（电力电子与电力传动专业论文）单相全桥串联谐振buck—boost逆变器的研究与设计.pdf

山东科技大学硕士学位论文摘要 a b s t r a c t a n a l y s i sa n ds t u d yt h ep r e s e n tc o n d i t i o na n dt h ed e v e l o p m e n tt r e n d so fi n v e y t e r t e c h n o l o g y ，s t u d yt h ep w min v e r t e rt e c h n o l o g ya n dit sc o n t r o lm e t h o d an o v e ls i n g l e s t a g ef u l l 一b r i d g es e r i e s r e s o n a n tb u c k b o o s ti n v e r t e r ( f b s r b b i ) isp r o p o s e dint h isp a p e r t h ep r o p o s e di n v e r t e ro n lyin clu d e sa f u l l b r i d g et o p o l o g ya n dal cr e s o n a n tt a n kw i t h o u ta u x i l i a r ys w i t c h e s 。t h e o u t p u tv o l t a g eo ft h ep r o p o s e di n v e r t e rc a nb el a r g e ro r1 0 w e rt h a nt h ed cjn p u t v o lt a g e ，d e p e n d i n go nt h ein s t a n t a n e o u sd u t y c y c e t h ep r o p o s e din v e r t e r c i r c u itt o p o l o g yp r o v i d e st h em a i ns w i t c hf o rt u r n o na tz c sb yar e s o n a n tt a n k t h en o n l i n e a rc o n t r o ls t r a t e g yi sd e s i g n e da g a i n s tt h ei n p u td cp e r t u r b a t i o na n d a c h i e v e sw e l ld y n a m i cr e g u l a t i o n a na v e r a g ea p p r o a c hise m p lo y e dt oa n a ly z et h es y s t e m m a t l a bs i m u l a t i o na r ee m p l o y e di nt h ep a p e r ，t h es i m m l a t i o nr e s u l t sa r ei n p o s i t i v ew i t ht h et h e o r y k e y w o r d s ：b u c k - b o o s t ，i n v e r t e r , n o n l i n e a rc o n t r o l ，z c s 2 山东科技大学硕士学位论文 绪论 电压源p w m 逆变器在工业生产中已经达到广泛的应用，比如u p s 电源，静态频率变 化，可变速传动装置等等，这是由于它能够连续线性的控制输出电压的频率和基本构成 部分。然而传统的电压源逆变器是基于b u c k 这种最流行的电源变换拓扑。这种b u c k 逆 变器的特征之一是瞬时的平均输出电压总是低于输入的d c 电压，结果是当要求输出电压 要高于输入电压时又必须在逆变器和d c 使用b o o s t 变换器。这种解决方案导致较高的容 量，较大的重量以及费用，并且降低了效率。 近年来为了提高电压源逆变器的性能，提出了许多p w m 模式控制技术。它们大体可 以分成前向p w m 技术和实时波形反馈控制技术。但是这些p w m 技术都是基于假设的理想 的d c 输入电压，使用了含有大电感或大电容的d c 滤波器单元，增大了器件的成本和体 积，全面的降低了逆变器的效率。此外，输入d c 电压大范围的变化还会造成逆变器输出 端的过冲，这也是值得注意的方面。 本文的任务和主要工作： 分析和研究了逆变技术的现状和发展趋势，研究了p w m 逆变技术及其控制方法。