（电力电子与电力传动专业论文）中功率三电平dcdc变流器拓扑的研究.pdf

浙江大学硕士学位论文 a b s t r a c t i nt h i st h e s i s ，t h r e e - l e v e ld c d cc o n v e r t e rt o p o l o g i e su s e di nm i d d l ep o w e r l e v e lw e r er e v i e w e da n da n a l y z e d b a s e do nt h et h e o r e t i c a la n a l y s i s , s e v e r a l t h r e e - l e v e ld c d cc o n v e r t e rt o p o l o g i e sw i t ha t t r t i v ec h a r a c t e r sw e r ec h o s e na s c a n d i d a t et o p o l o g i e sf o rt h es t a n d a r d i z e dt o p o l o g i e s t h e n4r e p r e s e n t a t i v et h r e e - l e v e ld c d cc o n v e r t e rt o p o l o g i e sw i t hd i f f e r e n t s o r - s w i t c h i n gt e c h n i q u e sw e r ec h o s e nf r o mt h ec a n d i d a t et o p o l o g i e sf o rs t a n d a r d i z e d t o p o l o g i e s t h ed e s i g nc o n s i d e r a t i o n ，p r o t o t y p ee x e c u t i o na n de x p e r i m e n t a lr e s u l t s w e r ep r e s e n t e d b a s e do nt h ee x p e r i m e n t a lr e s u l t s , 4t h r e e - l e v e ld c d cc o n v e r t e r t o p o l o g i e sw e r ee x a m i n e d f l i r t h e rr e s e a r c hw o r ki sa l s od i s c u s s e d k e y w o r d s ：p o w e re l e c t r o n i c s ，t h r e el e v e l ，s t a n d a r d i z e dt o p o l o g i e s 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 随着电力电子应用技术的发展，功率器件发展不断成熟，要求电力转换装置 的体积更加小，重量更加轻，转换效率更加高。为达到上述要求，开关模式的d c d c 变流器技术从传统的p w m 变流器发展到了各种谐振式变流器和多种软开关式变流 器。其中，软开关技术被认为是克服传统啪变流器缺陷的最有效的方式1 1 】【5 1 。 为进一步解决高输入电压情况下d c d c 变流器开关上的高电压应力问题，并尽量 降低电路的复杂性和成本，一种新型的三电平结构被提出并得到了发展。 本章将首先对三电平d c d c 变流器做个较为全面的阐述，主要包括三电平 d c d c 变流器的发展背景、结构的简要介绍及优点、研究现状等。最后还将提出 本文的主要研究内容及意义。 第一节三电平d c d c 变流器的发展背景 在中功率的应用场合，d c d c 变流器通常被做成了全桥拓扑结构，如图卜1 所示。这样的变流器可以在移相控制下，通过软开关技术而达到变流器的高功率 密度和高效率。 v s 1 l f i ls 1l s ，：l li i l r r 俐ki 一 fht 2 x 、 t 5 ，一， 图卜1 传统的基于移相控制下的z v s 全桥d c d c 变流器 然而，尽管在软开关方面进行了改进，这样的拓扑在用于高电压情况下还具 有缺点，即在全桥d c d c 变流器中的每个开关管都承受了整个总线电压。在这样 的电压范围内，可以使用较高的m o s f e t 器件，但这样就会使d c d c 变流器的通 态损耗增大。或者也可以使用i g b t 器件，然而，这就会使开关频率和相应的变流 器的功率密度都有所下降。 为了进一步解决高压应用场合下d c d c 变流器的开关上的高电压应力问题， 并尽量降低电路的复杂性和成本，提出了多电平结构嘲。其中，应用的最多的为 三电平结构，即用两只开关管串联代替一只开关管以降低电压应力，并引入一只 箝位二极管和筘位电压源( 它被均分为两个相等的电压源) 确保两只开关管电压 应力均衡。