（电力电子与电力传动专业论文）双重并联谐振逆变回路大功率中频电源.pdf

a b s t r a c t i nt h i s p a p e r ，t h e s t a r t i n g i s s u ef o ran e w - s t y l e t h y r i s t o r - b a s e dh i g h p o w e r m e d i u m - 丘e q u e n c yd o u b l e p a r a l l e l r e s o n a n t i n v e g e r w i t hp a r t i c u l a r r e f e r e n c et o i n d u c t i o n h e a t i n ga p p l i c a t i o n s ，i ss t u d i e da n d d i s c u s s e d i n d e p t h t h et r a d i t i o n a ls e r i e sr e s o n a n ti n v e r t e rh a st h e d i s a d v a n t a g e s o fv o l t a g e a c c u m u l a t i o ni n l o a d ，a n d t h et r a d i t i o n a l p a r a l l e l r e s o n a n ti n v e r t e rh a st h e d i s a d v a n t a g e so fu n e a s yo s c i l l a t i o na n di n v e r t i n gs u b v e r s i o n s ow eh a v ed i f f i c u l t yi n m a k i n gh i g h e r - p o w e r i n d u c t i o n h e a t i n ga p p l i c a t i o n s t h e n e w s t y l et h y r i s t o r - b a s e dh i g h p o w e rm e d i u m f r e q u e n c yd o u b l e p a r a l l e l r e s o n a n ti n v e r t e rc a r lo v e r c o m et h e s es h o r t c o m i n g so ft r a d i t i o n a li n v e r t e r s i th a st w o s e t so fc o n s t a n t - c u r r e n ts o u r c ec o n s t i t u t e do ft w ot h r e e p h a s e h a l f - b r i d g er e c t i l y i n g c i r c u i ta p p l i c a t i o n sa n dt w or e a c t a n c ef i l t e r s t h e s eg i v et h ep o w e rt ot h ei n v e r t e r t h e i n v e r t e ri s c o m p o s e do ft w op a r a l l e l r e s o n a n c el o o p s w i t ht h ei n v e r t i n gt h y r i s t o r s ( s c r 7 ，s c r 8 ) s w i t c h i n gb yt u r n s ，t h el o o p sc l s c r 7 一厶一l c c 1 a n d c 2 一s c r b l l l c c 2c o m p l e t ei n d e p e n d e n t l ym e d i u m f r e q u e n c y c u r r e n t r e s o n a n c eo ft h ep o s i t i v eh a l f - w a v ea n dn e g a t i v eh a l f - w a v e t h er e s o n a n c ec u r r e n t m a k e s i n v e r t i n gt h y r i s t o r sr u m o f f s p o n t a n e o u s l ns oi tc