（电力电子与电力传动专业论文）单周期控制dcdc变换器研究.pdf

a b s t r a c t o n e c y c l ec o n t r o lt e c h n i q u ei sc o n c e i v e dt oc o n t r o lt h ed u t y r a t i odo f t h es w i t c hi nr e a lt i m es u c ht h a ti ne a c hc y c l et h ea v e r a g ev a l u eo ft h e c h o p p e d w a v e f o r ma tt h eo u t p u td i o d eo ft h es w i t c hr e c t i f i e ri s e x a c t l ye q u a lo r p r o p o r t i o n e d t ot h ec o n t r o lr e f e r e n c e i tc a ne l i m i n a t e a u t o m a t i c a l l y i n s t a n t a n e o u se r r o ri ne v e r yo n ec y c l ea n dt h ee r r o rb e l o n g i n gt ot h ef o r m e r c y c l ec a n tb eb r o u g h tt on e x tc y c l e s os u c hc o n t r o lt e c h n i q u eo v e r c o m et h e d e f e c t so ft r a d i t i o n a lp 嘲c o n t r o lw a y sa n dh a v et h em e r i t so fr a p i dr e s p o n s e 、 i n v a r i a b l es w i t c hf r e q u e n c y 、e a s yt or e a l i z a t i o na n ds i m p l ec o n t r o lc i r c u i t a d d i t i o n a l o n e c y c l ec o n t r o lc a na l s oo p t i m i z et h er e s p o n s eo fs y s t e m 、r e d u c e a b e r r a n c ea n dr e s t r a i nt h ed i s t u r b a n c eo fp o w e rs u p p l y t h et h e s i se x p o u n d sa n dc o m p a r e sc o m p r e h e n s i v e l yo nt h em o d e so fv o l t a g e c o n t r o l ， c u r r e n tc o n t r o la n d o n e c y c l e c o n t r 0 1 t h e t h e o r y ， d i s t u r b a n c e r e s i s t a n ta n ds t a b i l i t yo fo n e c y c l ec o n t r o la r ea n a l y z e di n d e t a i l t h i st h e s i sd o e st h et h e o r e t i c a la n a l y s i s ，s i m u l a t i o na n de x p e r i m e n t a l r e s e a r c ho fd c d cc o n v e r t e ro no p e r a t i o np r i n c i p l e ，c o n t r o ls t r a t e g ya n d p a r a m e t e rd e s i g n a n a l y z i n ga n dr e s e a r c h i n gt h et h e o r yo fs t e a d ys t a t ea n d t h ed e s i g no fk e yp a r a m e t e r so fh a l f b r i d g ed c d cc o n v e r t e rb a s e do no n e ”c y c l e c o n t r 0 1 t h i sf e n s i b i i i t yo ft h i ss c h e m ei