图1 _ 2 就显示了一个常见的三电平d c d c 变流器的拓扑 浙江大学硕士学位论文 v 图l _ 2 三电平d c d c 变流器 第二节三电平拓扑的简要介绍及优点 上面提到了三电平结构的主要设计思路，即用两只开关管串联代替一只开关 管以降低电压应力，并引入只箝位二极管和箱位电压源( 它被均分为两个相等 的电压源) 确保两只开关管电压应力均衡。图卜3 中，介绍了两个最基本的三电 平开关单元。根据文献【6 l 中所提出的多电平结构，利用这两种开关单元的组合， 就可以得到如图l - 4 所示的几种三电平结构应用这些三电平拓扑就可以得到 目前被广泛使用的三电平d c d c 电路结构，如图卜5 所示。对于纯二极管筘位的 霸喜列 铆 岫釉a _ b 山 图l - 3 三电平开关单元 变流器拓扑的优选结构。 三电平拓扑而言，很容易产生输入 。 电压分配不均的问题嘲；而纯电容 以 。 箝位的三电平拓扑，其电容在续流 珐 期间会承受较高的纹波电流。因此， 相对面言。尽管电容加二极管的籀 位拓扑的结构要复杂一些，但其性 能最好，因而可以作为三电平d c d c 路难辔碚 釉电軎加。，摄聱鞭谴 t c ) + ：撮管糟位d 电軎摧辑 图卜4 三电平的拓扑结构 2 浙江大学硕士学位论文 ( 8 ) 纯二极管箝位哪i 蛳( b ) 纯电容籍位嘲( c ) 电容加二极管箝位l i 图i - 5 三种基本三电平d c d c 变流器拓扑 如上述分析，三电平结构将电路中功率开关管上的电压降到了输入电压的 1 2 ，从而使得电气性能较好的低压m o s f e t 变得可用，进一步提高了变流器的效 率。为进一步直观的说明问题，图l 一6 引用了一个两电平全桥d c d c 变流器和三 电平d c d c 变流器的效率比较曲线图i 射，从图中，我们就可以清楚的看到，采用 了三电平结构的软开关d c n c 变流器由于其在开关器件选择方面的优势而效率要 明显高于另外两种变流器。 - _ i - - ，” 。，”1 ， ”二 - _ ”叮 ，j 誊 t h 和尊嚣- l e v o lc o n y a r t e r f u l l b r i d g 蕾4 巴o n v ；r - m o g f 芝t 。一f u l l b r i d 神c o n v o r t o r i g 8 r o u t p u tc u r r e n t 。) 图1 咱三电平和两电平全桥型d c d c 转换器的理论效率比较( 8 0 0 v ) 第三节三电平d c d c 变流器的研究现状 这里我们主要对三电平d c d c 变流器进行一个分类，如图i - 7 所示。 浙江大学硕士学位论文 三电平d c d c 变流器 按开关方式 按开关原理 p 则硬开关 z v s 移相 z v z c s 移相 z c t 谐振型 p 硼, f 型 图1 - 7 三电平t ) c i d c 变流器的大致分类 表i - 1 种列出了目前几种常见的三电平d c d c 变流器，具体我们将在后 面进行详细分析和介绍。 表卜1 常见的三电平d c d c 变流器拓扑 _ 毋 k 一气一 1 _ 呻b 1 -鼍招 a ) 副边采用饱和电感的z v s 三电平拓扑 ( b ) 副边采用磁开关的z v 8 三电平拓扑 母船 ：=一 、 一 v - =：2 鼍扭鼍扭 ( c ) 采用无源辅助网络的z v s 三电平拓扑采用有源辅助网络的z v s 三电平拓扑 4 厂，l rl 浙江大学硕士学位论文 = 一 ： 一 -d a j v -v - n 口 j = ( e ) 原边串二极管的三电平z v z c s 拓扑副边采用辅助同络的三电平z 、r z c s 拓扑 - 留 睁圆 ： 一 = 刍扭 ( g ) 三电平l l c 谐振变流器( i d 三电平z c t 拓扑 第四节本论文主要研究内容及意义 本论文研究的主要范围包括对中功率三电平d c d c 变流器拓扑的分类、 分析、比较以及拓扑优选。 本文将通过理论分析和实验验证等对常见的中功率三电平d c d c 变流器拓 扑进行比较和筛选，并对筛选出的拓扑进行实验比较以进行进一步的优选，为后 期确立中功率三电平d c d c 电力电子标准模块的最终拓扑打好基础。 塑坚奎兰堡主堂壁笙塞 参考文献 【l 】gh u a , , s o i l - s w i t c h i n gt e c h n i q u e sf o rp u l s e - w i d t h - m o d u l a t e dc o n v e r t e r s i n ：p i t ，dt h e s i s , v p e c ，v i r g i n i at e c h ，a p r i l1 9 9 4 1 2 c ，l a n n e l lo ，s l u o ，1 b a t a r s e h , s u m d y - m t ea n a l y s i so ff u l l - b r i d g e7 r o - e u r r e n ts w i t c h i n g e o n v e r l e r ，i n ：e l e c t r o n i c sl e t t e r s ，2 2 叫j u n e2 0 0 0 ，v 0 1 3 6 ，n o 1 3 ：1 0 9 8 1 0 9 9 【3 】dm s a b l e ，f c l e e ，t h eo p e r a t i o n o faf u n - b r i d g ez e r o - v o l t a g e 。