a no v e r c o m et h ed i s a d v a n t a g e s o f i n v e r t i n gs u b v e r s i o n t h e r e s o n a n tc a p a c i t o r s c 1 a n d c 2 a r ef e e dw i t ht w os e t so f a b s o l u t ec o n s t a n t c u r r e n ts o u r c e ，a n dt h i sc a ne l i m i n a t et h ev o l t a g ea c c u m u l a t i o n o nt h eb a s eo ft h e o r e t i c a la n a l y s i s ，w eh a v ec a r r yo u ta ni n d u s t r i a lo p e r a t i o n a l e x p e r i m e n ta b o u t2 0 0 0 k wo u t p u tp o w e r t h ee x p e r i m e n tr e s u l t ss h o wt h em e t h o di s e x c e l l e n ta n da v a i l a b l e i tc a ns o l v et h e s t a r t i n g d i f f i c u l to fh i g h p o w e r s u p p l y c o m p l e t e l y w eb e l i e v ei tw i l lh a v e aw i d ef o r e g r o u n d k e y w o r d s ：s e r i e sr e s o n a n t ，p a r a l l e lr e s o n a n t ，i n d u c t i o nh e a t i n g ，t h y r i s t o r m e d i u m f r e q u e n c yh i g h p o w e rs u p p l y , i n v e r t e r ，c o n s t a n t - c u r r e n ts o u r c e i i 双重并联谐振逆变回路大功率晶闸管中频电源 第一章：晶闸管中频电源电路概述 l - l 、晶闸管中频电源的发展状况与趋势 感应加热装置在工业中的应用已有8 0 多年的历史，以前人们是采用磁性静 止变频器( 一般为5 0 0 h z 以下) ，中频发电机组及高频电子管振荡器等产生不同频 率的感应电流对工件进行加热。1 9 5 7 年由美国通用电气公司( g e ) 开发的晶闸管 ( 晶闸管) 成为电力电子学发展的开端。由于这种功率半导体器件效率高、控制 性能好、寿命长、体积小等优点，迅速获得了广泛的应用和发展。1 9 6 6 年瑞士的 b b c 公司成功制成感应加热用的晶闸管中频电源，使晶闸管中频电源很快就取代 了传统的中频发电机组，成为中频感应加热电源设备发展的主流。此后，世界各 国都在大力发展这类变频装置，到七十年代初期，一些国家已完成晶闸管中频装 置的系列化工作。目前，国外单机最大容量为8 0 0 0 k w ，多台并联运行最大容量为 1 0 m w 。 我国于i 9 7 1 年在浙江大学研制成功第一台1 0 0 1 f w 1 1 f h z 并联逆变晶闸管中频 电源。随后，一些高校、科研所和工业企业加入了这个研究行列，使中频电源形 成系列化。随着微电子工业的新进展，国产晶闸管中频电源发展迅速，单机容量 不断扩大，频率在提升。中频电源的控制系统构成已从分立元件演变为全集成器 件构成。随着自动调节、电子保护、监控环节的性能提高，整机的可靠性、稳定 性及效率都有了改善。 作为世界第一钢铁大国，我国的钢铁行业这几年呈蓬勃发展的趋势。但我国 的炼钢设备主要是传统的高炉炼钢，虽然产量不错，但高质量钢材的产量较低。 而感应熔炼的优点就是工人工作条件好，效率高，熔液中合金元素烧损少及成份 容易控制，因此产品质量高，特别容易熔化各种高级合金钢。因此，通过发展中 频冶炼技术，可以在一定程度上提高钢铁质量，并减少钢铁行业的污染和能源损 耗，并且可以改善钢铁工人的工作环境，有较高的经济价值。随着几家国外大型 的感应加热设备公司进入中国，更提高了国内中频电源行业的竞争。但现在的整 个中频电源领域，存在着一定的技术难题。首先是中频电源的设备复杂，成本高： 在感应熔炼炉中熔液表面温度低，存在电磁搅拌；并且不利于要求高温造渣工艺 南开大学硕士学位论文第l 页共3 l 页 双重并联谐振逆变回路大功率晶闸管中频电源 的熔炼。