sv e r i f l e db ys i m u l a t i o n t h ed e s i g na n dp r i n c i p l ee x p e r i m e n to fh a l f - b r i d g ed c i d cc o n v e r t e rb a s e d o no n e - c y c l ec o n t r o li sc a r r i e do u t k e y w o r d s ：o n e c y c l ec o n t r o l ，d c d cc o n v e r t e r ，h a l f b r i d g ed c d c c o n v e r t e r t w o - t r a n s i s t o rf o r w a r dc o n v e r t e r i i 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章绪论 本章论述了d c d c 变换器控制技术的现状、发展与单周期控制技术，介绍了本 文的主要意义与研究内容。 控制电路是变换器的重要组成部分，直接影响到变换器的技术性能。开关变换器 是脉冲式的非线性动态系统。大多数控制方案是首先通过线性化控制方程逼近这个非 线性动态系统然后再采用一个线性反馈技术。这种方法限制了开关非线性系统的功 能。因此，寻求获得开关转换器的大信号非线性控制，通过非线性控制脉冲式非线性 系统比线形控制下的相同系统更加强有力，有更快的动态响应速度和更好的输入扰动 抵抗能力。 单周期控制技术利用了开关转换器的脉冲的和非线性属性并能达到对斩波电压 或电流的平均值的瞬态的控制，这种控制技术提供了很快的动态响应和很好的输入扰 动抵制，开关变量在一个开关周期中精确地跟随控制参考，可获得高带宽，有效地消 除电源纹波干扰，控制方法简单。 1 1 电压型控制技术 电压型单闭环控制原理，如图1 1 所示。将变换器输出电压反馈信号u 。f 与基准 电压信号u ，进行比较，经误差放大器( p i 调节器、p i d 调节器) 后得到误差信号u 。， 将此信号与载波u 。交截，经适当的逻辑变换和驱动电路后控制变换器【l l 。图卜1 ( b ) 中，g l ( s ) 为误差放大器的传递函数，d k l u c 为p w m 信号的占空比，n l 、n 2 为变压 器原、副边绕组匝数，k u f = r l ( r i 十r 2 ) 为输出电压反馈系数。 u ( a )框图 一兰旦塑叁型旦竺里! 壅塾墨里塑 u e k ( t ( 协结构图 ( c ) 原理波形 图l - i 电压型单闭环控制原理 电压型控制技术具有如下特点：( 1 ) 单闭环反馈控制，较易设计和分析；( 2 ) 大 幅值的锯齿波为稳定的调制过程提供了强的抗干扰能力；( 3 ) 低阻抗的功率输出为多 路输出电源提供了较好的交叉调节能力；( 4 ) 当输入电源电压、负载、功率电路元器 件参数变化时，只有等到输出电压变化后，反馈环路才能起到调节输出电压的作用， 动态响应速度慢；( 5 ) 输出滤波器为控制环路增添了两个极点，因而需要降低误差放 大器的主极点低频响应，或在补偿网络中增添一个零点；( 6 ) 环路增益随输入电压变 化，从而使得补偿更加复杂；( 7 ) 为了降低系统的静态误差和功率电路的大时间常数、 控制信号的传递延迟对系统动态响应速度的影响，必须采用高增益、宽频带的运放， 从而导致系统的稳定性变差，即系统的静态性能、快速性与稳定性之间存在矛盾。 2 南京航空航天大学硕士学位论文 电压型反馈控制，其电压误差信号( u r - u o f ) 被线性地调制成占空比信号d ，即 d 2 q ( u r u o f ) ( 1 1 ) 式( 1 1 ) 中，a 为常数。当输入电压u i 或负载变化时，输出电压吣误差信号k 占 空比d 均发生变化，从而输出电压u 0 恢复到稳定值。这一动态调节持续的时间由环 增益带宽决定，一般需要多个开关周期才能达到稳态。 1 2 电流型控制技术 电流型控制技术是一种性能优良的控制技术。电流型控制技术，包括峰，谷值电 流型控制技术和平均值电流型控制技术。 峰谷值电流型控制技术，是检测并将电感电流或功率开关电流作为电流内环的 反馈信号与电压外环的输出信号( 电流给定) 经比较器比较后，去控制功率开关的占 空比，使功率开关的峰值或谷值电流，直接跟随电压反馈回路中误差放大器输出信号 的变化。 