（电力电子与电力传动专业论文）单体锂离子电池化成设备的研究.pdf

a bs t r a c t a b s t r a c i ： l i i o np o w e rb a t t e r i e sa r eu s e dw i d e l ya tp r e s e n t b u tal a r g ea m o u n to fe n e r g yi s w a s t e dd u r i n gb a t t e r i e sf o r m a t i o n ( r e p e t i t i v ec h a r g ea n dd i s c h a r g e ) c o n s i d e r i n gt h i s p r o b l e mw ep u tf o r w a r dt h et a s ko fd e v e l o p i n gh i g he f f i c i e n tf o r m a t i o ne q u i p m e n ta n d g i v eo u tt h es c h e m eo ft h i st a s k t h es c h e m em a k e st h ed c s i d eo fu n i s o l a t e ds i n g l e p w mr e c t i f i e ra s3 5 0 vd cl i n e s c h a r g e ra n dd i s c h a r g e rm o d u l e sc o n n e c tt ot h ed c l i n e s u s et h i sm e t h o dt oc h a r g i n ga n dd i s c h a r g i n gs i n g l el i i o nb a t t e r y t h i sp a p e ri s m a i n l ya b o u t r e s e a r c ha n dd e s i g no nc h a r g e r , d i s c h a r g e ra n ds i n g l ep h a s ep w m r e c t i f i e r o ft h i ss c h e m e f i r s t l y , t h i sp a p e rs h o w st h ed e s i g no fd i s c h a r g e r an o v e lp a r a l l e l _ s e r i e st o p o l o g y w a sp u tf o r w a r d t h ec o n t r o lc i r c u i tw a sd e s i g n e da n ds y s t e mp a r a m e t e r sw e r ef i g u r e d o u t s e c o n d l y , c h a r g e ri sd e s i g n e d t h ea d v a n c e dc u r r e n t - d o u b l e rs y n c h r o n o u s r e c t i f i e r t o p o l o g yw a sa d o p t e da n di t sp r o c e s sp r i n c i p l ew a sa n a l y z e d t h ec h a r g i n gc o n t r o l m e t h o da n ds y s t e mp a r a m e t e r sw e r ew o r k e do u t n e x tp a r ti sa b o u tt h ec o n t r o ls y s t e m o fc h a r g e ra n dd i s c h a r g e r , i n c l u d i n gh a r d w a r ec i r c u i ta n ds o f t w a r ep a r t f o u r t h l y ，t h e p a p e re x p l a i n st h es i n g l ep h a s ep w m r e c t i f i e rd e s i g n i t sp r i n c i p l ew a sa n a l y z e d c o n c i s e l ya n do n e c y c l ec o n t r o lw a sa d o p t e d t h em a i nc i r c u i ta n dc o n t r o lc i r c u i tw e r e d e s i g n e da n dt h ec o r r e s p o n d i n gp a r a m e t e r sw e r ec a l c u l a t e d f i n a l l y , t h r e eh a r d w a r e m o d u l e sw e