这主要是中频冶炼的配套设施不齐全。但究其根本，是因为现在的中频 设备的单机容量不能大型化，现在国内出现的现有设备中，单机容量最大做到 6 0 0 0 研相当于1 0 吨炉，不能满足大型化生产的需要。为此，研发新的中频电源， 提高中频电源的单机容量，降低中频电源的成本，提高其可靠性和效率，是现今 钢铁行业迫在眉睫的事情。 影响中频电源设备单机容量不能大型化的原因有很多，最根本的原因是现有 的中频电源的主回路存在着固有的弊病。晶闹管中频电源由整流器和逆变器组成。 整流部分是把三相工频交流电流变换为直流电流。逆变部分主要作用是把煮流电 流变换为单相中频交流电流，通过感应线圈施加到负载上进行感应加热。感应 加热负载均为功率因数很低的感性负载( 一般为0 0 5 0 3 ) 。若不设法补偿，就 需要很大的电源容量。在感应加热中都采用电容器来补偿感应器的无功功率，提 高其功率因数，使电源仅供给有功功率。按照补偿电容和感应线圈的不同组合， 晶闸管中频电源电路又可分为并联逆变电路、串联逆变电路等。这是最基本的主 回路形式，现有的中频电源主回路都是基于这两种形式的拓扑。对于这两种主回 路形式，都有各自不易克服的弊病，影响了中频电源的大型化。下边，我们将分 别对其进行讨论。 1 2 、串联补偿逆变电路 1 2 1 、串联补偿逆变电路的结构 a b c 图l 一1 串联补偿逆变电路主回路图 串联补偿振荡回路逆变器的原理电路如图1 1 所示，电路图的前一部分为三 相桥式全控整流电路( 简称整流桥) ，它将正弦的工频交流电整流成脉动的直流 南歼大学硕士学位论文第2 页共3 1 页 双重并联谐振逆变回路大功率晶闸管中频电源 电。可以调节直流电压来调节负载电流。l 。为平波电感，c d 为滤波电容，c 为补偿电容，l 为负载感应线圈，各个桥臂上均接有限流电感以限制晶闸管上电 流的上升率。 。 串联补偿逆变器要求恒压源供电。故直流电源侧应接有很大的滤波电容c c l 。 c w 还为反并二极管的反馈电流提供通路。此外，与负载串联的补偿电容c 上可 能充有相当高的电压，在晶闸管关断期间，该电压将直接加在晶闸管上，造成晶 闸管上的过电压。因此，需要将这一部分能量反馈到直流电源，故与晶闸管反向 并联了反馈二极管。 1 2 2 、串联补偿负载电路的频率特性 对串联补偿负载电路，为分析方便。我们把感应线圈等效为r l 、l 串联。电 路如图1 2 所示：将角频率为u 的正弦电压u 加到串联振荡电路时，感应器中的 电流 就等于电源电流，。电路中电感的电压相位超前于电阻上的电压9 0 度， 电容的电压相位滞后于电阻上的电压9 0 度。由此，我们可得： 1 u = u c + u l + u r = ( 一，二一+ 一十s ) c w r 1l = ，( - + j c o l 一，土) i u i = ，两 c o】 串联电路的总阻抗为： 图1 2 串联谐振负载电路 z = 2 + c “一去，2 因此，只有耐= 二，z 的值最小。与此同时，在总电压u 给定后，电流 最大。同时，在该状态下，串联电路的电压与电流同相位，即电路此时呈纯阻 性，电容上的电压与电感上的电压大小相等，方向相反。我们称该状态为谐振 状态。谐振角频率为：= 。 吖f c 当输入电压角频率u 小于u 。时，容抗大于感抗，此时，总电压落后于电 流，整个电路呈电容性。当角频率u 大于u 。时，感抗大于容抗，此时总电压 超前电流，整个电路呈电感性。 南开大学硬士学位论文第3 页共3 t 页 在该串联电路中，电阻是耗能元件，它把电磁能转化为热能；电容和电感 是储能元件，它们时而把电、磁能储存起来，时而放出，彼此交换能量，而不 消耗能量。我们定义谐振电路的品质因数( 即q 值) 为虚功能量与消耗能量之 比。由此，我们可以得出：串联电路的q 值为： d ：堕坐 。 。 又因为串联电路，电流相等，故功率比也即等于阻抗比： l r ) ：0 0 t - - - - 些! ：上：世：盟：堡 q = 乎= 嘉= 孚2 篑= 毒 r c r r u u 。 因此，在谐振状态下，电容和电感上的电压为电源电压的q 倍，并且大小相 等，方向相反。因此，串联谐振电路常称为电压谐振电路。 1 2 3 、串联补偿逆变电路的工作分析 u d 图1 - 3 串联补偿负载电路简化图 为分析其工作过程，我们首先对简单串联逆变电路进行计算分析。其负载电路 简化为图卜3 ，我们将电源简化为电压为u 。的恒压源，感应线圈等效为电阻r 与 电感l 串联。在该电路中，设通过负载的电流为i 电容c 上的电压为u ，初始 条件为，= 0 ，i = 0 。 