峰谷值电流型控制技术具有如下特点：( 1 ) 电流内环是一个高度稳定的自激振 荡系统，对整个系统来说，二阶的输出l c 滤波器降为一阶电容环节，即只有个与 滤波电容有关的比例积分环节和一个与负载有关的一阶或二阶环节，因此，整个系 统具有高度的稳定性：( 2 ) 当输入电压或负载变化导致输出电压变化时，都将引起 电感电流变化率的改变，从而使占空比发生变化，起到了电压前馈控制的作用，电 压反馈外环的瞬态响应速度仅取决于滤波电容和负载性质，具有快速的动态响应； ( 3 ) 由于系统具有高度的稳定性和快速的动态响应，反馈环路的增益可以设计得很 大，从雨使输出电压具有很高的静态精度：( 4 ) 具有内在的对功率开关的电流控制 及限流能力，过载及短路能力强；( 5 ) 并联的各个逆变器共用个电压误差放大器 时，可自动均流；( 6 ) 双环控制增加了电路分析和设计的难度；( 7 ) 占空比大于0 5 时，由于电流上升率不够大，在没有斜坡补偿时，控制环路变得不稳定，抗干扰性 能差，因此需要斜坡补偿；( 8 ) 存在较大的电感电流峰值平均值误差；( 9 ) 变压器 绕组寄生电容和输出整流二极管反向恢复引起的电流尖峰，是严重的的噪声源。 平均值电流型控制技术，它是将电感电流检测电阻上的电压作为电流内环的反馈 信号与电压外环的输出信号( 电流给定) 比较，经电流误差放大器放大后，并在p w m 比较器的输入端与振荡器产生的幅值较大的锯齿波进行比较，去控制功率开关的占空 比。这种控制技术将高增益的积分电流误差放大器( c a ) 引入电流环，从而有效地克服 了峰谷值电流型控制技术( 电流环增益低) 的缺陷。 平均值电流型控制技术具有峰谷值电流型控制技术的许多优点，但也有其独自 的特点：( 1 ) 平均电流可以精确地跟踪电流给定，这在高功率因数前置调节器中尤为 重要，即使采用了较小的电感，其t h d 也小于3 ，即使在电流减小到进入断续模式 时，平均值电流控制依然能很好地起作用，而电压控制外环不受模式变化的影响；( 2 ) 不需斜坡补偿，但是为了使系统稳定，开关频率处的环路增益要受到限制：( 3 ) 噪音 单周期控制d c d c 变换器研究 免疫力强，当时钟脉冲使功率管开通时，振荡器斜坡立即变为最低电平，其电压值远 离p w m 比较器输入端的电流误差值；( 4 ) 可检测、控制变换器任意支路的电流，因而 可以用来精确地控制b u c k 、b u c k b o o s t 变换器的输入电流和b o o s t 、b u c k b o o s t 变 换器的输出电流；( 5 ) 动态响应速度、控制的简洁程度和应用广泛程度不及峰谷值 电流型控制技术。 电流型反馈控制利用了变换器的脉冲和非线性特点，开关电流经检测后，与控制 基准相比较。恒频的时钟脉冲信号使晶体管开通。当开关电流达到控制基准时，比较 器改变状态，关断晶体管。其占空比d 由包含了一些非线性状态反馈的关系式所决定， 对于b u c k 型变换器，有 i l f + ( u i u o ) d t s ( 2 l f ) = i r( 1 - 2 ) 式( 1 - 2 ) 中，i ，、i l f 分别为电流基准、电感l f 的电流反馈信号。当输入电压突增时， 电流斜率立即增大、占空比由d 减小为d 。十l ，有 d 。+ i d 。一= ! 一( d 。一d 。一1 ) “。 ( 1 3 ) 【d ( u u i o - 5 ) f 1 4 1 u u l 图l 一2电流型控制原理 当u 。u ， o 5 时，暂态过程不收敛，但可采用斜坡补偿使系统稳定。如果选 择的斜坡补偿完全等于开关电流的下降斜率s f ，该系统就能完全抑制输入电压扰动。 b u c k 交换器的开关电流的下降斜率由输出电压和输出滤波电感l f 决定： s f = u 。l f ( 1 5 ) 当输出电压改变时，斜坡补偿会相应地改变；因此，只有工作在恒定输出电压下 的b u c k 变换器才满足这个条件。对不同于b u c k 变换器的其他变换器，开关电流的 南京航空航天大学硕士学位论文 下降斜率可能是输入电压、储能电容的电压和或输出电压的函数。因此，人为的斜 坡补偿不能再与开关电流的下降斜率相匹，所以，电流型控制方式不能完全抵制输入 电压扰动。 1 3 单周期控制技术 单周控制技术是九十年代初发展起来的一种非线性大信号p w m 控制理论，也是 一种模拟p w m 控制技术。它通过控制开关的占空比，使每个开关周期中开关变量的 平均值严格等于或正比于控制参考量 5 1 。控制器主要包括积分器、复位开关s ，、比较 器和r s 触发器。当时钟脉冲到来时，r s 触发器置位( q 端为1 ) ，控制主开关s 导 通，复位开关s ，关断。在这个状态中，开关变量u d 等于电源电压u 。，积分器积分， 直到积分输出u m 等于控制参考u 南比较器输出复位r s 触发器( q 端为“0 ”，q 为 “1 ”) 控制主开关s 关断，复位开关s ，导通。由于二极管导通，开关变量u d 为零， 直到下一个时钟脉冲到来。 u i u 。扫口咀t 仁二正：五： 图1 3 单周期控制原理 控制方程为 u 。