r ep u tu pa n de x p e r i m e n t sh a v eb e e nt a k e n t e s tr e s u l th a sp r o v e df e a s i b i l i t yo f c i r c u i tt o p o l o g ys t r u c t u r ea n dc o n t r o l l i n gs c h e m ea n ds h o w nc o r r e c t n e s so fs y s t e m p a r a m e t e r s k e y w o r d s ：c h a r g e r ；d i s c h a r g e r ；p w mr e c t i f i e r ；p a r a l l e l s e r i e ss t r u c t u r e ；p u s h - p u l l c o n v e r t e r ；c u r r e n t - d o u b l e rs y n c h r o n o u sr e c t i f i e r ；o n e c y c l ec o n t r o l c i a s s n o ：t m 9 2 1 5 l 学位论文版权使用授权书 本学位沦文作者完全了解北京交通大学有关保留、使用学位论文的规定。特 授权北京交通大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索， 并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校向国 家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权说明) 一躲名叼 签字日期：沙g 年石月pf t 导师虢荟昆 签字r 期：础年z 月i o n 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的研 究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表或 撰写过的研究成果，也不包含为获得北京交通大学或其他教育机构的学位或证书 而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作 了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名： 签字日期： 年 月日 致谢 本论文的工作是在我的导师姜久春教授的悉心指导下完成的，姜久春教授严 谨的治学态度和科学的工作方法给了我极大的帮助和影响。在此衷心感谢两年来 姜久春老师对我的关心和指导。 姜久春教授悉心指导我们完成了实验室的科研工作，在学习上和生活上都给 予了我很大的关心和帮助，在此向姜久春老师表示衷心的谢意。 张维戈副教授对于我的科研工作和论文都提出了许多的宝贵意见，在此表示 衷心的感谢。 在实验室工作及撰写论文期间，胡荣强、牛利勇、尹航、裴晓泽等同学对我 论文中的软硬件设计工作给予了热情帮助，在此向他们表达我的感激之情。 另外也感谢我的亲人，他们的理解和支持使我能够在学校专心完成我的学业。 序 锂离子动力电池属新型环保能源，目前正在被广泛推广应用。而在电池生产 过程中，对电池进行的化成处理( 多次充放电) ，会浪费大量能源。 为此，实验 室提出了开发高效率电池化成设备的课题并给出了课题方案。本文就课题中的各 模块进行了研究，同时设计了软硬件，搭建了实验平台，进行了试验。试验结果 验证了电路拓扑结构和控制方案的可行性。由于学识水平、实践经验以及时间方 面的限制，系统还有许多待改进完善的地方。本文为以后成熟的电池化成设备开 发做了前期的技术储备。 第1 章引言 1 1 课题研究的背景和意义 锂离子电池具有电压高、体积小、质量轻、比能量高、无记忆效应、无污染、 自放电小、使用寿命长等突出优尉1 1 ，自2 0 世纪9 0 年代开发成功以后，近十几年 来得到了飞速发展，目前锂离子电池已经在移动电子设备中得到了广泛的应用， 尤其是手机和笔记本电池领域，占据了9 0 以上的市场份额。锂离子电池的产品规 模的增加，使锂离子电池的技术水平有了很大的提高，而多种新型锂离子材料的 出现，也使锂离子电池的使用寿命有了很大的提高。随着能源的短缺和人们环保 意识的增强，基于锂离子电池多方面的优点，国内外主要的锂离子电池厂家都投 入大量资金和研发人员在原有小容量锂离子电池基础上开发大容量的动力型电 池，它属高性能无污染的新型环保能源，主要应用于电动工具、电动车辆等领域【2 1 。 据相关合作的电池厂家介绍，今后三年国内各电池厂家投入大容量动力电池的研 发资金大约有数百亿。另据预测到2 0 2 0 年，中国车用动力电池市场规模将达到数 千亿元人民币，储能电池的市场规模预期会更大，锂离子电池将会有巨大的市场 前景。 但在电池生产过程中，电池必须要经过化成检测工序，即在电池生产过程中 需要对电池进行多次充放电才能完成整个电池的生产。目前国内的电池化成设备 因为技术和成本因素，多数采用将电池能量通过电阻放电的方式消耗，造成极大 的能源消耗。