在 此基础上提出了一种新型的结构简单紧凑的单相全桥f b - - s r b b i 逆变器，可以应用在u p s 电源的设计中，当输出电压高于输入的d c 电压时，不需要额外的电源转换装置，电子开 关通过脉宽调制技术运行于一个多频环境。通过一个谐振单元建立了零点流转换来控制 电子开关的开启与关断。使用了状态空间平均模型来分析了系统的性能。仿真实验的结 果验证了理论的预期。 1 ) 分析研究p w m 逆变技术及其控制方法 2 ) 建立零点流转换来控制电子开关的开启与关断 3 ) 运用小信号状态模型分析了系统的工作状态和性能 ：! 堡! ：! 垫查兰坚主兰堡堡兰 t ) 逆变器参数的设定和计算 绪论 ，) 模型建立与仿真 山东科技大学硕士学位论文 逆变牿技术综述段其发展状况 1 逆变器技术综述及其发展状况 1 1 引言 d c a c 逆变器是应用功率半导体器件，将肖流电能转换成恒压恒频交流电能的一种 静止变流装置，供交流负载用电或与交流电网并网发电。 随着石油、煤和天然气等主要能源的大量使用，新能源的开发和利用越来越得到人 们的重视。利用新能源的关键技术逆变技术能将蓄电池、太阳能电池和燃料电池等其 它新能源转化的电能变换成交流电能与电网并网发电。因此，逆变技术在新能源的开发 和利用领域有着至关重要的地位。 1 2 低频环节逆变技术 传统的d c a c 逆变器采用低频环节逆变技术，主要有方波逆变器、阶梯波合成逆 变器、正弦脉宽调制s p w m 逆变器。 1 2 1 方波逆变器 方波逆变器主要有推挽式、全桥式电路结构。 推挽式方波逆变器由推挽逆变器、交流调压开关和输出滤波器构成，如图1 - l f a ) 所 示。推挽式方波逆变器主要是通过调节逆变器输出电压脉宽来实现调压功能的。一种调 压方法是调节功率开关s 1 、s 2 驱动信号占空比，从而改变输出电压”a b 即u c d 的脉宽， 如图1 1 ( b 1 所示。但这种调压方法存在明显缺点，即感性负载储能回馈到电网时变压 器t 副边绕组感应有阴影部分电压，这部分电压随感性负载电感分量加大而加宽，纯电 感负载时有效脉宽调节范围为0 t s 4 ，而纯电阻负载时有效脉宽调节范围为0 t s 2 。 另一种调压方法是在变压器副边与输出交流滤波器之间加交流调压开关s 3 ，调节功率开 关s 3 驱动信号占空比，即可调输出矩形波脉宽，交流开关将方波电压变成脉宽可调的矩 形波电压。 桥式方波逆变器电路拓扑及其原理波形如图1 2 所示。改变功率开关驱动信号相位， 即可得到矩形波输出电压，调节a 角可实现输出电压的稳定。 即可得到矩形波输出电压，调节角可实现输出电压的稳定。 山东科技大学硕士学位论文l 逆变器技术综述及其发展状况 方波逆变器电路的特点为： 1 1 工频变压器体积、重量大，推挽式原边绕组利用率低，桥式绕组利用率高； 2 ) 输出四阶交流滤波器体积、重量大，位于功率通道的l n 、c n 有较大的损耗； 3 ) 对于电网电压和负载的波动，系统动态响应特性差： ) 懒井 i i 毛= jc = j ! 越b = = 3 亡= = 31 。麟 图1 - 1推挽式逆变器电路拓扑及其原理波形 ( ) 龟略筇卦 图l - 2 桥式方波逆变器电路拓扑及其原理波形 4 ) 变压器和输出滤波电感产生的音频噪音大； 5 ) 推挽式电路拓扑简洁功率开关电压应力高( 2 u i ) ，适用于低输入电压逆变场合。 桥式电路功率开关数多，开关电压应力低( u ，) ，适用于高输入电压逆变场合。 1 2 2 阶梯波合成逆变器 为了减小方波逆变器输出波形谐波含量，可采用d c d c 变换器和阶梯波合成逆变 4 喜 n 蝣n 辨“ 生查翌垫奎兰堡主堂垡丝苎 ! 望壅堡垫查堡垄墨墨茎星鉴型 器级联式电路结构，如图1 - 3 c a ) 所示。阶梯波的阶商按正弦规律变化，如果每个周期阶 梯波的阶梯效为2 n ，则需要n 台单相逆变器或n 3 台三相逆变器。每个单相功率电路 相同，可采用推挽、桥式或三相桥式电路。大功率逆变器阶梯波合成常用的方法是移相 迭加法，即将n 个依次相移兀，n 、不同幅值的方波或矩形波迭加合成，最大限度地将某 些低次谐波互相抵消，使合成波的谐波含量最小。因此，阶梯波合成逆变器又称为应用“谐 波抵消”( h a r m o n i cc a n c e l l a t i o n ) 的逆变器。每相输出变压器变比和绕组的联接方式由“谐 波抵消”理论确定，n = 6 时变压器绕组联接方式及阶梯波合成波形，如图1 - 3 ( b ) 、( c ) 所示。 阶梯波合成逆变器电路的特点为： 1 ) 工频变压器体积、重量大，产生的音频噪音大； 2 ) 输出电压谐波含量很小，输出交流滤波器体积、重量小； 3 ) 对于电网电压和负载的波动，系统动态响应特性好； 4 ) 输出滤波电感产生的音频噪音得到改善； 5 ) 电路拓扑复杂，功率开关数目多； 6 ) 逆变电路本身无调压功能，输出电压调节只能由前级d c d c 变换器来实现； 7 ) 整机体积、重量仍较大。 