州= f u d ( t ) d t = 亡r “u 。d t = k u 。 ( 1 _ 6 ) 式中t s 为开关周期，u 。是u d 在个开关周期中的平均值，k = r r c i n t s 是放大倍 数。 单周控制是开关变量在一个开关周期中精确地跟随控制参考，这就保证了获得高 带宽：单周控制有效得消除电源纹波干扰且在同一级电路中处理信号和功率，控制方 法简单；单周控制自动得更正功率开关的暂态误差，因此不需要开关元件的精确配对， 能得到很高的线性度。 一兰堡塑笙型里! 里! 壅垫矍堑壅 1 4 本文主要意义和研究内容 1 4 1 本文主要意义 本文主要研究单周期控制技术及其在d c d c 变换器中的应用，丰富了变换器控 制技术的内容。 单周期控制技术是开关变量在一个开关周期中精确地跟随控制基准，提供了很快 的动态响应和很好的输入扰动抵制，在个开关周期内有效地消除电源纹波干扰和开 关误差，控制方法简单、可靠。仿真及原理试验结果表明了单周期控制d c d c 变换 器的优越性，此控制方式还可推广应用到d c a c 逆变器中。 1 4 2 本文主要内容 本文研究了单周期控制技术的原理，分析了单周期控制半桥式d c d c 变换器的 控制原理和关键参数设计，给出了仿真和原理试验结果；同时仿真分析了单周期控制 双管正激式d c d c 变换器，并给出了单周期控制正反激组合式双向功率流高频环节 d c a c 逆变电路的仿真结果。本文主要内容如下： 第一章绪论，论述了d c d c 变换器控制技术的现状与发展 第二章分析研究了单周期控制技术一一单周期控制技术的原理、抗扰动能力和 稳定性。 第三章分析了单周期控制d c d c 变换器的稳态工作原理，给出了单周期控制半 桥式d c d c 变换器、单周期控制双管正激式直流变换器型高频环节d c a c 逆变器、 单周期控制正反激组合式双向功率流高频环节d c a c 逆变电路的p s p i c e 仿真分析 实例波形。 第四章介绍了2 7 0 v + 1 0 d c 1 9 0 v d c 单周期控制半桥式d c d c 变换器的电路 构成和功率电路关键参数设计，给出了原理试验结果，分析了相关的实验波形。 第五章对本文主要工作进行了总结，提出了进一步工作的设想。 南京航空航天大学硕士学位论文 第二章单周期控制技术 本章分析研究了单周期控制技术的原理、抗扰动能力和稳定性。 2 1 引言 开关变换器是脉冲式的非线性动态系统，大多数控制方案是首先通过线性化控制 方程逼近这个非线性动态系统然后再采用一个线性反馈技术。这种方法限制了开关非 线性系统的功能。 在脉冲式非线性控制下的脉冲式非线形系统应当比在线性控制下的相同系统更 加强有力，有更快的动态响应和更好的输入扰动抵抗能力。单周期控制技术是一种大 信号非线形控制技术，这项技术利用了开关转换器的脉冲的和非线性属性并能达到对 斩波电压或电流的平均值的瞬态的控制。这项技术提供了很快的动态响应速度并且能 够有效地抵制输入电压扰动。 2 2 单周期控制理论 设开关s 以定开关频率f s = l ，】的开关函数k ( t ) 2 1 2 作，即 m 、f 1 ( 叭“t 。w ( 2 1 ) k f t l = 7 、。1 0 ( ton i 1 4 0 u 斗r 日6 m s 日8 m 1 日n s 1 2 n s u e ( b ) 抗输入电压扰动能力仿真展开图 图2 5 抗输入电压仿真波形及其展开图 2 3 2 抗负载扰动能力 抗负载扰动分析电路，如图2 - 6 所示。图中，u o 是电容c 的初始电压，i o 是电 感l f 的初始电流，u ( s ) 是直流电压 u i 2 ( a ) 负载扰动简化电路( b ) 负载扰动等效电路 图2 - - 6 抗负载扰动分析电路图 当电路运行到稳定状态时，u ( s ) = u 。s ，输出电压可以表示为 r ( 2 1 0 ) 蒜 单周期控制d c d c 变换器研究 a u ( s ) ：望业二旦! ! ! u ou o a s 2 + b s + 1 ( 2 一“) 式( 2 一1 1 ) 中，a = l f c f ，b = 詈，c = l f 等，r = r i i i r 2 j l i j l l 在控制基准值和输入电压不变的前提下，负载被干扰，因为干扰电流信号通过输 入阻抗产生了一个电压干扰信号，这个干扰信号与输入电压干扰是相等的。忽略输入 阻抗，从式( 2 - - 1 1 ) 可以得出，当滤波电容比较大时，单周期控制方式更好地减小 了输出电压纹波，使电压波动非常小，对负载干扰有比较好的抵制；但是大容量的电 容和电感将使系统动态响应变慢，而且，这样的系统可能会对输入电压干扰响应产生 振荡。然而小容量电容尽管可以提高动态响应速度，但是会降低输出电压波形质量， 使u u 。交大。要达到一个平衡相对比较难。