对于规模较大的电池生产厂家，电池化成消耗的电能费用可占到生 产成本的2 0 3 0 。 对于小容量的锂离子电池因为电池单体的成本较低，而高效率的电池化成设 备成本相对较高，使高效率的电池化成设备没有实际的应用价值，这方面的研究 也很少。但随着各电池厂家进入大容量的锂离子动力电池领域，越来越需要高效 率的电池化成设备，因为单体大容量锂离子动力电池本身价值很高，充放电过程 中会消耗大量能量。大容量锂离子电池生产数量越大，电池化成过程造成的能量 浪费问题就会表现得越明显。必须在大容量锂离子电池大规模应用的前期对高效 率的电池化成设备进行研究，为大容量锂离子电池大规模应用提供必需的生产设 备，既为生产厂家节电节能，也符合国家节能减排的要求。这对电池生产厂家和 全社会都是有利的，所以新型高效的电池化成设备具有非常好的推广应用价值和 市场前景，对它的研究是非常有意义的。 1 2 课题所属领域国内外研究发展现状和趋势 目前我国已经成为小容量锂离子电池的最大生产国，国内排名3 位的锂离子 电池生产商每年的产值均己达到2 5 亿元人民币，而这些企业所使用的电池化成设 备都是利用电网通过充电设备对电池进行充电，通过放电设备使电池对电阻放电。 根据国内外惯例，每个电池从生产到出厂至少要进行三次充电和两次放电。由于 目前大规模生产的锂离子电池主要集中在1 a h 以下，而1 a h 的锂离子电池价格大 约在1 1 4 美元范围内，使电池化成设备的成本也必须限制在一个合适的范围内， 因此国内外的电池化成设备应用的技术主要以低成本技术为主，设备工艺较为简 单，存在主要的问题就是电池化成过程中大量的能量浪费现象。 目前高效率的电池充放电技术主要集中在价格较高、应用数量较少的电池测试 设备中。在电池测试设备中可高效率的对电池充电，同时能将电池的放电能量回 收到电网中，避免了电池放电能量消耗在电阻上。但电池测试设备所采用的技术 主要是针对小容量电池的测试工作，不适于大规模的电池化成过程，同时电池测 试设备技术复杂、成本过高，不适于大规模推广。 今后，随着大容量锂离子电池的推广，电池化成设备必须借鉴电池测试设备 的关键技术，将电池放电能量回收，同时也必须研发新技术使之适于大规模应用。 1 3 课题方案的提出 1 3 1 系统结构图 如图卜l ，整个系统主要由三部分组成：集中式计算机监控系统、单相不隔离 p w m 整流器、多个充放电模块组成。本系统设计了一条直流母线，分别连接充放 电模块和单相p w m 整流器，直流母线电压选定为3 5 0 v ，这样设计的目的是希望 通过直流母线使能量在充电和放电模块之间流动避免每个放电模块单独设计向电 网回馈能量的电路，可提高整个设备的效率，同时减小设备成本。此外在控制系 统的控制下，采用能量平衡的控制策略，通过控制不同充放电模块的工作时间， 尽可能使充电能量等于放电能量，大部分能量只在直流母线和充放电模块之间流 动不经过电网，p 1 i m 整流器从电网吸收能量或向电网释放能量来平衡充放电的能量 差，可进一步提高效率。当然有可能为满足生产需求，所有的充放电模块同时工 作在充电或放电态，这时p w m 整流器从电网吸收或释放全部能量，通过直流母线 为每个充电模块提供能量或通过直流母线为每个放电模块提供能量释放的通道。 2 1 3 2 系统组成 图1 - 1 系统结构图 f i g u r e l - 1b l o c kd i a g r a mo f s y s t e m ( 1 ) 集中式计算机控制系统 由计算机和必要的c a n 接口卡以及系统软件组成，主要实现系统控制。通过 c a n 网络控制系统可以向p w m 整流器和充放电模块下达指令、也可接收相关指令， 在计算机界面上可实现所有充放电模块的启停、功能选择、充放电参数选择、电 量记录、运行数据记录等功能。 控制软件的另一个主要功能是提供能量平衡控制策略，可以将需要充放电的 电池先连接到充放电模块输出端，充电或放电以及何时启动由系统自动控制，系 统根据任务要求和充放电能量平衡原则自动启动充电或放电，尽量维持充电和放 电能量平衡，尽可能降低损耗。 ( 2 ) 单相p w m 整流器系统 采用典型的单相p w m 整流器电路，额定功率为3 k w ，在3 5 0 v 直流母线条件 下可实现输入侧功率因数大于0 9 8 ，输入总谐波畸变小于5 。p w m 整流器的作 用是维持直流母线的稳定，当放电能量大于充电能量时，母线电压会升高，p w m 整 流器向电网提供能量以维持母线电压稳定，当充电能量大于放电能量时，母线电 压会降低，p w m 整流器吸收电网能量以维持母线电压稳定。 3 ( 3 ) 充放电模块 充放电模块分为充电模块、放电模块、m c u 系统等部分。同一通道的充电模 块和放电模块同时只能有一个工作，由m c u 提供充电或放电电流的给定值，并通 过m c u 将运行反馈量送到控制系统中。 充放电模块内有恒流充电和恒流放电的闭环控制系统，可实现电池的恒流充 放电并有硬件和软件的停止条件判断，防止电池过充电或过放电。充放电模块技 术指标： ( 1 ) 直流母线电压为d c 3 5 0 v ； ( 2 ) 电池侧充放电电压为d c 3 v 4 2 v ： ( 3 ) 充放电电流最大为3 5 a ； ( 4 ) 充放电电流纹波小于5 ： ( 5 ) 具有恒流充电和恒流放电功能。 