1 2 3 正弦脉宽调制s p w m 逆变器 将正弦波( 调制波) 与高频载波( 三角波) 相交生成的正弦脉宽调制信号用来控制驱动 逆变桥功率开关，便可得到脉宽宽度按正弦规律分布的s p w m 波l l a b ，如图1 4 所示。 图1 4 ( b ) 为单极性正弦脉宽调制波，图1 - 4 ( c ) 为双极性正弦脉宽调制波。 山东科技夫学硕士学位论文 i 逆变器技术综述及其发展状况 哇i 掰l +“ii 变拳备i t l l f 襽 = 电酬 囊c t 目a c i _ r | 黼l i c i f a 撼 t 日 i ，1 的d i j l 电蕞鲼掏 秭嚣糊鼬鳖按 图3 阶梯波合成逆变器电路结构及其n = 6 时原理波形 正宽调制s p w i v l 逆变器电路的特点为： 压器仍工作在工频，体积大且笨重，体积与重量仅和输出电压频率有关，与逆 变关频率无关，提高逆变器开关频率并不能减小变压器体积和重量； l u 东科技大学硕士学位论文i 逆变嚣技术综述及其发展状况 ) 电喀撂井 神取曩性秘嚼m 蚨 图l - 4 正弦脉宽调制逆变器电路拓扑及其原理波形 2 ) 输出滤波器体积、熏量小； 3 ) 对于输入电压和负载的波动，系统的动态响应特性好： 4 ) 变压器和输出滤波电感产生的音频噪音得到改善； 5 ) 功率器件开关频率高，开关损耗增加，降低了系统变换效率。 在低频环节d c a c 逆变技术中，由于工频变压器的体积和逆变器的开关频率无关， 只和输出电压的频率有关。为克服此缺点，必须采用高频环节逆变技术。 1 3 高频环节逆变技术 为了克服低频环节逆变技术的缺点，m r e s p e l a g e 于1 9 7 7 年提出了可变高频环节 逆变技术新概念。该系统由一个并联逆变器和十二个晶闸管组成的周波变换器构成，具 山东抖技大学硕士学位论文1 逆变器技术综述及其发展状况 有简单的自适应换流、高频电气隔离、独立的有功能量和无功能量控制、固有的四象限 工作能力等优点，如图1 5 所示。受当时半导体器件的限制，谐振储能电路工作频率局 限存2 k 4 k h z 范围，未完全体现高频环节逆变技术的优越性。 用高频变压器替代低频环节逆变技术中的工频变压器，克服了低频环节逆变技术的 缺点，显著提高了逆变器特性。因此，该技术引起了人们的极大研究兴趣。 按照功率传输方向，高频环节逆变技术可分为单向型( u n i d i r e c t i o n a lp o w e rf l o w m o d e ) 和双向型( b i - _ ( t i r e c t i o n a lp o w e rf l o wm o d e ) 两类；按照功率变换器类型，高频环节 逆。爱技术可分为电压源( v o l t a g e m o d e 或b u c km o d e ) 和电流源( c u r r e n tm o d e 或 b u c k - - b o o s tm o d e ) 两类。必须强调，这里的b u c k 、b u c k - - b o o s tm o d e 巳不是传统意义 上毙整的b u c k 、b u c k - - b o o s t 变换器。 囊蠢电巍 并联遒窆月麓塞羲出鼍瞌蕾 图1 5 可变高频环节逆变系统 1 3 。1 电压源高频环节逆变技术 n 囊 c 1 ) 单向电压源高频环节逆变技术 在直流电源和逆变器之间加入一级高频电气隔离d c d c 变换器，使用高频变压器 实现电压比调整和电气隔离，省掉了体积庞大且笨重的工频输出变压器，降低了音频噪 音；单向电压源高频环节逆变器如图6 所示。该电路结构具有单向功率流、三级功率变 换i d c h f a c d c l f a c ) 、变换效率和可靠性不够理想、但应用较广泛等特点。 山东科技大学硕士学位论文 l 逆变器技术综述及其发展状况 雌x丰j 1肆 蔓压量i r a q i ：变压曩电毫寡破奄寡t 姨麓没嚣 亳娄盔鐾譬 t 蠢誊h n d i 芝麦鼍 交蠢负t 图1 6 单向电压源高频环节逆变器电路结构 针对单向电压源高频环节逆变器，各国学者提出了多种控制策略或改进。其中相控 谐振式单向电压源高频环节逆变器，使得功率器件实现了软开关，降低了开关损耗和系 统的电磁干扰e m i 。但该电路拓扑十分复杂，降低了系统变换效率和可靠性。 南京航空航天大学陈道炼博士提出了高频脉冲直流环节逆变器电路拓扑，它将图1 - 6 中整流器后的电感电容或电容滤波器换成了无功吸收支路，如图1 7 所示。这类软开关 逆变器由高频脉冲直流环节电路与d c a c 逆变桥级联而成。前级输出的高频脉冲直流 电压波为d c a c 逆变桥功率器件实现z v s 开关创造了条件。 擎疑琦塞传递 “电蔫道生蠢巅童篮奠蠢鬻确骥囊笺鼙蚓“增姨衙室蠢囊t 图1 7 高频脉冲直流环节逆变器电路结构 2 ) 双向电压源高频环节逆变技术 双向电压源高频环节( 高频脉冲交流环节) 逆变器如图1 - 8 所示。