单周期型控制技术通过保持二极管电 压的平均值不变来抵制负载干扰，然而，由于输出滤波器存在动态性，输出电压还是 会被干扰。 单周期控制抗负载扰动仿真实例：输入电压2 7 0 v , 负载电阻从2 5q 变到1 5 q ，开 关频率f 。- - - - 5 0 k h z ，在仿真图( 2 - - 7 a ) 中c = 4 3 u f ，l = 2 3 m h ，在仿真图( 2 - t b ) 中 c = 2 5 u f ，l = o 9 6 f r i h ，由仿真图( 2 7 ) 绘出u u o 的变化图( 2 - 8 ) 、( 2 9 ) 。 b v 1 日u 1 日u z 明 s e l 8 f i l l i a tv r e f 一一一一1 t i e ( a ) l e c f 取值较大时抗负载干扰仿真 南京航空航天大学硕士学位论文 z b 9 ut 一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一 1 日u 。一二一 一i 日u 1 8 rt 一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一 j、二1t_i 一 ： 3 2 g a 4 ：，- - 一一一一一一一，。一一一一一一一一一一一一一一一一一一：一一一一j 一一一一一一一一一一一一一一一一一一一 - r 一一一一一一一一一一r 一一一一l b s8 4 m s i l b b m s1 。z m s 1 5 m s2 8 m s t i m e ( b ) l f 取值较小时抗负载干扰仿真 1 s b ut 1 b u 1 日u 1 8 a s e l b a 一：_ _ 一 t i m e ( c ) l f c f 值较大时抗负载干扰仿真展开图 单周期控制d c d c 变换器研究 r 1 。， 1 8 b u 1 一7 一1 一7 一 一1 日u 1 i r l t i r r e f 1 8 r 一一j 一一一一一一一一 t i m e ( d ) l f c f 值较小时抗负载干扰仿真展开图 图2 7 抗负载干扰仿真分析展开图 a u ( t ) ： 1 0 5 m s ，1 8 8 u； 1 0 0 。1 0 3 m s 2 m s 图2 - 8l = 0 9 6 m h ，c = 2 5 u f , r o 在l m s 时由2 5q 变为1 5q 时的a u u o 的变化图 1 5 蛐一一一一一一一一一一一一一一一 图2 9l = i 5 m h ，c = 1 7 5 u f , r o 在3 m s 时由2 5 q 变为1 5 q 时的a u u o 的变化图 】4 南京航空航天大学硕士学位论文 从两个l i c f 取值不同的仿真分析图以及a u u o 变化图中可以看出：当滤波电 感、电容比较大时，单周期控制方式更好地减小了输出电压纹波，使电压波动非常小， 对负载干扰有比较好的抵制，但是大容量的电容和电感将使系统动态响应变慢；小容 量的电感、电容尽管可以提高动态响应速度，但是会降低输出电压波形质量，使 a u u o 变大 2 3 3 跟随控制基准能力 当输入电压和控制基准值同时改变时，例如：输入电压突增，控制基准值按正弦 规律变化。当输入电压振幅增大，积分斜率会变得更陡。但是不管积分斜率怎样变化， 每一个周期内，积分值将始终跟随正弦控制基准值。因此，仅通过二极管电压的平均 值并不能深入了解单周期控制对输入电压干扰的抵制，它反映了一整个周期内对控制 基准值的跟随情况。如图2 1 0 所示。 0 t t 图2 1 0 在跟随变化的控制基准同时抵制输入电压干扰原理 单周期控制跟随控制基准仿真实例：以双管正激变换器为例，输入电压从2 4 3 v 到2 7 0 v 再到2 9 7 v , 开关频率f s = 5 0 k h z ，滤波电感l f = 0 9 5 m h ，滤波电容c f = 2 5 u f ， 负载电阻值r l = 1 3 2 2 5q ，控制基准电压为正弦半波a r e f _ 1 5 s m l 0 5 t ( v ) 。 从仿真波形中可以看出，当输入电压振幅增大，积分斜率会变得更陡。但是不管 积分斜率怎样变化，每一个周期内，积分值将始终跟随正弦控制基准值。 单周期控制d c d c 变换器研究 u 1 “u r f z 8 0 u 一、- - r - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - r - - - - - ， 。；_ | ib u + 7 二一一一一一一- r 一一一：e 一一一一一一一一一 s e l ) 一z 日r ( a ) 控制基准为正弦半波且存在输入电压扰动时仿真波形 t 一一一一。一一一一一一。