1 4 论文的主要工作 本论文主要任务是完成上述课题方案中充电模块、放电模块和单相不隔离 p w m 整流器的研究。在论文中，提出了一种新的放电拓扑结构，充电电路选用了 先进的倍流同步整流方式，对于单相p w m 整流器采用了单周控制方式，论文中将 做详细介绍。 论文的主要研究工作： ( 1 ) 分析了一种新的并一串联放电电路拓扑结构，接着对d c d c 变换器进行 了选择，设计了主电路，给出了控制方案： ( 2 ) 分析了充电电路的工作原理，并设计了主电路和控制电路； ( 3 ) 设计了充放电电路的数字控制部分，包括硬件和软件； ( 4 ) 分析了单相p w m 整流器的工作原理，推导出了控制算法并介绍了实现方 案，并对部分控制电路和主电路进行了设计； ( 5 ) 实验结果及展望。对全文的工作进行了总结，并就下一步工作进行了展望。 4 第2 章放电模块的设计 目前，大容量锂离子电池单体电压一般在3 v 4 2 v 之间，单体动力锂离子电 池的容量达1 0 0 a h 以上，放电电流在3 0 a 4 0 a 之间，放电电路属低压大电流类 型。要想有效地将电池放电能量回收，必须提高放电系统的效率。同时要想电池 能量回收到电网并减少线路损耗，需尽量提高电池放电输出端的电压，必须采用 适合的主电路拓扑结构以保证变换器的效率。 在本论文中将提出一种新型的放电拓扑结构，就是利用d c d c 变换电路的并 一串联结构最大限度的提高低压大电流放电的效率；同时提高输出电压等级，这 样在大量放电模块同时工作时减小直流母线电流，降低直流母线的线路损耗，并 实现不隔离单相p w m 整流器向电网放电。本章将对放电电路的设计进行介绍。 2 1 变换器并一串联结构分析 2 1 1 电路结构及网络参数关系 图2 - 1 并一串联连接 f i g u r e 2 - 1p a r a l l e l - s e r i e sc o n n e c t i o n 在图2 1 中，a 、b 是两个完全相同的d c d c 变换器，它们在输入端并联，在 输出端串联，经过这样连接得到的复合结构，可以表示成图2 2 所示的网络图【3 1 。 5 + 坞 - 怠 ：曼：二t 毕 + e 麴2 巩 乏 + 匿 。m ， 巩圈柏坍嘲 毕u 设乩= h l l h m ，也= l 厦h ；, 。h z ；2 ：j l ，则 日棱h 宣：2 2 j ：茏窆翱 p 3 ， 力一【反。f 【- 。+ 呸。：+ 只：j 毕叼 将式( 2 - 3 ) 代入式( 2 一1 ) 得： 1 1 = ( h i l + 日i ) k + ( h t 2 + 日厶) 厶 圪= ( 厶乞l + 厶e 1 ) 巧+ ( h 2 2 + 日；2 ) 厶 由式( 2 4 ) 得： 鼠2 乳 ( 2 - 4 ) ( 2 - 5 ) ( 2 6 ) 了j 。= 鲁l 如：。= 舞l 厶；。j 墨。= 每l 呓：。= 葺l 丘：。 c 2 - 7 ， 从式( 2 - 6 ) 和式( 2 - 7 ) - - j - 以看出，各子双口网络的输入端导纳都小于总双口网 络的输入端导纳。若每个子双口网络的外特性完全相同，则每个d c d c 变换器的 输入端电流是总输入端电流的一半。这样，在输入端电压和功率不变时，由两个 6 d c d c 变换器构成的总网络，其开关管所流过的电流比单个变换器构成的总网络 的开关管所流过的电流减少了一半，即所用开关器件的电流额定值减少了一半； 在输入端电压和每个d c d c 变换器的输入电流不变时，两个d c d c 变换器构成 的总网络的输入功率比一个变换器构成的总网络的输入功率提高了一倍。 由式( 2 - 5 ) 得： 痧i 皿2 = 丁v 2l ( 2 8 ) 2i 五= o 幔：= 笔l k ：。= 笔i 佃日乏= 笔l 嵋，：。= 善l 细 q 柳 从式( 2 8 ) 和式( 2 - 9 ) 可以看出，各子双口网络的输出端阻抗都小于总双口网 络的输出端阻抗。若每个子双口网络的外特性完全相同，则每个d c d c 变换器的 输出端电压是总输出端电压的一半。 2 i 2 并串联结构特点总结 在图2 1 中，输出低通滤波器的输入端的电压波形是各个变压器绕组输出电压 波形的叠加，所以这种电路结构适合于输入电压不太高，输出电压较高，而输出 电流不高的情况。当两个或者多个变换器具有相同的开关相位占空比时，由于各 变压器输出绕组串联，所以其电流相同，这个电流关系反映到变压器的原边电路， 以强迫每个变压器输入电流相等，这种自动分担功率的特点，使电路不必采用平 衡控制的均流线路，这是该结构的优点之一；其次，每个变压器的功率减小，变 比降低，体积减小，管子的电流容量也减小，便于管子选型；另外每个并联支路 是完全一致的，只需对其中一个支路进行设计即可，设计方便，当多组变换器并一 串联连接时，其优势可以得到进一步体现。正是基于上述的优点，同时也考虑到 过多组数会带来成本和增加线路及管子损耗的问题，所以主电路选择了三组 d c d c 变换器并一串联连接的拓扑结构。