它具有双向功率流、 两级功率变换( d c h f a c l f a c ) 等特点，这对提高逆变器效率和可靠性起到了关键作用。 该电路特别适用于有双向功率流的场合，可以用来构成u p s 。 高频脉冲交流环节逆变器采用传统的p w m 技术时周波变换器器件换流将打断漏感 中连续的电流而造成不可避免的电压过冲。由于这个原因，这类方案都需另外采用一些 缓冲电路或有源电压筘位电路来吸收存储在漏感中的能量。有源电压筘位电路是以增加 功率器件数和控制电路的复杂性为代价的，故不十分理想。 9 山东科技大学硕士学位论文i 逆变器技术综述及其发展状况 坤 队c 镩每 n 【 x u 。时使v 4 通，v 3 断，u o = v d 当u r “。时，给v 1 和v 4 导通信号，给v 2 和v 3 关断信号，如f o 0 ，v i 和v 4 通，如i o o ，v d i 和v d 4 通，u o = u d ，当蜥 u 。时，给v l 导通信号，给v 4 关断信号，u u n ，_ c 彬2 ，当u r u u 。 时。给v 4 导通信号，给v l 关断信号，d u n u d 2 ，当给v l f v 4 ) 加导通信号时，可能是 v 】( v 4 ) 导通，也可能是v d i ( v d 4 ) 导通，“u n ，、b l v n 和b t w n ，的p w m 波形只有u d 2 两种 电平，1 , 1 u v 波形可由z _ u n - “v n ，得出，当l 和6 通时，“u v = u d ，当3 和4 通时，u u v = 一， 当1 和3 或4 和6 通时，u u v = 0 ，输出线电压p w m 波由和0 三种电平构成，负载 相电压p w m 波由( - - + 2 3 ) u d 、( l 3 ) u d 和o 共5 种电平组成 山东科技大学硕士学位论文 2p w m 逆变电路及其控制方法 魏 “c 图2 4 三相桥式p w m 型逆变电路 1 7 n 山东科技大学硕士学位论文 2p w m 逆变电路及其控制方法 u r v “c材r w “w n 丁 d 图2 5 三相桥式p w m 逆变电路波形 5 ) 防直通死区时间 同相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通造成短路，留一小段上下臂都 施加关断信号的死区时间，死区时间的长短主要由器件关断时间决定，死区时间会给输 出p w m 波带来影响，使其稍稍偏离正弦波 6 ) 特定谐波消去法( s e l e c t e dh a r m o n i ce l i m i n a t i o np w m - - s h e p w m ) 山东科技大学硕士学位论文 2p w m 逆变电路及其控制方法 计算法中一种较有代表性的方法，图2 - 6 ，输出电压半周期内，器件通、断各3 次 ( 不包括0 和一) ，共6 个开关时刻可控。为减少谐波并简化控制，要尽量使波形对称， 首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即 “( 田) = 一“( ，+ 万) ( 2 1 ) 摊o d 一 圈2 - 6 特定谐波消去法的输出p w m 波形 其次，为消除谐波中余弦项，使波形在半周期内前后l 4 周期以j r l 2 为轴线对称 u ( c o t ) = u ( x o f l 四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为 式中，a 。为 h ( 国f ) = s i n n c o t n t l 3 5 铲昙f 咖小；n n 。姒 图2 - 6 ，能独立控制口i 、口2 和口3 共3 个时刻。该波形的a 。为 ( 2 2 ) ( 2 3 ) 以= 妻ir 警s n 一删国，+ ec 一粤s ；一豳 + e 丝2s m 删删十垂( 一生2s m 叫灿f 1乜南、 7 i = 2 月u 口a ( t - 2 c o s n a q + 2 c o s n a 2 - 2 c o s n ) f 2 _ 4 1 疗万 ，7 4 、 式中n = l ，3 ，5 ， 确定日l 的值，再令两个不同的a n = o ，就可建三个方程，求得o r i 、啦和 山乐科技大学硕士学位论文 2p w m 逆变电路及其控制方法 消去两种特定频率的谐波 在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3 次谐波相互抵消，可考虑消去5 次和 7 次谐波，得如下联立方程： d i ：2 u a ( 1 2 c 。s 口i + 2 c 。s 口2 2 c 。