s w i t c h e x lp w m c o n v e f t e r , i n ：v p e cs e m i n a r , 1 9 8 9 ：9 2 - 9 7 【4 】j a s a b a t c ，vv l a t k o v i c ，i l b r i d l e y , f c ，l e e ，bhc h o ，d e s i g nc o n s i d e r a t i o n s f o r h i g h - v o l t a g eh i g h - p o w e rf u l l - b r i d g ez e r o - v o l t a g e - s w i t c h e d p w mc o n v e r t e r , i n ： p r o c e e d i n g so f l e e e - a p e c ，1 9 9 0 ：2 7 5 2 8 4 1 5 j u n ggc h o ，j uwb a e k ，c h a n gyj e o n g ，d u n gwy o o ，h o n gs l e e ，g e u nhr i m ， n o v e lz e r o - v o l t a g ea n dz e r o - c u r r e n t - s w i t c h i n g ( z v z c s ) f u l lb r i d g ep w mc o n v e r t e ru s i n ga s t m p l ea u x i l i a r yc i r c m t ，i n ：p r o c e e d i n g so f l e e e - a p e c ，1 9 9 8 ，v o l2 ：8 3 4 - 8 3 9 【6 】j i n s h e n gl a i ，f a n gz h e n gp e n g m u l t d e v e lc o n v e r t e r s 一- an e w b r e e do f p o w e rg o n v e y t e r s ， i n ：i e e et r a n so ni a ，v o l3 2 ，n o3 ，m a y j u n e ，1 9 9 65 0 9 - 5 1 7 【7 】j u n m i n gz h a n g ，z h a o m i n gq i a n ，l e im i a o ，x i n k ew u ，c h e nz h a o ，ag e n e r a lm e t h o df o r t w o - l e v e l b r i d g et y p e d c d cc o n v e r t e rt ot h r e e - l e v e ld c d cc o n v e r 呱i n ： p r o c e e d i n g so f i e e e - i p e m c ，2 0 0 6 ：7 6 8 1 8 1 f r a n c i s ov e n u s t i a n oc a n a l e sa b a r c a , n o v e ld c d cc o n v e r t e r sf o rh i g h - p o w e r d i s t u r i b u t e dp o w e rs y s t e m s ，i n ：p h dt h e s i s ，c p e s ，v i r g i n i at e e k ，j u l y2 0 0 3 【9 】j r e n e sp i n h e i r o ，i v ob a r b i ，t h et h r e e - l e v e lz v s - p w md c - t o - d cc o n v e r t e r ，i n ：1 e e et r a m o ne e ，v o l8 ，n o 4o c t1 9 9 8 ：4 8 6 4 9 2 【1 0 】j r e n e sp i n h e i r o , i v ob a r b i ，t h et h r e e - l e v e lz v sp w m c o n v e r t e r - an e wc o n c e p ti nh i g h v o l m g ed c - t o - d ce o b v