式中k 比例放大增益 ( f ) 开关函数e 的高频分量 由于三相c s r 主电路交流侧有c 滤波环节，分析时可忽略式( 2 - 2 4 ) 中的0 廖) 。 根据三相c s r 电流p w m 控制规律及三值逻辑开关函数定义，易得三相c s r 交流 侧输出电流f 以) 为 ( f ) = d - 么 ( = 口，6 ，c ) ( 2 - 2 5 ) 联立式( 2 2 0 ) 一式( 2 2 3 ) ，求得 k = 彳哦 ( 2 2 6 ) 式中 彳：争 ( 2 2 7 ) l 厶c2 【屯( f ) ，o ) 之( f ) 】7 ( 2 2 8 ) 是= 【( f ) ，& 6 ( f ) ，( f ) 】7 ( 2 - 2 9 ) c = 兰。i ： c 2 一= ； 似( f ) ，彳( f ) ，彳& ( f ) ) 等效，如图2 - 9 所示。 图2 9 三相c s r 逆变桥受控电流源等效电路 针对图2 9 所示三相c s r 逆变桥的受控电流源等效电路，设置调制信号预处理环节， - 1 7 一 华北电力大学硕士学位论文 使预处理环节的输入信号( 七= l ，2 ，3 ) 能分别控制三相c s r 交流侧输出电流 ( f ) ( _ ，= 口，6 ，c ) 。 设输入信号矩阵： 墨= 【已。( f ) ，最：( f ) ，( f ) 】r ( 2 - 3 1 ) 当预处理变换矩阵为d ，则调制信号矩阵： 最= d s ( 2 - 3 2 ) 将式( 2 3 2 ) 代入式( 2 3 3 ) ，得 k = 彳c d s( 2 3 3 ) 当设置调制信号预处理环节，且使l k = 彳s 则可由输入信号( 七= 1 ，2 ，3 ) 直接控制 三相交流侧电流l k 。这就要求d = c - 1 成立，但由于矩阵c 的秩小于3 ，因此矩阵c 不 可逆。若将矩阵d 的秩降低，且定义 d = c r ( 2 - 3 4 ) 将式( 2 3 0 ) 、式( 2 3 4 ) 代入式( 2 3 3 ) ，化简得 k = 彳墨一品 ( 2 3 5 ) 式中 f 岛= 【品& 。瓯】7 k 半 q 。3 6 显然，当品= o 时，& = 【o ，0 ，0 】r ，则式( 2 3 3 ) 可化简为 l 6 c = 彳墨 ( 2 3 7 ) 这表明：若调制信号预处理环节输入信号为三相对称信号，即无零序分量时，则采 用该输入信号可直接控制三相c s r 交流侧电流，以下就三相c s r 网侧不同的联结方式 ( 、丫) 分别进行讨论。 1 ) 网侧丫联结 当网侧采用丫联结时，只要调制信号预处理环节的输入信号中不含零序分量，则式 ( 2 3 7 ) 控制得以实现。由于实际控制信号中可能含有零序分量，为此必须构造一个新 的输入变量墨 。墨。= 墨一品 ( 2 - 3 8 ) 式中 fs = 【s 。( f ) ，s 。：( f ) ，s 。，o ) 】r 墨= 【& 。( f ) ，& ：( f ) 瓯3 ( f ) 】r ( 2 3 9 ) l & = 【& ，氏，& 】7 华北电力大学硕士学位论文 这样新构造的输入变量s ( f ) = l ，2 ，3 ) 已是无零序分量的三相对称量，因此 最= 啦。三相c s r 网侧丫联结时的调制信号预处理环节结构如图2 1 0 所示。 2 ) 网侧联结 当网侧采用联结时，设三相c s r 网侧交流回路相电流矩阵为，丽线电流矩 阵为l 缸，则 k = a 0 ( 2 - 4 0 ) 式中 l w = 【屯( 力，( f ) ，0 0 ) 】r z 咖= 【艺o ) ，毛o ) ，o ) 】r c = 兰，j 二习 2 - 4 1 ) 将式( 2 4 0 ) 与式( 2 3 3 ) 相减，得 c ( 。一嘲) = c ( 。一彳岛) = 0 ，0 ，0 】， ( 2 - 4 2 ) 由于矩阵c 不满秩，为直接控制k 则必须使下式成立 嵩裟：潞! 。 陋4 3 ， 【( f ) + 置曲o ) + 瓯。( f ) = o 、7 上式表明：去除零序分量的三相对称信号可直接控制k 。对于控制信号矩阵s ， 为使调制信号矩阵是中的变量为三相对称量，则需满足 岛= 岛一( 2 啪 式中 墨= 【( f ) ，( f ) ，o ) 】r 最= 【( f ) ，& 。o ) ，( f ) 】r 品盘【& 。，& ，“】7 ( 2 4 5 ) 哥= 逖丛掣 值得注意的是，如果以联结的三个交流电动势回路中含有零序电流乇，则此时网 侧电流不可控。因此，含有零序电流时的三相c s r 网侧联结时电流控制方程为 式中 l 堋= a s ，+ i o ( 2 - 4 6 ) 华北电力大学硕士学位论文 刍2 坠，铲， ( 2 4 7 ) 墨= 【s 二( f ) ，( f ) ，最。( f ) 】 三相c s r 网侧联结时，调制信号预处理环节结构如图2 1 l 所示。 图2 1 0 三相c s r 网侧丫联结时的调制信号预处理环节 图2 1 l 三相c s r 网侧联结时调制信号预处理环节 综合以上分析，由于采用了三值逻辑p w m 信号发生要比三相v s rp w m 信号发生 复杂，其主要包括调制信号预处理、p w m 二值逻辑生成、二、三值逻辑转换、零状态 判别及状态信号分配等几个主要部分，其结构如图2 1 2 所示。 华北电力大学硕士学位论文 2 4 本章小结 图2 1 2 三相c s rp w m 信号发生结构 r 本章将电流型p w m 整流器与电压型p w m 整流器的拓扑结构进行了对比，分别建立 了电流型p w m 整流器的a - b c 静止坐标系、口一坐标系、d g 坐标系的数学模型。 并从p w m 控制原理入手，详细分析影响整流器功率因数的主要因素；研究了电流型 p w m 整流器不同于电压型整流器的三值逻辑p w m 信号发生技术，其中包括二、三值 逻辑转换、三值逻辑p w m 状态切换、三相c s r 调制信号预处理。 华北电力大学硕士学位论文 第三章三相电流型整流器控制方法的研究 三相电流型p w m 整流器网侧电流控制策略可分为间接电流控制和直接电流控 制两大类。直接电流控制具有优良的控制性能，具有快速的电流响应，对主回路参 数具有较强的鲁棒性，目前已广泛应用于电压型和电流型变流器心卜冽。而间接电流 控制实质上是一种三相c s r 网侧电流的间接控制。间接电流控制易受主电路参数变化 的影响，且当电网电动势畸变时，会使三相c s r 网侧电流含有低次谐波。严重时，动 态过程甚至导致网侧电流振荡。为此，常采用网侧电流的闭环跟随控制，即电流的直接 控制汹2 9 1 。 由于直接电流控制需要检测整流器网侧电流，其控制较复杂、成本较高，适用 于控制有功和无功双向流动的高精