s 口3 ) 口5 ：2 ，u d 、 1 2 c 。s 5 口1 十2 c 。s 5 口2 2 c 。s 5 口3 ) ：o d 7 ：2 u a 、1 2 c 。s 7 口l + 2 c 。s 7 d 2 2 c o s 7 d 3 ) ：o ( 2 - 5 ) 给定c i ，解方程可得、a 2 s n a 3 。a l 变，、和也相应改变 一般，在输出电压半周期内器件通、断各k 次，考虑p w m 波四分之一周期对称，k 个开关时刻可控，除用一个控制基波幅值，可消去 一1 个频率的特定谐波 k 越大，开关时刻的计算越复杂 2 2 异步调制和同步调制 载波比载波频率五与调制信号频率石之比，n = f ：f ， 根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，p w m 调制方式分为异步调制和 同步调制 2 2 1 异步调制 异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式。通常保持五固定不变，当石 变化时，载波比是变化的，在信号波的半周期内，p w m 波的脉冲个数不固定，相位 也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后l 4 周期的脉冲也不对称，当较 低对，较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称的不利影响都较小，当石增高时，_ 减小，一周期内的脉冲数减少，p w m 脉冲不对称的影响就变大 2 2 2 同步调制 同步调制等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步 基本同步调制方式，石变化时不变，信号波一周期内输出脉冲数固定三相，公用 一个三角波载波，且取为3 的整数倍，使三相输出对称为使一相的p w m 波正负半周 镜对称，应取奇数 2 n 山东科技大学硕士学位论文 2p w m 逆变电路及其控制方法 d喇刖孙煳 w 料 图2 7 同步调制三相p w m 波形 石很低时，工也很低，由调制带来的谐波不易滤除 工很高时，工会过高，使开关器件难以承受 2 2 3 分段同步调制 把石范围划分成若干个频段，每个频段内保持恒定，不同频段n 不同，在z 高的 频段采用较低的，使载波频率不致过高，在石低的频段采用较高的，使载波频率不 致过低 图2 - 8 ，分段同步调制一例 为防止工在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法 2 l 丝b 丝：w o 咐 d 山东科技大学硕士学位论文 2p w m 逆变电路及其控制方法 f , m z 图2 - 8 分段同步调制方式举例 同步调制比异步调制复杂，但用微机控制耐容易实现 可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者 的优点结合起来，和分段同步方式效果接近 2 3 规则采样法 按s p w m 基本原理，自然采样法 要求解复杂的超越方程，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多 2 3 1 规则采样法特点 工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量小得多 2 3 。2 规则采样法原理 图2 - 9 ，三角波两个正峰值之间为一个采样周期咒 自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期中点( 即负峰点) 重合 规则采样法使两者重合，每个脉冲中点为相应三角波中点，计算大为简化 三角波负峰时刻圯对信号波采样得d 点，过d 作水平线和三角波交于a 、b 点，在 a 点时刻“和b 点时刻龟控制器件的通断 脉冲宽度占和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近 2 2 山东科技大学硕士学位论文2p w m 逆变电路发其控制方法 2 3 3 规则采样法计算公式推导 图2 - 9 规则采样法 正弦调制信号波 _ = as i n m ，f 式中，a 称为调制度，o a l ；，为信号波角频率。从图2 1 2 得 因此可得 ! ! ! 塑竺：垒：兰一 5 2 疋2 占= - ( 1 + a s i n o o , t d ) ( 2 6 ) 三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度 2 3 4 三相桥逆变电路的情况 占= ；伍一占) = 等( 1 - a s i n o o , t d ) ( 2 7 ) 载波公用，三相调制波相位依次差1 2 0 。 