e r t i o n , i n ：p r o c e e d i n g so f i e e e - i e c o n ，1 9 9 2 ：1 7 3 - 1 7 8 【11 】f r a n c i s oc a n a l e s ，p e t e rm b a r b o g a , l o s emb u r d i o ，f r e dcl e e ，a 础ov o l t a g es w i t c h i n g t h r e e - l e v e ld c d cc o n v e r t e r , i n ：p r o c e e d i n g so f i e e e - i n t e l e c ，2 0 0 0 ：3 6 6 - 3 7 1 6 浙江大学硕士学位论文 第二章中功率三电平d c d c 变流器拓扑分析 对一个理想的三电平d c d c 变流器而言，必须具备高效率、出色的输入输出 特性、拓扑结构简单便于集成，控制方法简单等特点。然而在实际电路中，没有 一个拓扑是理想的。在众多的电力电子交流器拓扑中，大部分的拓扑具有一定特 异性，即在某些特殊场合的应用具有优势。论文将通过系统的分析和比较，归纳 这些拓扑的共性，从中可以优选一些拓扑作为电力电子标准模块的电路结构。 本章首先对目前中功率范围的常见的三电平d c d c 变流器拓扑作一个详细 的回顾和比较。 对拓扑的比较和优选，首先必须对电力电子应用系统进行调查、划分和归类， 以确定基本的电气指标，如输入电压范围、输出电压范围、输出功率等级等，定 义为若干标准应用系列。 对输入输出的一个分类如表2 - 1 所示。在一些特殊场合还有一些其他的输入 电压等级，有些特殊场合的输出电压可能很高，甚至高达数万伏，如医用x 光电 源，微波管电源等。对中功率场合，一般的输入母线电压等级为4 0 0 v 或8 0 0 v ， 功率一般在1 2 0 k w 左右。 表2 - 1 应用场合分类 输入等级应用场合功率等级输出等级应用场合功率等级 4 0 0 v 3 0 0 - 4 0 0单相一次电源5 k w2 4 v ，2 0 - 2 8 通信 s k w 8 0 0 v ，6 0 0 8 0 0三相一次电源5 - 2 0 k w4 8 v ，4 0 - 6 0通信 1 0 k w 4 8 v ，3 6 7 2 二次电源 5 0 0 w1 1 0 v ，9 0 1 6 0 电力 s k w 2 4 v ，1 8 3 6 二次电源 3 0 0 w2 2 0 v 1 6 0 - 3 0 0 电力 5 k w 1 2 v ，9 1 8二次电源 1 0 0 w6 v ， 1 2 v电解电镀 2 0 l 州 5 v 二放电源 k 其中，n 为变压器原边对副边的匝比。 b 死区时间要求 为保证滞后臂s 2 、s 3 的寄生电容充放电完全，在s 2 管的关断与s 3 管的开通 之间需要增加一段死区时间，一般我们将该死区时间定义为g 。、o 和h 之间的 谐振周期的1 “，即： 一 一= ；= 詈扛恧了西 一2 i 2 i k ( c 一+ q ) c 输出电压 考虑到前面分析的占空比丢失问题，传统三电平移相d c d c 变流器的输出电 压可以表示为： v = 缸一- 其中，该等式右边的第二部分即可看作该电路的占空比丢失部分。 通过上面的分析，传统移相控制的三电平d c d c 变流器虽然相对硬开关 d c d c 变流器有所改进，但依然具有很明显的不足之处，主要包括： 软开关范围小，与负载电流有关 副边占空比丢失严重 原边漏感与副边二极管的寄生振荡严重 原边续流阶段循环能量引起的导通损耗大 为改善这些缺点，许多改进方法被广泛研究，包括采用辅助网络，饱和电感、 磁开关的方法，z v z c s 移相控制的方法，z v s 谐振等。下面分别加以讨论。 浙江大学硕士学位论文 第二节采用辅助网络的移相控制z v s 三电平d c d c 变流器 拓扑 一种拓宽采用移相控制的三电平电路的软开关范围的方法是辅助电流源的 方法。这个方法的主要思想就是利用额外的电流源帮助实现滞后譬的软开关，一 般讲有两大类，即串联和并联。 一、串联方法 串联是指辅助电流源与变压器串联，一般就是串联电感口i 4 1 。串联电感的方 法非常直观，相当于增加漏感的储能增加软开关范围。其主要优点就是不引入额 外的导通损耗。但其缺点也是非常明显的，一个是占空比丢失大，另一个就是副 边整流二极管的寄生振荡很大。 文献【4 j 【5 j 提出了一些改进型的串联型拓扑，以解决电路输出整流：极管的电 压过冲以及占空比丢失问题，但均存在一些明显的缺点，改进效果并不明显。 从总体上讲，由于电感串联在功率回路中，主要的缺点就是占空比丢失大， 并且串联的电感由于需要流过负载电流，相对于后面的并联方法，其体积比较大， 这对提高电源的功率密度和集成是非常不利的。因此单纯采用这些技术的拓扑不 适合作为标准化拓扑，下面不作详细分析。 二、并联方法 并联的方法有两种，一种是辅助电流源与变压器相并联，其原边框图如图 2 - 5 ( a ) 所示。