下文将对d c d c 变换器拓扑结构进行选 择。 2 2d c d c 变换器拓扑的选择升压拓扑结构的比较 升压环节实际上是d c d c 开关电源，其拓扑很多。在本论文中，d c d c 变换 器是作为锂离子单体电池放电模块的直流升压环节，输入输出电压相差倍数大， 如采用不隔离的d c d c 变换电路，需采用多级升压电路串联的方式，电路复杂， 效率也很低，所以考虑选用带变压器隔离的升压电路，一方面是获得高的电压变 7 比；另一方面也实现了锂离子电池与直流母线的电气隔离。因此这里对如图2 - 3 所示五种常用的隔离式d c d c 电路作了比较【4 儿引。 ( 1 ) 正激式。如图2 3 ( a ) 电路拓扑简单，在变压器绕组中加一个去磁绕组就可 以实现去磁，是中小功率变换器常用的设计方案。但这种拓扑存在许多不足之处。 首先变压器铁芯单边磁化，利用率低，主功率管承受两倍的输入电压，只能适合 低压输入电路。其次，主功率管一般采用的占空比小于o 5 。另外，由于添加了去 磁绕组使变压器结构复杂化，变压器的工艺水平将直接影响到电路的性能。 ( 2 ) 反激式。如图2 - 3 ( b ) 的电路形式与正激式变换器相似，主功率管的承受的 电压也相同，只是变压器的接法不同，变压器的利用率也很低。 ( 3 ) 推挽式。如图2 3 ( c ) 电路结构简单，可以看成两个完全对称的单端正激式 变换器的组合，因此变压器铁芯是双向磁化的，相同铁芯尺寸下，推挽电路比正 激式电路输出更大的功率。但电路必须有良好的对称性，否则铁芯容易引起直流 偏磁饱和，另外，由于变压器原边漏感的存在，使主功率管必须承受超过两倍电 源电压，因此功率管电压尖峰很大，承受较大电压应力。适合低压大电流场合。 ( 4 ) 半桥式。如图2 3 ( d ) 变压器铁芯不容易出现偏磁，变压器两象限工作，利 用率高，功率管承受的最高电压为电源电压，驱动电路稍复杂，适合输入电压高 的场合，在本文的充电模块中将用到。 ( 5 ) 全桥式。如图2 - 3 ( e ) 功率管承受的最高电压为电源电压，并且铁芯利用率 高，易采用软开关工作方式，但功率器件较多，控制及驱动较复杂，并且存在直 通现象。适合大功率场合。 ( a ) 正激式 j r ， 士u l ， ， ， ， 1卜j ( c ) 推挽式 ( b ) 反激式 j 。t 宁u ? - 卜 卜 1卜j ( d ) 半桥式 j ” 丁 一 士u _ ? - - - 1h j ( e ) 全桥式 图2 3d c 仍c 隔离变换拓扑电路 f i g u r e 2 3t o p o l o g yc i r c u i to fi s o l a t e dd c d cc o n v o r t e r 综合比较上述各拓扑结构的优劣，本系统要求适用于低压大电流的电路，且 从原边易于并联，副边易于串联考虑，选择了推挽变换电路。该电路结构简单， 适用于低压大电流的场合，正好满足放电系统的要求。 2 2 1 推挽变换器原理的介绍7 】 l i 图2 4 推挽变换器的主电路 f i g u r e 2 - 4m a i nc i r c u i to fp u s h - p u l lc o n v c 冀 t e r 图2 4 为推挽变换器的主电路，其中s l ，s 2 为两个共负极的功率开关元件， t 为带中抽头的升压变压器。整流电路为全桥整流电路，适用于输出电压较高的场 合。l l ，c 1 构成输出滤波电路。当s l 加上驱动信号圪时，s l 导通s 2 截止，变 压器输出端电压上负下正；当s 2 功率管加上驱动信号屹：，s 2 导通，s 1 截止，变 压输出端电压上正下负。若控制信号交替驱动两个功率管，则经过变压器耦合产 生高压矩形交流电压，此高压高频交流电再经整流电路得到高压直流输出。 推挽变换器有关波形如图2 - 5 所示。当s l 导通时，高频变压器原边感应电压 上负下正。通过s 1 的电压降为= z o s 如( 为m o s f e t 通态电阻) ，此时， 加在变压器原边上半部分的方波电压为( 一) ，在半个周期中持续时间为乙。 9 设l = 2 ，整流二极管的正向压降为( 一般快恢复二极管的正向压降为1 v ，肖 特基二极管的正向压降为0 5 v ) ，n 为变压器变比，则输出直流电压为 g o = i ( 一) 刀一2 i 母2 l n e ( 2 1 0 ) 忽略开关管的导通压降，由于原边两个绕组匝数相等，则功率管承受的最大 电压值为 一= 2 ( 2 1 0 推挽电路中，由于变压器漏感的影响，在功率管截止时，漏感存储的能量会 在m o s f e t 的漏源极之间叠加很高的电压尖峰，如图2 5 所示。 f l 1 斤漏震 ll q t f b l 导运 旋吒 ； ： t i s 2 导蠢 引起 l i 工 一 ，一： l ：； i l l ：f - ； ，h l 、 i t t 图2 - 5 推挽变换器波形 f i g u r e 2 - 5t h ew a v e f o r m so f p u s h - p u l lc o n v e n e r 2 2 2 推挽变换器变压器磁状态 理论上，由于正、负半周的电压波形对称，磁通在正、负两个方向变化，s 1 导通期间磁通有正增量，s 2 导通期间磁通有负增量，理论上无直流磁化分量，所 以磁通正负对称，励磁电流也j 下负对称。 