一一一一一一：一一一一一一f 1 1 嘲 ；刚州州州州州啊”7 ”什什州州j 坩删 ：i 掬8 ”奄一一一一一一一 z b u - z 臼u z b b u ：i：l：i；：=：=：j：j；：j；三 z b 日_ 一1 j 矿p 铲铲妒铲寸铲铲寸中铲岭 扣 ：pp ： _ 卜 卜 卜，、，、 卜小小小 ，、j v 3 m ；一 日b m s1 b m s 1 z m s1 唾l l l s 1 翮s ( b ) 控制基准为正弦半波且存在输入电压扰动时仿真展开波形 图2 1 1 输入电压干扰仿真波形 2 4 单周期控制技术的稳定性分析 以c u k 变换器为例，研究单周期控制c u k 变换器系统的稳定性。 南京航空航天大学硕士学位论文 图2 1 2 为单周期型控制的c u k 变换器。时钟触发r s 多谐振荡器以不变的频 率开关晶体管，二极管电压被积分，并且同控制基准值电压u r e f 进行比较。当二极管 电压的积分值达到控制基准值u 。f 时，比较器就转换它的状态，复位r s 多谐振荡器， 关断晶体管，积分器复位。 l i i 图2 1 2 单周期控制的c u k 变换器 利用单周期型控制技术，c u k 变换器二极管电压的平均值完全等于控制基准值。 因此，系统的动态性被二极管电压隔离，输出电压不被输入滤波器的动态性或输入电 压干扰影响。从控制电压采样处将整个系统分割为两个亚回路。输出回路不包含任何 开关分支变量，它是一个稳定的二阶线性系统，而输入回路是一个二阶非线性系统。 输入回路的状态矢量空间的方程式为 i l 1 二 = u 一r l i l 。一( 1 一d ) u c ， ( 2 一1 2 ) q u c i - g “- = ( 1 - d ) i l - d i l 2 d ：鳖 u ( 2 1 3 ) ( 2 一1 4 ) 实际上，占空比有一个限制条件：d 。d d 一。当u c ，尝生时，系统工作 一m “ 在最大占空比d 。a x 状态，即d = d 。，因此状态空间矢量方程变为线性方程：当 单周期控制d c d c 变换器研究 u 。导生时，系统工作在最小占空比d 。j 。状态，即即d = d 。j n ，因此系统的状态空间 u m 矢量方程也是线性方程。 ， 如果最大占空比被人为限制，如d ( 其中u l f n 为临界稳定点的电压值) 。 u l i n 不稳定点就可避免，系统可达到全面稳定。 在一个线性反馈系统中，若要对状态变量的暂态过程进行良好的控制，需要一个 非常大的环增益。然而，几乎所有的物理系统都有限定的带宽范围，当回路增益高于 一定值时，回路就变得不稳定了。因此，在一个线性反馈控制系统里不可能达到对暂 态过程的良好控制。 然而，对暂态过程的控制在单周期控制交换器中是可行的。对一个单周期控制的 c u k 变换器，二极管电压的平均值对控制参数有一个暂态响应。 t f t t t 。一l 卜t 0 f r 图2 1 3 利用脉冲和非线性属性 单周期控制瞬时控制二极管电压的平均值。事实上，通过二极管的电压是一个有 限的暂态现象，单周期控制利用开关变换器的脉冲的和非线性的属性，调节二极管上 电压的平均值。例如，当控制基准值增大，通过输入电容的电压就会发生波动。单周 期控制开关的输入信号是电容电压u 。，输出信号是二极管上的电压u d ，u 。有一条等 于电容电压u ，的包络线。在每一个周期内，积分值实时地同控制基准值比较。因此， 占空比被精确调节，以至使二极管电压的平均值完全等于控制基准值。二极管电压的 真f 的暂态现象没有被瞬态控制。如图2 1 3 所示。 1 s 南京航空航天大学硕士学位论文 2 5 结论 本章详细阐述了单周期控制技术的原理，通过仿真和理论分析说明了单周期控制 技术的抗干扰能力强、响应速度快的优点。 皇旦塑塑型里! 璺! 壅垫墨里壅 第三章单周期控制d c d c 变换器仿真分析 本章分析了单周期控制半桥式d c d c 变换器、单周期控制双管正激式直流变换器 型高频环节d c a c 逆变器、单周期控制正反激组合式双向功率流高频环节d c a c 逆变 器的原理，并给出了p s p i c e 仿真波形。 3 1 单周期控制半桥d c d c 变换器 3 1 1 半桥d c d c 变换器工作原理 半桥d c d c 变换器拓扑及其原理波形，如图3 1 所示。由分压电容c i 、c 2 ， 主开关管s 1 、s 2 ，高频隔离变压器，桥式整流电路及输出滤波器等部分组成。 l 一- l f 五f - il o ： 琵1 割 专 孓 z j c 脚【d 4 = 【 。 u 2u d 皤= _ j【脚 j l 、 c d 2 三u i z q 申、 s s u u 1 l ( a ) 半桥式d c d c 变换器 ( b ) 原理波形 图3 1 半桥d c d c 变换器拓扑及其原理波形 t t 南京航空航天大学硕士学位论文 开关管s 1 、s 2 的驱动电路是输出相差1 8 0 。