同一三角波周期内三相的脉宽分别为ju 、占v 和占w ，脉冲两边的间隙宽度分别为d t u 、 d ，。和占w ，同一时刻三相调制波和为零，由式( 2 6 ) 得 毛十矗十西= 孚 ( 2 _ 8 ) 2 3 山东科技大学硕士学位论文 2p w m 逆变电路及其控制方法 “彬，= 孚 利用以上两式可简化三相s p w m 波的计算 2 4p w m 逆变电路的谐波分析 ( 2 9 ) 使用载波对正弦信号波调制，产生了和载波有关的谐波分量，谐波频率和幅值是衡 量p w m 逆变电路性能的重要指标之一 分析双极性s p w m 波形，同步调制可看成异步调制的特殊情况，只分析异步调制方 式 2 4 1 分析方法 不同信号波周期的p w m 波不同，无法直接以信号波周期为基准分析，以载波周期 为基础，再利用贝塞尔函数推导出p w m 波的傅里叶级数表达式，分析过程相当复杂， 结沦却简单而直观 2 。4 2 单相的分析结果 图2 1 0 ，不同口时单相桥式p w m 逆变电路输出电压频谱图 谐波角频率为 ”m 。_ + k a j ， ( 2 - 1 0 ) 式中，n = l ，3 , 5 ，时，k = o ，2 ，4 ，；n = 2 , 4 ，6 ，时，扣l ，3 ，5 ， 2 4 山东科技大学硕士学位论文 2p w m 逆变电路及其控翻方法 甲 一a = 1 0 口a = o 8 1 一ba = o 5 个 一口a = o l i l i i 睁i l | i d i ii i ：i f i d 允。一 l眨。棚擅斡 1 _ i1 0 一再 0l “引牙0士州珂 0 1 23 角频率伽。+ k c a ，) 图2 - 1 0 单相p w m 桥式逆变电路输出电压频谱图 p w m 波中不含低次谐波，只含纰及其附近的谐波以及2 魄、3 0 0 e 等及其附近的谐波 2 4 3 三相的分析结果 公用载波信号时的情况 输出线电压中的谐波角频率为 n c o 。脚r ( 2 - 1 1 1 式中，n = l ，3 ，5 ，时，k = - 3 ( 2 m 一1 ) - 1 ，m = l ，2 ，； ，f 6 m + 1m = 0 ，l ， 尼= n = 2 ，4 ，6 ，时， 【6 m 一1 m 。1 , 2 ，。 图2 1 1 ，输出线电压频谱图 和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一个较显著的区别是载波角频率纰整数倍 的谐波没有了，谐波中幅值较高的是o o 。4 - 2 0 4 和2 t o e 4 - o h 4 2 0 8 6 4 2 七 h 他 眦 眈 七胛 坚鞲鲻磐 山东科技大学硕士学位论文 2p w m 逆变电路及其控制方法 1 2 1 o o 8 1 日 蜷0 6 鲻 墨 一o 4 o 2 仁 玎 a = 1 0 ba = o 8 一a = o 5 一aa = o c a i l l i宁 靛。一 f 一 墒。菹佗 10l f i 五0i 1 3 i 牙o一再 012 3 懈( n c o c 嘶r ) 图2 - 1 1 三相桥式p w m 逆变电路输出线电压频谱图 s p w m 波中谐波主要是角频率为t o e 、2 峨及其附近的谐波，很容易滤除 当调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成：一部分是对信号波本身进行谐波 分析所得的结果，另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。后者的谐波分布 情况和s p w m 波的谐波分析一致 2 5 提高直流电压利用率和减少开关次数 直流电压利用率逆变电路输出交流电压基波最大幅值。和直流电压u d 之比， 提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力，减少器件的开关次数可以降低开关损耗， 正弦波调制的三相p w m 逆变电路，调制度口为l 时，输出线电压的基波幅值为( 、3 2 ) ， 直流电压利用率为0 8 6 6 ，实际还更低 2 5 1 梯形波调制方法的思路 采用梯形波作为调制信号，可有效提高直流电压利用率 当梯形波幅值和三角波幅值相等时，梯形波所含的基波分量幅值更大 山东科技大学硕士学位论文 2p w m 逆变电路及其控制方法 2 5 2 梯形波调制方法的原理及波形，图2 1 2 梯形波的形状用三角化率盯= w 描述，u 为以横轴为底时梯形波的高，u 。为以横 轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成的三角形的高 c r = o 时梯形波变为矩形波，仃= 1 时梯形波变为三角波，梯形波含低次谐波，p w m 波含同样的低次谐波，低次谐波( 不包括由载波引起的谐波) 产生的波形畸变率为j 图2 - 1 3 ，占和。