实际上磁通是不平衡的。一方面功率管的运行是不平衡：如通态压降不平衡、 关断速度不平衡、驱动脉宽不平衡等。同时由于滤波电感的作用，使得二次绕组 侧电流最大最小值差别较小，二次绕组与一次绕组的磁动势平衡受到牵制。于是 1 0 一次绕组侧电流不平衡，引起磁偏，使磁芯饱和，造成一个功率管的电流过大， 严重时会烧毁功率管。 因此要采取措施解决推挽电路中变压器的偏磁问题，常用措施如下： ( 1 ) 对于频率较低、功率较小的变换器，由于变压器绕组阻值较高，自平衡能 力较强，采用增大磁芯面积或使磁芯保留一定的气隙，并适当加大功率器件的容 量，可以使偏磁的危害得到抑制或缓解。其缺点是使开关电源的效率降低。 ( 2 ) 使用m o s f e t 可以在一定程度上抑制偏磁问题。这主要是m o s f e t 存储时间 极短，如果门极信号导通时间相同，则漏极导通时间也相同；同时m o s f e t 通态电 阻具有正的温度系数，即温度升高时，通态电阻增加，这一特性起了负反馈作用， 它有助于纠正磁通不平衡问题。导通电流大( 或导通时间长) 的m o s f e t 上功耗大， 则通态电阻增大，m o s f e t 上电压增大，加在变压器上的电压值减少，从而降低了 该半周期的伏秒数，使流过该开关管的电流减小，在一定程度上抑制了偏磁现象 的发生。 ( 3 ) 尽量选用特性一致的开关管。 ( 4 ) 使用电流型控制方案。通过检测流过器件的电流，并以此来调整p w m 控制 器两路输出脉冲的宽度，将变压器励磁电流控制在一定范围内，来达到防止偏磁 的目的，这是最有效的措旋。 在本文设计中，电路功率较小，选用特性一致的m o s f e t 作为功率开关器件， 变压器设计时也增大磁芯面积，同时采用了平均电流控制方式。实验结果证明： 采取上述措施后，完全可以防止偏磁现象的发生。 2 3 放电模块主电路 图2 6 是放电变换器的主电路拓扑图。相关电路工作原理以在前文进行了论 述。在拓扑电路中，l 1 、e 1 和e 2 为l c 滤波电路，使电池能够恒流放电；u 1 为 霍尔电流传感器对放电电流进行采样；主电路为3 个相同推挽电路输入的并一串 联连接；变压器副边的二极管d 1 d 4 起整流作用；l 2 、e 4 和e 5 用于输出l c 滤 波，d 5 起单向导通作用。 2 4 驱动控制回路 图2 - 6 放电模块主电路拓扑 f i g u r e 2 6m a i nt o p o l o g yc i r c u i to fd i s c h a r g e r 2 4 1p w m 控制回路 ( 1 ) 平均电流控制【8 】 驱动 图2 7 平均电流模式控制电路图 f i g u r 2 7c i r c u i to fa v e r a g ec u r r e n tm o d ec o n t r o l 对于电池放电，一般采样恒流限压控制方式，即电池以一定电流放电，当电 池电压小于限定值时，停止电池放电。在本文中，放电的控制环路采用了平均电 流模式控制，电路如图2 7 。图2 - 6 中，电流传感器的输出经处理后得到对应比例 关系的电压信号u 册，与给定电流对应的电压信号u m ，两者的差值经电流调节器 1 2 a 补偿放大得到调制信号巩。，在控制器内部与锯齿波比较后，得到p w m 脉冲波， 经放大后去驱动m o s f e t 。 平均电流模式控制优点： ( 1 ) 可以快速跟踪给定电流，调节速度快； ( 2 ) 能够及时检测管子电流，当电路发生过流或短路时，能及时保护，具有良 好的抗干扰性。 ( 2 ) 电流调节器【8 】 为使系统工作稳定，有较好的动态跟踪能力，必须对电流环路进行补偿。本 文中采用单极点单零点的补偿网络c ( s ) 作电流调节器，图2 - 7 中是调节器的应用 电路( c 2 远大于c 1 ) ，式( 2 一1 2 ) 给出了g ( s ) 的传递函数，图2 - 8 给出了调节器的 幅频特性。 g 一篱掰胞 ) ( 2 1 2 ) 其中直流增益为k = l ( 墨( c l + c 2 ) ) 1 ( r , c 2 ) ，零点角频率为吃= 1 ( r 2 c 2 ) ， 极点角频率为彩p = ( q + c p ( rc l c 2 ) 1 恐g 。 ，、 3 j 饵 磐 o 5 ；兀 厶 ， ：伽 k 煅、一 频率( k h z ) 图2 8 电流环波特图 f i g u r e 2 8b o d ep l o t so fc u r r e n tl o o p 为达到好的控制效果，电流环调节器应具有较高的低频增益，较宽的中频增 益，合理的稳定裕量及较强的开关纹波抑制能力。要提高低频增益以减少稳态误 差，零点必须设置在交越频率上或低于交越频率，一般交越频率可取开关频率的 1 6 或更低，只要保证电流环有足够的带宽跟踪电流即可。如设在交越频率上，相 位裕度有4 5 度，可使系统低过冲，干扰小，工作稳定。为了提高系统开关纹波抑 制能力，减少对噪声的敏感性，极点一般设置在开关频率或低于开关频率，以增 加高频分量衰减量。 