另一神是辅助电流源与挢臂并联，如图2 - 6 所示。 卜 主j j _ y 1 _ v 、一 用电感实现 n 7 y 、一i ( a ) 辅助网络并联结构1 ( b ) 辅助网络实现方法 图2 _ 5 辅助网络并联结构l 及其实现方法 其实现可以是一个电感，或是一个l - c 谐振网络，如图2 - 5 ( b ) 所示。这个 方法实质和利用变压器激磁电流的方法是一致的，由于采用独立的无源元件，变 压器的副边不需要采用任何其他措旅。显然这个方法最大的缺点就是辅助电流源 电流的大小与负载有关( 主要是占空比) ，为获得宽范围的z v s ，导通损耗大， 浙江大学硕士学位论文 尤其是重载的时候。过大的导通损耗导致其变换效率低。另外，辅助电流源流过 超前臂的两个开关管，引起不必要的导通损耗。相对其他方法而言，此类技术没 有优点，不适合作为标准拓扑。 并联的另外一种方法辅助电流源与滞后臂并联，如图2 - 6 所示。显然，相对 前者而言，这个方法中，辅助电流源只流过滞后臂的开关管，因此导通损耗明显 降低。在这类技术中，有许多不同的辅助网络来实现这个辅助电流源，可以是有 源的方法，也可以是无源的方法，各个方法都有各自的优缺点。 c a 出 一 - o ij 划 ： l 出 a曼亟 无源辅助网络1 图2 - 6 辅助网络并联结构2 瑚c ad 。i ：强二 无源辅助网络2无源辅助网络3 图2 - 7 辅助网络的实现方法1 5 h ” 无源网络实现这个辅助电流源的方法有很多种。主要可以归纳为三种无源网 络，如图2 7 所示。其中，无源辅助网络3 作为一种改进，主要是为了降低导通 损耗，但这个方法有本质上的不足。在这个方法中，饱和电感的阻断时间与其电 流幅值密切有关，阻断时间过短，引起的电流幅值很大，阻断时问过短，其电流 幅值又太小。由于饱和电感的阻断时间与电压密切相关，因此该方法的电压适应 能力和频率适应能力很差，不适合在实际中应用。因此，在下面的分析中，只分 析前两种无源辅助网络。 这两种辅助网络产生的电流与负载无关，因此可以实现滞后臂全负载范围的 软开关。带无源辅助网络的滞后臂总的导通损耗，根据( 2 1 ) 式归一化有： 辅助网络l ：p 啪= ( 1 + i k 3 ) 2 ( 2 - 4 a ) 浙江大学硕士学位论文 辅助网络2 ： = 【1 + 2 i , , e o ( 1 - m ) + i k 0 - 2 m 3 ) 2 ( 2 4 b ) 其中：l , , t o = i i 。，为辅助电流源幅值与负载电流之比；m 为辅助网络2 换流时间 与开关周期之比。 显然，在相同的辅助电流下，辅助网络2 引起的导通损耗更大，并且随着m 的交小而增大。另外，辅助网络2 还需要额外的两个二极管。所以，无论从效率 的角度还是拓扑复杂性的角度出发，辅助网络2 都是不可取的。从简单的角度出 发，辅助网络l 是最佳的。 利用辅助网络并联结构2 ，还有一种变形的并联方法如图2 - 8 所示，辅助网 络的这种接法，不但可以拓宽滞后臂的软开关范围，同时也拓宽了超前臂的软开 关范围。其辅助电容具有更好的启动特性。从实际应用的角度出发，这个辅助电 容可以与输入的高频滤波电容重合，从总体上减小拓扑的元件数量。 ( a ) 拓扑3 ：改进型辅助网络拓扑 ” i i ” i l l s 41 i l 5 3 i l _ _ _ _ _ 0 i i “i i iu 一土一 一 、 v t 。；h _ j 叶lv 扣 i i l ! i 刀：z： l ；f i i -ki l ， 1 5 t - + 弘! i l ii i i ii ln 卜书r ；k 5 ，驴；、i i 。 l ( b ) 拓扑3 的主要波形 图2 - 8 改进的并联无源辅助网络拓扑及其主要波形 从上面无源辅助网络的分析，我们可以得出无源网络并联结构2 具有较好的 特性，它可以组成两种拓扑，一个如图2 8 所示；另一个如图2 - 6 所示，其中辅 1 4 浙江大学硕士学位论文 助电流源以无源辅助网络1 取代。 下面，为了方便对上面提到的这两种电路进行比较，我们定义：a 为l c 无 源网络并联在滞后臂中点；拓扑b 为图2 - 8 拓扑。两者辅助网络产生的电流幅值 相等，即： i ：三业上一1 业一i - d ( 2 5 ) 22 k 2 22 k2 - 其中，l 为拓扑b 的辅助电感值，l 。为拓扑a 的辅助电感值。d 为拓扑b 的占空比。 1 死区时间和占空比丢失 由于采用辅助电流源实现滞后臂的软开关，因此漏感值可以做得比较小。但 漏感值与辅助网络的电流幅值存在折衷。为实现小的漏感，必须增大辅助电流源 的幅值( 即减小辅助电感的值) ，这样增大了滞后臂的导通损耗。如果辅助电流 源的幅值大于最大负载电流值，在不考虑二极管反向恢复问题时，漏感可以非常 小。在合理的设计下，适当的增加辅助电流源的幅值，可以将漏感引起的占空比 丢失限制在死区时间内，因此占空比丢失比较小，对这两种拓扑都是一样的。 2 循环能量 对这两个拓扑而言，其循环能量均是储存在辅助电感中的能量。由于拓扑b 辅助电感电流值与占空比有关。