u d 随盯变化的情况 图2 - 1 4 ，盯变化时各次谐波分量幅值。和基波幅值仉。之比 口= 0 4 时，谐波含量也较少，6 约为3 6 ，直流电压利用率为1 0 3 ，综合效果较好 o g v f o “严 图2 - 1 2 梯形波为调制信号的p w m 控制 山东科技大学碗上学位论文 2p w m 逆变电路及其控制方法 1 2 l - 0 0 , 8 割oo 6 o 4 0 2 剥0 00 20 4 0 6 08l0 盯 图2 ” 变化时的和直流电压利用率 仃 图2 1 4变化时的各次谐波含量 梯形波调制的缺点：输出波形中含5 次、7 次等低次谐波 2 5 3 线电压控制方式( 叠加3 次谐波) 对两个线电压进行控制，适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能，目标 使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减少器件开关次 数，直接控制手段仍是对相电压进行控制，但控制目标却是线电压，相对线电压控制方 式，控制目标为相电压时称为相电压控制方式，在相电压调制信号中叠加3 次谐波，使 之成为鞍形波，输出相电压中也含3 次谐波，且三相的三次谐波相位相同。合成线电压 山东科技大学硕士学位论文 2p w m 逆变电路及其控制方法 时，3 次谐波相互抵消，线电压为正弦波，鞍形波的基波分量幅值大 d d 八久 一“，“，“ 图2 - 1 5 叠加3 次谐波的调制信号 除叠加3 次谐波外，还可叠加其他3 倍频的信号，也可叠加直流分量，都不会影响 线电压 2 5 4 线电压控制方式( 叠加3 倍次谐波和直流分量) 叠加邯，既包含3 倍次谐波，也包含直流分量，蜥大小随正弦信号的大小而变化， 设三角波载波幅值为1 ，三相调制信号的正弦分别为u r u l 、“r v l 和u r w l ，并令 ”p = 一m i n 似r u l ，”r v l ，“w 1 ) 一1 佗1 2 ) 山东科拄大学硕士学位论文 2p w m 逆变电路及其控制方法 f 图2 1 6 线电压控制方式举例 葛u 鬟v i r v = r+ “p 则三相的调制信号分别为 “r w2 ”m - + j ( 2 1 3 ) 不论“r l j l 、蜥v i 和“，w l 幅值的大小，“r u 、“r v 、u ，w 总有1 3 周期的值和三角波负峰值相等。 在这1 3 周期中，不对调制信号值为一1 的相进行控制，只对其他两相进行控制，两相控 警。茗d伽0 p 0 粤舅乏d w d甾d也 山东科技大学硕士学位论文 2p w m 逆变电路及其控制方法 制方式 2 5 5 优点 ( 1 ) 在1 3 周期内器件不动作，开关损耗减少1 3 ( 2 ) 最大输出线电压基波幅值为砜，直流电压利用率提高 ( 3 ) 输出线电压不含低次谐波，优于梯形波调制方式 山东科技大学硕士学位论文3 单相全桥串联谐振b u c l c b 曩逆变器的设计与仿真 3 单相全桥串联谐振一b u c k - - b o o s t 逆变器的设计与仿真 3 。1 新型单相全桥b u c k - - b o o s t 逆变器的分析 图3 1 ( c ) 是全桥b u c k - - b o o s l ；逆变器的电路拓扑。由串联谐振功率级和一个输出滤 波器构成。功率级由全桥拓扑构成，其中包括电子开关s ，s 。s ，和s 。，二极管d ，和d 。， 谐振电感l r ；和l 。谐振电容c ，通过l r 和c ，构成的输出滤波环节与负载并联。其中四个 电子开关是单向开关。合成正弦波( s s w ) 在期望输出的每半个周期交替出现，也就是说， s s w 的正半周波形( 负半周波形) 由电子开关s 。( s 。) ，s 。( s 。) 和二极管d 。( d ) 产生。 在期望输出电压v 。( t ) 的正半周( 负半周) ，当电子开关s 。( s ：) 开通并且s 。( s 。) 和 s 。( s ，) 关断时操作序列开始。同时s 。( s 。) 以较高的开关频率进行转换。 合成正弦波形如图3 2 ( b ) 所示，包括许多标准脉冲单元( q s p ) ，由电子开关s 。( s 。) 和二极管d 。( d ，) 组成( 如图2 a 所示) 。为了分析方便，下面以s s w 的正半周来作解释 说明。在图3 2 ( a ) 中，在一个谐振周期包括三个动态阶段：线性充电，谐振，线性放 电，在谐振阶段电子开关s ，( s 。) 工作在电流断续模式下。谐振参数i 。( t ) 和v 。( t ) 在圈3 2 ( b ) 中模拟描述。期望的s s w 包括许多q s p s ，在每个开关周期，均布在t 。2 的正半周( t 。是期望的输出周期) 。参考图3 - 2 ( a ) ，在第k 个开关周期形成第k 个q s p 的三个动态阶段从t 。