1 3 2 4 2 p w m 控制器 在放电系统中，采用ts g 3 5 2 5 芯片作为推挽变换器的p w m 控制器【9 l 。s g 3 5 2 5 主要特点有：工作电压范围宽8 3 5 v ；5 1 v 微调基准电源；振荡器工作频率范围宽 1 0 0 h z - 一4 0 0 k h z ；具有振荡器外部同步功z h , 匕l - , ；死区时间可调；内置软启动电路；具有 输入欠压锁定功能；具有p w m 封存功能，禁止多脉冲；逐个脉冲关断；双路输出。 s g 3 5 2 5 原理说明：其内部框图如图2 9 ，误差放大器的输出信号与振荡器产生的 锯齿波进行比较，输出为p w m 信号，该信号经锁存器锁存，分相电路由二进制计数 器和两个或非门构成，其输入信号为振荡器的时钟信号，并用时钟信号的前沿触发， 输出为频率减半的互补方波，这些方波和p 1 j | m 信号输入到或t l ；l - j 逻辑电路。其结果是， 所有的输入为负时，输出为正。这样只、最的输出每半周期交替为正，其宽度和p 研q v l 信号的负脉冲相等。脉冲很窄的时钟信号输入到逻辑或非门电路，可使两个门的输 出同时有一段低电平，以产生死区时间。输出末级采用推挽输出电路，驱动场效应 功率管 图2 - 9s g 3 5 2 5 内部框图 f i g u r e 2 9b l o c kd i a g r a mo fs g 3 5 2 5 应用电路如图2 1 0 ，补偿器输出信号接到s g 3 5 2 5 内部误差放大器的同相输入端， 放大器反向输入端与输出端相连形成电压跟随器，其输出经内部处理后最终得到两 路输出o u t a 、o u t b 经推挽放大后，接至l j g l 、g 2 ，分别对并联的3 个管子进行驱动。 e 1 为软启动电容，该电容由内部5 1 v 基准参考电压的5 0 衅恒流源充电，使占空比由 小到大( 5 0 ) 变化；1 0 脚s h u t d o w n 用于控f l ；l j s g 3 5 2 5 输出，当其为高电平时， s g 3 5 2 5 的两路输出禁止。电容g 、电阻辟、昧决定脉宽频率厂和死区时间乞。 1 4 厂= 1 ( ( o 6 7 吩十1 3 r d ) g ) 易= 1 3 r o c r ( 2 1 3 ) ( 2 - 1 4 ) 2 5 系统参数设计 图2 1 0s g 3 5 2 5 的应用 f i g u r e2 - 1 0a p p l i c a t i o no fs g 3 5 2 5 主电路中包括：高频变压器、m o s f e t 、整流二极管、l c 滤波电路等。 2 5 1 高频变压器的设计哪7 】 变压器是开关电源的核心所在。变压器设计的步骤是根据总的输出功率利用 a p 法初步选定磁芯。选定磁芯后，计算原副边绕组匝数，确定绕线规格。如果可 利用窗口面积不够，则增大磁芯，重新计算，直到满足所需的输出功率。 ( 1 ) 设计条件 如图2 6 所示，主电路所用变压器工作于推挽方式，由于电路对称一致，所以 只需设计一个即可，为了防止磁芯饱和，采用了较低工作磁通密度吃，玩取0 2 4 t ， 设计要求如下： ( 1 ) 工作频率：f = 4 0 k h z ； ( 2 ) 输入电压：配。= 3 v , - 一4 2 v ； ( 3 ) 放电电流：厶= 3 5 3 = 1 1 7 么，取厶= 1 2 a 计算： ( 4 ) 输出电压：以= 3 5 0 3 = 1 1 6 7 y ，取眈= 1 2 0 v ； ( 5 ) 额定工作时变换效率：r = 9 0 ； ( 6 ) 选用磁芯材料及规格：e i 形铁氧体磁芯。 1 5 ( 2 ) 参数设计 i 计算视在功率 按两倍最大输入功率算，并考虑11 0 的过载，则 弓= 2 书1 1 厶= 2 唪1 1 枣4 2 术1 2 = 1 11 矿 ( 2 - 1 5 ) i i 磁芯的选择 a p ：璺兰! q ： ( 2 - 1 6 ) k o kf f s b 0 、 。 上式中，k 为窗口利用系数，因为原边电流大，采用铜皮绕制，窗口利用系 数低，所以取c o = 0 2 ，k ，为波形系数，方波取4 0 ，电流密度= 4 0 0 a c m 2 ， 带入式( 2 - 1 6 ) ，得爿尸= 1 0 5 c m 4 。查磁芯表选用e 1 3 3 磁芯，e 1 3 3 磁芯的 4 = l1 8 5 r a m 2 ，a = 1 3 3 8 m m 2 ，a p = a e 宰a w = 1 5 8 6 c m 4 。 i 变压器变比的确定 由式( 2 1 0 ) ，有 刀：u o ( 2 7 0 r , ) + 2 v , , ( 2 - 1 7 ) 一 式( 2 - 1 7 ) 中，为了保证一个周期内磁芯可以复位，且不会造成同时导通， 在直流输入电压为其最小值，反馈环增大t o 。以保证恒定时，必须采取钳位 电路以限制导通时间不会超过半周期的9 0 ，所以取占空比d = o 4 5 ，则 2 t o 。t = 0 9 ；电池最低电压时，加到变压器上的电压( 一) = 3 v ；副边整流 二极管压降虼= 1 v ，带入计算得匝比n = 4 5 。 