由于漏感比较小，所以设计时需要在d 最大 ( d = n 。) 的时候设计辅助电流源幅值。而拓扑a 中的辅助电流源幅值与占空比无 关。 对拓扑a ，有： e m 一= k i ： ( 2 6 a ) 对拓扑b ，有： e 女一。= 妄k i ： ( 2 6 b ) 从假设条件( 2 - 5 ) 可得 k = ( 1 一) k 在空载条件下，拓扑b 的循环能量会增大到最大占空比的1 ( 1 - n 。) 倍。这样， 对最大占空比的设计不能过大，否则容易导致循环轻载条件下能量急剧增加，使 磁芯元件体积增大，设计困难。 如果辅助网络按照空载情况设计，在带负载的情况下，辅助电流源幅值随占 空比d 增加而减小。虽然循环能量减少了，但由于漏感的能量一般不能实现滞后 臂的软开关，导致重载的时候软开关变差，甚至失去软开关条件 3 导通损耗，输入电压的适应性 由于辅助网络的引入，导通损耗增加。对拓扑a ，其超前臂的导通损耗不变， 浙江大学硕士学位论文 根据( 2 - 4 a ) 式和图2 8 ( b ) ，对拓扑a 和拓扑b ， 为： k = l + i m 2 6 一b = l + i m 2 1 2 + l 三曲- d 6 总的导通损耗分别可以表示 ( 2 - 7 a ) ( 2 7 b ) 显然在占空比等于0 5 时两者的导通损耗相等。在占空比d 大于0 5 时，拓扑b 的损耗略大。 按照前面的分析，对拓扑b ，如果辅助网络的设计按照最大占空比情况下设 计，其空载时的导通损耗会急剧增加，甚至超过满载时候的导通损耗，其表达式 如( 2 8 ) 式所示。 1 0 一 ( 。k “，= i ：n 6 ( 2 8 a ) l2 - b ( 一a 。而篙了( 2 - 8 b ) 由上面的分析可知，对拓扑b ，其输入电压的适应性比较差，不适合用在输入变 化范围比较大的场合。对输入固定不变的场合，其最大占空比不能太大，也会影 响效率。但对有保持时间要求的场合比较合适，如常用的通信电源等。 从总体上评价，拓扑b 具有更大的导通损耗，不适合输入变化范围宽的应用 场合，而且空载损耗比较大。 4 软开关范围 对两个拓扑而言，其软开关范围都很宽。由于拓扑b 的辅助电流一部分流过 超前臂，因此拓扑具有更宽的超前臂软开关范围，可以实现全负载范围的软开关。 对拓扑a ，滞后臂可以实现全负载范围的软开关，对超前臂，由于失去时间的限 制，在极轻载的条件下失去软开关特性。即拓扑b 具有更好的软开关特性。 5 输出二极管的寄生振荡 两种拓扑的漏感值均可以做得比较小，因此输出二极管的寄生振荡有明显的 改善，但依然存在，需要额外的吸收电路。 综合前面的分析，我们将这两个拓扑的优缺点进行一个系统的比较，如表 2 2 所示。显然，拓扑b 作为标准拓扑是不合适的。但拓扑a 和拓扑b 从结构上 是统一的，通过适当的辅助网络连接方式，两个拓扑是统一的。最为标准拓扑的 候选，拓扑a 是比较合适的。在一些特殊的应用场合中，为进一步改善性能，拓 扑a 可以改接成拓扑b 。 表2 - 2 拓扑a 和b 比较 浙江大学硕士学位论文 导通占空比输入适循环软开关范控制复 辅助网输出二极管 拓扑络复杂振荡吸收电 损耗丢失应特性能量围杂程度 程度路 拓扑a小小好小宽简单简单需要 拓扑b大小差小全范围简单简单需要 三小结 在本节，对移相控制的三电平d c d c 变流器拓扑的一种改进方法辅助网 络法，主要是无源辅助网络法，进行了系统的总结和归纳。 对无源辅助网络，一般有并联连接和串联连接方式两种。通过比较和理论计 算，最有优势的无源辅助网络是l c 辅助网络( 图2 - 7 无源辅助网络1 ) 。对采用 无源网络并联结构2 两类拓扑进行了损耗分析和比较。 将这些辅助网络做成标准附件，可以实现拓扑的标准化，又使拓扑具有很好 的拓展性，在不同的应用场合下选择合适的辅助网络，可以使标准拓扑具有最好 的特性。 1 7 浙江大学硕士学位论文 第三节采用饱和电感或磁开关的三电平z v sd c d c 变流器 为了改善三电平d c d e 变流器的缺点，一个方法就是采用饱和电感或磁开 关。采用这个方法，不但可以获得宽范围的z v s ，占空比丢失小，而且可以有效 的抑制副边的寄生振荡。提高电源的效率。根据饱和电感或磁开关的位置，可以 分为原边串联和副边串联两种，简单的总结如下。 一、常见拓扑回顾 1 拓扑1 ：原边串入饱和电感【1 0 l 其拓扑结构如图2 - 9 所示。当变压器漏感不是很小，不能忽略的时候，其波 形如图2 1 0 ( a ) 所示。当变压器漏感非常小，忽略不计时。其原边电流波形如 图2 一1 0 ( b ) 所示。一般，在这个拓扑中，要求变压器的漏感很小，以减小原边 的损耗，在以下分析中，假设变压器的漏感忽略不计。 这个拓扑的主要优点就是减少了占空比的丢失，减少了原边的循环能量，一 定程度上减少了副边二极管的寄生振荡。显然，饱和电感的电感量和饱和电流值 决定滞后臂软开关的范围，在原边电流小于其饱和电流值i 。时，其工作方式与传 统的移相控制电路是一样的。其主要缺点为不能实现滞后臂全负载范围的z v s 。 