的矩形脉冲，交替驱动s l 、s 2 导通。 当s l 导通，s 2 截止，此时变压器初级“一为正，变压器副边输出正电压为 u ：= 导- 雨n 2 ，整流管。l 、。2 导通。这时，电容c l 将通过s l 和变压器t 放电，同 时c z 由直流输入电压源经s i 、t 充电；当s 2 导通，s l 截止，c 2 放电，c 1 充电，变 压器初级“一为负，变压器副边绕组输出负电压“：一了u 1 可n 2 ，整流管d 3 、d 4 导 通。交替驱动s l 、s 2 ，在变压器初级绕组上得到交变的方波信号，变压器副边经过整 流及滤波得到直流输出电压。 定义：d = t o n t s ( t o n 为s 1 、s 2 的导通时间，t s 为开关周期) ( 3 - - 1 ) 则输出电压平均值为： 虬专h 席巧鲁 式( 3 - - 2 ) 中，u ，为半桥电路的直流输入电压 分别为变压器原、副边匝数。 ( 3 2 ) u 2 为变压器副边绕组电压，n l 、n 2 3 1 2 单周期控制半桥d c d c 变换器的稳态原理 单周期控制半桥d c d c 变换器及其原理波形，如图3 2 所示。当时钟信号u d 到来时，d 触发器置位，d 触发器q 端输出的信号再同时钟信号u 。相与得到信号一 u f ，u f 经过反向器得到的信号u f 用来复位积分器，同时，时钟信号u 。经过二分频 电路，输出两路高低电平相反的信号u 。l 、u 。2 ，这两路信号分别与u f 相与后得到 u g ；1 、u g s 2 ，u g 。1 、u g s 2 经过各自的隔离驱动电路用来驱动功率管s 1 、s 2 。当功率开 关s 2 开通、s 1 关断，变压器原边上的电压等于一u 。2 ，积分器的输出反响后的信号一 u m 线性增大，当一u i 。= u 。f 时，d 触发器复位，u f 为高电平，积分器复位，- - u i 。t 开始线性下降，迎接下一个时钟信号：下一个时钟信号u 。到来时，s l 开通、s 2 关断， 变压器原边电压等于u ，2 ，积分器的输出反响后的信号一u 。又开始线性增大，当一 u - n t = u r c f 时，d 触发器复位，u f 为高电平，积分器复位，一u 。又开始线性下降，迎 接下一个时钟信号。 单周期控制d c d c 变换器研究 ( a ) 控制系统 f g _ 2 卜 、h ( b ) 原理波形 图3 2 单周期控制半桥式变换器及其原理波形 o ， 2 f i n m 叶 刚 州 州 州 彬 嘶 南京航空航天大学硕士学位论文 稳态时，“_ t 3 = t 2 t 1 。t t 3 区间内变压器副边整流输出电压采样的积分值即为u 廿 当t = t 3 时，u i 。= u 耐，忽略电感电阻，由第二章中的分析知：输出电压满足等式( 2 - - 7 ) ， 并推倒出基准电压与输入电压之间的关系式( 2 - - 9 ) ： u 耐= 一k r u 。d t k r u d t = 一k t s d u - ( k = r 眠r 2 + r r l 2 r 3 r 3 i 丽 当u 。f 是交流大信号时，就不存在直流稳态，t 2 - q ：t 4 一t 3 。然而，通常情况u r e f 的 频率远低于开关频率，则t 2 ，t 1 一t 4 一t 3 。因此，可将单周期控制技术推广到单极性、双 极性逆变器中。 3 2 单周期控制d c d c 变换器仿真分析 3 2 。l 单周期控制半桥式d c d c 变换器仿真分析 仿真实例：半桥式电路拓扑，单周期控制策略，额定功率为1 0 0 0 w ，输入电压2 7 0 v 1 0 d c ，输出电压1 9 0 v d c ，开关频率f s - 一5 0 k h z ，变压器n 1 ，n 2 = 2 4 1 m h j 7 1 0 m h ， 变压器耦合系数为0 9 9 9 9 9 9 ，输出滤波电容c f = 2 5 u f ，输出滤波电感l f 2 0 2 6 m h ， 额定电阻负载r l = 3 6 1q 。 l f i - 2 c 。墅 r ， 卧 i d ii d 4 i 圳 c f = 一 l - 1t 8 u u e o m p o s 8 。5 m s u s r 4 8 8 u 1 b m s i 5 m sz 。8 m s z 5 m s3 8 m s t i m e 一4 8 8 ul 、。一一r 、一一r “0 4 蜘v ? 