变压器原边匝数n 1 、n 2 和副边匝数n 3 的计算 1 = 2 = 丽u i n k= 而4 0 丽4 0 羔1 0 麓 o 9 3 ( 2 - 1 8 ) ，z b 。4 书 宰脚o 3 木1 1 8 5 术l o 叫 、。 匝数应取整数，同时为了取得好的耦合效果，取n 1 = n 2 = 2 。副边匝数 n 3 = n n l = 2 * 4 5 = 9 0 ( 2 1 9 ) v 变压器原副边绕组绕线规格选择 变压器在额定功率工作时，输入侧电流的平均值为。= 1 2 a ，设11 0 的过载 能力，则最大厶= 1 3 a 。假设图中脉冲波等效为平顶波，其幅值，研是斜坡中点处 的电流值。每个初级半绕组每周期仅承担一个，。平顶波，取占空比为d = o 4 5 ， 则原边绕组上的电流有效值 凡l = i p ) 4 d ( 2 - 2 0 ) 而由图2 1 l ，可知 j 哦= ib n 2 d q - 2 1 ) 由式( 2 2 0 ) 和( 2 2 1 ) ，得 1 6 i n l = i | n ( 2 , , f d ) = 1 3 ( 2 0 6 7 1 ) 9 7 a i i 谢 么。 一j 7 z 一一- 7 7 ( 2 2 2 ) 00 1 o n q 2o n0 1o n 图2 一1 1 变压器原边电流波形图 f i g u r e 2 11t h ew a v e f o r m so f t r a n s f o r m e rf i r s tw i n d 4 0 k h z 频率时，铜导线的穿透深度是0 3 3 0 4 m m ，取裸线直径d = 0 6 3 2 m m 的铜 线即可。电流密度j = 4 a m m 2 ，则需要8 股线并绕。实际设计中，原边采用了厚 为0 2 m m ，宽为1 5 m m 的铜皮进行绕制。副边绕组电流有效值 厶3 = 如l n = 9 7 4 5 0 2 2 a( 2 2 3 ) 变压器副边采用了裸线直径d = 0 4 0 9 r a m 的铜线绕制。 绕制方法 采样了三明治绕法，此法可以减小漏感。操作方法为先绕原边n l ，再绕副边 n 3 ，最后绕原边n 2 。 2 5 2m o s f e t 的选取 m o s f e t 是开关电源的关键。在低压大电流输出的情况下，m o s f e t 的作用显 得更为重要。它对电路的各项性能都起到决定性的作用。特别是对于电源的效率， 可以说是取决于m o s f e t 的选取和驱动的控制。在论文中，从管子电压应力、导 通阻抗、最大工作电流等方面进行了管子选择。 开关管的最高电压应力为两倍的最高输入电压，即为8 4 v 。但是推挽变换器 由于变压器漏感的存在，在开关管关断的时候有较大的电压尖峰，因此要考虑较 大的电压裕量。 开关管的最大平均电流为。= 1 3 a 。考虑到电路的低压大电流性质，需选择导 通电阻小的m o s f e t ，最终选择了i r 公司的i r f 3 2 0 5 管子。它的额定电流为11 0 a ，额 定电压为5 5 v ，导通电阻为8 m q 。 2 5 3 副边整流二极管的选取 副边电流小，主要是耐压方面的考虑。输出为三个变压器串联后的输出，所 以副边整流二极管承受的最大电压应力为3 芴吃一= 8 1 7 v ，考虑1 5 倍左右的 1 7 裕量，可以选择耐压为1 2 0 0 v 的整流二极管。 d c d c 整流电路还要求二极管有短的反向恢复时间，而由于副边电流小的特 点，对管子导通压降没有太高要求，最终选择了r h r p l 5 1 2 0 型号快恢复二极管， 管子耐压为1 2 0 0 v ，反向恢复时间为5 0 n s 。 2 5 4 滤波电路的设计 ( 1 ) 输入滤波电路的设计 放电变换器的最大输入功率圪= 3 1 1 l = 1 6 6 w ，选择截止频率 f o = 1 ( 2 万4 z c )( 2 - 2 4 ) 取f o = z 1 0 = 4 k h z ，电感电流变化率按1 0 取，虬= o 1 3 5 = 3 5 a ，设计时 取= 4 a 。而电容的电压变换率也按1 0 取，= o 1 4 2 = 0 4 2 v 。而假设电 感、电容为理想的，在一个开关周期内有 三缱2 = c 畦2( 2 2 5 ) 由式( 2 2 4 ) 和( 2 2 5 ) ，解得c = 0 3 8 m f ，l = 4 p h 。实际取e 1 = e 2 = 2 2 0 u f ， 耐压为2 5 v ，l 1 = 5 p h 。 ( 2 ) 输出低通滤波电路的设计 副边绕组的电流小，对电感、电容没有特别要求，设计中e 3 ，e 4 采用了4 0 0 v ， 1 0 0 u f 的电解电容。截止频率取f 1 0 = 4 k h z ，由式( 2 - 2 4 ) 解得l 2 3 2 p h 。 第3 章充电模块的设计 对于充电模块的d c d c 变换器，输入接在直流母线上( 即单相p w m 整流器 的直流侧，电压为3 5 0 v ) ，输出接到单体锂离子电池，充电电流要求3 0 a 4 0 a 之 间，同属低压大电流类型。在本文中，采用了带倍流同步整流的半桥式d c d c 变 换器，它具有以