依然存在占空比丢失与软开关范围的折衷，原边饱和电感的损耗大，副边二极管 仍然存在寄生振荡。 图2 - 9 拓扑1 电路图 s 11 1罐l ls ll l 轻 s 3 l i s 4i i f is 3i i s 4 i 纠撩一厂弋 明。l。ik s l i l 靶l l s 1 l i s 2 s 3 f l“! !l i 韶 l | 斟 l 扩麟一旷琏 瑚。|。队 ir 1 ( a ) 漏感不太小，不能忽略时原边电流波形( b ) 漏感很小，可以忽略时原边电流波形 图2 一l o 原边采用饱和电感的移相控制拓扑及稳态工作波形 铲 浙江大学硕士学位论文 2 拓扑2 ：副边串饱和电感，利用激磁电流实现滞后臂的软开关【1 1 1 1 2 在传统的移相控制电路中，对滞后臂而言，激磁电流只有在比负载电流大的 时候才对滞后臂的软开关有帮助，显然过大的激磁电流引起的导通损耗是不能接 受的，一般在小功率场合会有所应用。为达到利用激磁电流的目的，一般需要在 副边串入磁开关或饱和电感。 副边串入磁开关的一种拓扑及其主要波形如图2 - 1 1 所示。在滞后臂关断时， 由于副边饱和电感的阻断作用，变压器副边不会短路，输出电流通过续流二极管 续流，因此激磁电流可以被用来帮助滞后臂换流。在变压器漏感很小的条件下， 依然可以满足软开关条件。 这个拓扑的主要优点是宽的z y s 范围，输出二极管没有寄生振荡。但在轻载 条件下，输出占空比变小导致激磁电流变小，无法满足z 1 s 条件。如果激磁电感 过小，原边的导通损耗增加，导致整个变换效率的下降。 ( a ) 拓扑2 电路图 丽ls 6l s 5r 1 万一 厂飞! 厂 i l 卜一 一 ，婪、p “7 半：、， l i 卜i j l q i 厂、 ( b ) 拓扑2 主要波形 图2 - i l 拓扑2 电路及其主要波形 副边串饱和电感，利用输出电感能量实现滞后臂软开关【”】 浙江大学硕士学位论文 ( 8 ) 拓扑3 电路图 可 s 5i厂百r 厂厂一 i i ! 、1 夕特式 i lli ij 一 ；ii i l i l o 1f i ll 卜 iv s i i i i 一 _ ：n 厂一 ( b ) 拓扑3 主要波形 图2 - 1 2 拓扑3 电路及其主要波形 拓扑及主要波形如图2 - 1 2 所示，其拓扑与图2 - 1 1 所示的电路基本一致，只 是没有输出侧的续流二极管。该拓扑的主要优点就是原边两个桥臂的z v $ 方式是 一致的，如图2 1 2 ( b ) 所示。在t 3 时刻，s 2 关断，由于饱和电感s 6 的阻断作用， 输出电感的电流仍然流过饱和电感s 5 。这个电流经变压器折算到原边，实现原边 z v s 开通。在t 。时刻，饱和电感s 6 的阻断作用结束，变压器副边换流短路。由于 滞后臂的软开关条件与漏感无关，变压器漏感可以设计得很小。在t 6 时刻，s 5 退出饱和截至，s 6 流过全部负载电流。图中t r - t 。是饱和电感s 6 阻断时间，l t 。是 变压器漏感引起的换流时间，在t 。时刻变压器原边电流过零。在t 一t 。之问，可以 获得s 3 的零电压开通。占空比丢失与这两段时问有关。 该拓扑的主要优点就是宽范围的z v s ，原边导通损耗小。主要的缺点就是占 空比丢失相对拓扑2 要大一点。 4 拓扑4 ：副边磁开关，利用激磁电流实现软开关【1 4 1 浙江大学硕士学位论文 利用激磁电流实现滞后臂软开关的方法还包括采用副边磁开关( 磁放大器) 的方案，其拓扑和主要波形如图2 - 1 3 所示。显然，其拓扑结构与图2 1 2c a ) 是一样的，只是将其中的饱和电感用磁开关代替，磁开关在这里的作用相当于一 个可控开关，为简洁起见，控制电路在图中没有体现。 ( a ) 拓扑4 电路图 萄面_ 厂甄百 厂1 丽n 厂1 霸丌 广百r 厂1 ；r 厂_ 吾一r l n 伙仁l 。一l ic t q ( b ) 拓扑4 主要波形 图2 - 1 3 拓扑4 电路及其主要波形 相对前面用饱和电感的方法，用磁开关的最大好处是原边可以不控，输出电 压的调节可以通过副边磁开关来实现。这样，在一定的输入电压下，原边激磁电 流的值是恒定的。该电路可以在全负载范围内实现软开关。另外，由于输出磁开 关的影响，输出二极管的寄生振荡几乎可以忽略。其主要的缺点是需要额外的副 边控制电路。 5 拓扑5 ：副边磁开关，利用输出滤波电感电流实现软开关l l 习 拓扑结构与图2 - 1 3c a ) 所示基本一致，其区别就是副边没有续流二极管， 这样，饱和电感s 5 和s 6 必须互补导通，如图2 - 1 3 ( b ) 所示该拓扑的主要优 点是宽的z v s 范围。由于其副边整流后输出电压为一个矩形波，其主要缺点就是 输出电流纹波大，以及需要副边控制。 浙江大学硕士学位论文 ( a ) 拓扑5 电路图 吾面 厂1 雨广 广百商r 厂百商1 两广茹 广1 r r _ 弋r 广嚣 广 v 5 厂 厂 广 _ jiiliill r 厂 j l l ( b ) 拓扑5 主要波形 图2 - 1 3 拓扑5 电路及其主要波形 6 拓扑6 ：副边磁开关，利用输出滤波电感电流实现软开关【1 5 】 为进一步减小原边的导通损耗。