一即 4 8 n 一4 8 f l + 蕊7 叫 8 掮i i rl 1 ( a )阻性满载仿真波形 一帅哺删一删一脚皿一舯删一删一删删 蜊驯 一酬舢姗驯岫灿一删 一舯嘲掣 一一枷脚一啪m 删一啪剩| | 一雌 一酬删一姗脚一晌 一删脚 删一圳哪脚一渊一蚰删一m 删 一峨哪删一籼舢 南京航空航天大学硕士学位论文 5 g u 9 u 5 日u b u 5 b u s e l b u 0 了i i 1 0 i 0 0 卫0 【 0 0 i 正0 0 i 工 0 9 l i 0 0 i 0 1 i u g s l 1 口 0 卫8 衄0 i 0 0 【 0 0 i i 0 0 0 疆0 1 i i 0 8 i i 0 1 u g = 2 习【阅阳1 【0 l 阳i i l j 【哦阅l i 阳田1 l 【0 】l 【珊田i 1 1 【础蕊幽l b b m s0 b m s u ! r 1 8 m s1 2 m s 1 4 l i s t i m e 一4 8 8 u1 r 1 一一1 一r 一r 。 u 【l f 】 自戮w ， 上z 二= 二= 二二= = = = 二j 厂一孓：二：= ：= ：= = ：= ：j 一4 日日r 一r _ 1 r 一r 。 i 【l f i 艄i i 。j 一一i i 嗽。z = 二二= 二：二= = 9 3 i 阻l 】 8 2 m s日4 m s 日，b m s9 8 m s 1 b m s t i m b ( b ) 阻性满载仿真展开波形 单周期控制d c d c 变换器研究 5b u 日u 5 日u u g s 2 4 8 8 u 一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一- 一一一一一一一一一一- 一一一一一一一一一一一一一一- 一一一一一一一一一一一一一一一一一一一， - 8 01 二= = 二= 二二= 二二= 二二 4 8 8 + - r 一一一r 1 _ - 1 一一1 。 口i t i 5 h u 8 u 5 8 u t i m e ( c ) 空载仿真波形 珊0 8 i 4 8 1 0 0 i | 1 0 0 i 0 i | 1 0 0 i | 0 8 碾皿0 0 i 4 8 0 0 1 9 1 0 1 0 i 4 9 【0 0 i 4 1 1 0 0 i 1 1 1 0 0 i 口1 0 8 1 1 【0 0 】 4 9 【0 0 4 i | 0 0 i 9 u g s 2 4 的u ，一一 ! 。= 二= 二= 二三= 二二j = u o 如“i 7 ：二：二：二：二：二二：j 一4 8 8 一t 一1 口i l 】 1 8 u s e l ) 一伯u t i m e ( d ) 空载仿真波形展开 图3 - - 4 单周期控制半桥式d c d c 变换器仿真波形 南京航空航天太学硕士学位论文 从仿真结果可知，带阻性负载且满载时输出电压波形质量比较好，满足d c d c 变换器的要求；空载或轻载时，电容电压没有放电回路或放电时间常数很大，保持为 输出电压幅值，电感电流逐渐趋于零。 3 2 2 单周期控制双管正激式直流变换器型高频环节逆变器仿真分析 仿真实例：双管正激式电路拓扑【l o l ，采用单周期控制策略，额定容量s = 1 0 0 0 v a 输入电压2 7 0 v 1 0 d c ，输出电压1 1 5 v 4 0 0 h z a c ，负载功率因数c o s 西，= - - 0 7 5 + o 7 5 ，开关频率f 。= 5 0 k h z ，正激变压器n l n 2 = 2 4 1 m h 4 3 l m h ，变压器耦合系数 为0 9 9 9 9 9 9 ，输出滤波电容c f _ 2 5 u f 。额定电阻负载r t = 1 3 2 2 5q ，r l 串联感性负 载r l = 9 9 2q ，l 严3 4 8 m h ，r c 串联容性负载r l = 9 9 2q ，c l = 4 5 u f 。 s 弋 一 一 卜， 一 - - 一 y i l f 弋2 一- -s d lzs f ! 臣 d 3 删l n 2 陇 一 臻 t l d 4 g 二 剖兰卜 一 、 ( a ) 电路拓扑 ( b ) 控制原理图 图3 5 双管正激直流变换器型高频环节逆变器拓扑与控制方案 单周期控制d c d c 变换器研究 工作原理：该电路由输出低频正弦半波的高频隔离d c d c 变换器和低频逆变桥 级联而成。前级高频隔离d c d c 变换器采用双管正激变换器电路，通过单周期控制 方式进行控制，让直流变换器的输出跟踪一个低频正弦的绝对值电压波，以使直流变 换器的输出得到一个低频正弦半波。 单周期控制双管正激直流变换器型高频环节逆变器仿真波形如下： 5 b u 5 o u + 一一r - r - r - _ 。r 一 u ：s l ，ue s 2 i 删删幽黜0 咖8 蛐嘶叫嘲8 4 蛐岫4 删刨删籼8 删蛐础岫酬删煳岫嘲i 2 0 ：j 丕二z 薹! 荟荟 二e 薹二；三主i 三 u o z 8 8 一一 一一 l 趔竺洲慨。趔慨毋