到t 。可以描述为如下表达式： t k a = ( k + 1 ) t ， 山东科技大学硕士学位论文 3 单相全桥串联谐振b u c k - - b o o s t 逆变嚣的设计与仿真 ( a ) 拧l 孙，j c 优( ：i _ ”1 w ，船， ( c ) 图3 - 1 ( a ) 传统电压源逆变器，( b ) 当输出电压高于输入d c 电压时，传统电路所采取的方式( c ) 全桥 串联谐振b u c k - - b o o s t 逆变器的电路拓扑 山东科技大学硕士学位论文 3 单相全桥串联谐振b u c k - - b o o s t 逆变器的设计与仿真 为了简化f b s r b b i 的数学分析，这里作如下理想化的假设：所有的器件均是理想化 的，滤波电感l f 足够大，能正确表示在第k 个开关周期的d c 电流i 。忽略l 。l 。c ， 和c 。的杂散损耗。三个动态阶段可以描述如下： 1 ) 充电阶段，t t 。t 。， 本阶段开始于t = t 。时刻，s 。零电流切换开通，d c 电压源向谐振电感l r 线性充电， 谐振电容c 。向负载释放能量，直到t = t 。此时i 。( t ) 和v 。( t ) 可以分别表示为( 其中 初始状态为i 。，( t 。) = o ，v 。( t 。) ) ： 妇；兽( t t k 0 ) 。 t - r 协= 冁o ) j ，l ，i k ( 、t 一“o ) ( 3 2 ) 山东科技大学硕士学位论文3 单相全桥串联谐振b u c k - - b o o s t 逆变器的设计与仿真 s t a t et 砘ec i r c u i te o u i v a l e n tc i r c u i t l 吒隔k 气 鬯c 晷 i 兰i兰； l l 用心 “ 广。 l 兰l兰j i t l ，用啦e 孙 船 ( a ) 一 一一 i 、l 9 t ，舒心 s ， f 岛 ： j 品 1 。j ， 只 埘 ， 瞳l i4 7 ： i $ z a z els t a t e 2 s t a t e3 ( b ) 国3 - 2 ( a ) f b s r b b i 三个动态阶段的等效电路图( b ) 两个正弦脉冲在第k 个周期从t k o 到，以及i l r ( t ) ，v c ，( t ) 和s s w 的波形 2 n 皆振阶段，ti t t 。： 此阶段s 。在t = t 。关断，d 2 导通，谐振回路由d ：，s ，l ，c ，和i 。“构成。l ，t 中储存的 能璧不断的释放给c ，宣到t = t 一 谐振参数k 。( t ) 和v 。( t ) 可以表示为： 山东科技大学硕士学位论文 3 单相全桥串联谐振b u c k - - b o o s t 逆变器的设计与仿真 l ，1 - 1 i f k 十【加l ( 1 ) 一丘批) 0 0 6 0 ：( t t 雌) 】 掣s i l l 蚺( t 一) 4 a ( 3 3 ) 岍= 蛔( o o s 峙( 一柚 + 磊p 打1 ( t k l ) 一屯，d 幽屿( t t k l ) 3 4 ) 其中b ( t t ) 和v 。，( t 。) 由( 3 - 1 ) 和( 3 - 2 ) 确定 坼= 1 、乙i 耳是谐振角频率 3 ) 线性放电阶段t t 。t 。j 此阶段l 一在t = t “z 释能完毕，二极管d 。截止，谐振电容c ，向负载充电，直到在t = t - ，下一个触发脉冲到来。谐振参数可表示如下： i 上，1 ( z ) = 0 ( 3 5 ) 晰( z ) = ( 蚴一i u l ，k ( 亡一札2 ) 。 ( 3 6 ) 在第k 个开关周期的i m ( t ) 和v 。，( t ) 波形和s s w 在输出滤波前后的波形如图2 ( b ) 所示。 3 2 合成正弦波与f b s r b b i 的状态平均模型 谐振电压v e t ( t ) 的在一个开关周期内的平均值 可以由空间状态平均模型得到 0 研1 =( 3 - 7 ) 竖型垫盔兰堡主兰堡丝奎 ! 苎塑全堑皇壁! 堂堑! 竺! 二! 竺竺望銮壁竺塑生兰堕壅 i 加l ( t ) = 汝( 1 一) ， 蛐s t 1 i m k - i - ( 珏l ) 一屯抖) 嘲计。一“1 ) 卜3 。掣如坼。一砝1 ) ，k 1 t k 2 o ， k 2 t 墨朋 ( 姗) ：盛罢丝 上嚣 ( 3 8 ) ( 3 9 ) f 毡舟( e 枷) 一 0 一t o ) ， “o 墨t f 。，实际上上面的等式可以近似为 坐变登塾奎兰堡主兰垫丝苎 ! 兰塑全塑墨壁! ! 堑! ：些= 唑兰垄耋塑墼堡生童堕塞 讲) 兰铬( s i i l 国( 3 - 。) 通过傅立叶分析，v 。，( t ) 的n 次谐波可以表示为： 2 0 f g m = 百 t n