并利用输出滤波电感的能量实现软开关，对 图2 1 3 ( a ) 所示的拓扑改进为图2 - 1 4 ( a ) 所示。相比较而言，在漏感很小的 情况下，原边的循环损耗降低了。 ( a ) 拓扑6 电路图 浙江大学硕士学位论文 葡蔼 厂甄订厂百两r 广一誊薅门 两厂爵 厂1 f 广1 亨 广r 厂 v 厂一 广 广 ujuu 少小。 h n 1iii s rb i o c i 【埘呻， ( b ) 拓扑6 主要波形 图2 - 1 4 拓扑6 电路及其主要波形 = 、拓扑特性分析与比较 在这里，我们对各种拓扑的效率、损耗，z v s 范围，占空比丢失，振荡，复 杂程度做一个比较。为分析简单起见，我们做以下假设，这些假设条件对各个拓 扑均满足： 变压器的漏感f l t d , ，可以忽略不计； 输出电感很大，输出电流纹波忽略不计； 原边m 0 s f e t 的寄生电容值大小相等，均为c 。，且不随电压变化： 变压器原副边的匝比为1 ，即副边电压电流折算到原边； 为实现z v s 的最小输出电流为i 。，最小的实现软开关的能量为： 、，1 k = c ( ) 2 = k i 二( 2 - - 9 ) 二二 其中，l ，可以是原边饱和电感的电感量( 对拓扑1 ) ，也可以是激磁电感或输出滤 波电感的电感量，根据不同的拓扑而不同。 1 死区时间 死区时间与占空比丢失有很大的关系，一般而言，超前臂z v s 条件要比滞后 臂好，其死区时间通常小于滞后臂的死区时间，而且超前臂的死区时间对占空比 丢失没有太大的关系，其长短对z v s 影响相对也比较小。因此，在这里我们主要 分析滞后臂的死区时间。 对拓扑1 ，其滞后臂软开关是通过饱和电感和结电容谐振实现的，在最小电 流情况下，其需要的死区时间为1 4 谐振周期，可以表示为： t d = 詈+ 瓜 ( 2 1 0 ) 对拓扑2 以及拓扑4 ，其滞后臂软开关通过变压器的激磁电感来实现，虽然 激磁电感比较小，但相对开关周期而言还是足够大，激磁电流可以认为恒定的电 流源，其需要的死区时间可以表示为： 浙江大学硕士学位论文 l = 警 ( 2 一“) 对拓扑3 、拓扑5 和拓扑6 ，滞后臂通过输出滤波电感的电流实现z v s ，其需 要的死区时间最长为： t d ：c o , = _ , - v m l 耐 ( 2 1 2 ) 2 占空比丢失 对基本的移相控制电路有： a d 一三二! e ：生一+ j l ：! ：墼s ：! e + ! ：鱼t ：；! ：生：羔f 兰土+ 三) o z 2 ) f r , ，2 ) t 2t i 二i “ti i “、i 。 2 ( 2 一1 3 ) 对拓扑1 ，其占空比丢失包含二个部分，即饱和电感电流换向的过程和死区 时间，一般情况下，饱和电感饱和电流值i 。：i 。，这样，其占空比丢失可以表示 为： d ：! ：! ! ：生+ 玉：兰：! ：竺警：! ! + ! ：竺：选：! ：里* ：x ( 2 + 至) 心2 ) q 1 2 ) t 2t + i 未 i “王工i “、2 7 ( 2 1 4 ) 对拓扑2 以及拓扑4 ，根据式( 2 - 1 1 ) ，其占空比丢失为： d ：曼：掣z ( 2 - - 1 5 ) t 2tl 。 对拓扑3 、拓扑5 以及拓扑6 ，根据式( 2 - 1 2 ) ，其占空比丢失为： a d ：丝：2 - c o u - v , 三( 2 - - 1 6 ) e 2ii 耐 占空比丢失大小与导通损耗密切相关，为方便比较起见，我们以各个电 路在相同的软开关范围内进行导通损耗的比较，即，各个拓扑中用来实现软 开关的电流与负载电流的比值相等： z 矿专l = 乩= 剖t a o o ( 2 - - 1 7 ) 根据前面的分析，以式( 2 1 7 ) 为基准，对( 2 1 3 ) 至( z 一1 6 ) 式进行归一 化，令： ：犁士 i ll 耐 浙江大学硕士学位论文 则可以得到： 传统的移相控制电路：a d = l + 詈 ( 2 1 8 ) 1 f 吐o 拓扑ha d = 2 + ( 2 1 9 ) 拓扑2 、4 ：d = l ( 2 2 0 ) 拓扑3 、5 和6 ： a d = 2 ( 2 2 1 ) 显然，拓扑2 和4 有最小的占空比丢失，拓扑3 、5 和6 是前者的两倍，拓 扑1 比前两者都大，但比最基本的采用移相控制的拓扑要改善很多。 3 循环能量 循环能量是指在电路中流动但对功率输出没有任何作用的这部分能量。虽 然，循环能量大可以用来改善软开关，但它同时引起很大的导通损耗。循环能量 的大小也是判别软开关拓扑优劣的一个重要指标。 我们将循环能量分成两类：一类是在输入和输出间循环流动的，即输入到输 出，再从输出返回输入，这部分能量不但对导通损耗有影响，还对输入输出的电 流电压纹波有很大影响，对输入输出滤波元件的选择有很大的作用；另一类是在 输入侧或输出侧循环的能量，这部分能量只对导通损耗有影响。 对基本的三电平移相控制电路，其第一类循环能量有： 。： l , - i ；：e i ( 扣2 ( 2 -