晶闸管s 1 、s 4 导通时，即负载工作的第一个半波，由图知， w ：f 堕+ 氓+ 三胁 ( 1 ) d f cj 对其两边做拉普拉斯变换，可得： 南开大学硕士学位论文第4 页共3 l 页 双重井联谐振逆变回路大功率晶闸管中频电源 埘( j ) + 肼( s ) + 三，( j ) = 一u d ( 2 ) c ss 化简得： 地) = 半击 ( 3 ) j 。+ 一j + 一 对方程：s 2 + 芋s + 去= o ( t ) 当等丢时，方程( 4 ) 由两个实数解，此时，方程( 1 ) 的解为衰减解， r l c 回路不能形成振荡，不能满足工作需要。因此，我们令等 丢，即r 2 吾。 我们称尺= 2 的等效阻抗值为临界阻抗。仅当负载感应线圈的等效阻抗小于该 临界阻抗时，r l c 回路才能形成自激振荡。 令口= 刍，卢= 掂每 肌m ，= 詈南 对( 5 ) 式进行拉普拉斯逆变换，由于其初值条件为i = o ，u c = 0 ，可得： ，。) = ，u d 口e - d s i e 【) ( 6 ) 阮i i f 伽u d 1 - e - “( c o s f i t + 笋肛) 当i ( t ) = 0 ，日1 s i n f i t = 0 ，r = 冬时，流过晶闸管s 1 、s 4 的电流为零。我们假 j 设此时负载电路不经过反并联二极管续流，晶闸管s 1 、s 4 立刻关断，并且在关断 同时触发晶闸管s 2 、s 3 ，负载电路进入第二个工作半波。 此时其初值条件变化为： 口 i = 0 ，u o i = u d - ( 1 + 矿万”) 。 南开大学硕士学位论文第5 页共3 1 页 双重并联谐振逆变回路大功率晶闸管中频电源 ，! ! + 氓+ 三f 此打：u d + u c l ( 8 ) d tco 我们观察( 9 ) 式和( 1 ) 式，仅常数项不同，对其做拉普拉斯变换和逆变换， 同上，可得： ( ，) = 旦事葛坠，e - 口s i n ( f i t ) ，当i ( t ) - 0 ，f 。芳时，即逆变电路工作进入第三 个半波，此时： 吮2 ：! 胁一吮1 ：沈1 e 一矿+ u d ( 1 + e p ) ( 9 ) 同理，我们可得到第n 个半波结束时谐振电容上的电压为 一兰f竺t一兰。 u n = ( u 。1 + u d ) ( 1 + p4 ) 一u 。一l = u 。一i + u 。l ( p9 一1 ) + u d ( 1 + e4 ) ( 1 0 ) 一! ft t t 故当u h ( 1 一e4 ) = u d ( 1 + e4 ) 时，即 一1 2 u 。：生旦洲时，u n ：乩串联谐振达到稳态，电容c 上的电压达到 1 一e ， 一兰f 最大值u 。一：三三u d ，电感上的电压也达到最大值， 1 一e ， u ，。枨= u ，。眦+ u 磊= _ 二二i u d ( 1 1 ) 1 一e ， 由此知，谐振电容上的电压每半波都有一个叠加过程，直到逆变回路工作于 稳态。逆变电路工作频率为厂= 1 2 厅土匝七r ，：2 ，略低于l c 谐振回路的谐振频率 厂= 去去，因此，串联逆变电路工作频率比谐振频率略低，电路成容性。由以 上计算可知，逆变回路输入电压为方波，但其输入电流为正弦波。这是因为逆变 回路工作频率f 近似等于l c 谐振回路的谐振频率，对l c 串联谐振回路来说，其 阻抗在串联谐振频率下最低，工作频率越偏离谐振频率，其阻抗越高。对该回路， 其工作电压为频率近似等于谐振频率的方波，对其作付里叶展开，其基波频率近 似为谐振频率，因此其电流主要表现出其基波频率的性质，为频率近似等于谐振 南开大学硕士学位论文第6 页共3 1 页 双重并联谐振逆变回路大功率晶闸管中频电源 频率的正弦波。并且有谐振电容电压公式可得，在工作到稳态之前，电容上的电 压逐渐升高，有一个电压积累过程，谐振电感上的电压与电容上的电压最大值差 一个电源电压，方向相反；均比输入电源电压高许多倍，可近似的将电容电感上 的电压看作是电源电压的q 倍。由此知串联谐振为电压谐振，其谐振电容和感应 线圈上的工作电压较高，并且流过其感应线圈上的电流为正弦波，有过零点并且 通过反并二极管有反相电流流过，可自然关断晶闸管，能自然换流。 同时还要指出，我们在上边的计算中，把负载等效电路等效为等效电阻r 与 感应线圈l 串联，这只是为了计算方便。感应线圈内通过中频电流，将在熔炼的 钢材中产生感应电流，也称涡流。它好像一支变压器，感应圈为原边，钢材为副 边。对变压器来说，其输出的等效阻抗应该等效为电阻r 与原边电感并联。因此， 对应于感应线圈，其等效电路应该为等效电阻r 与l 并联。这也可以从中频感应 线圈的输出功率方面来分析：如果我们假设等效电阻r 与l 串联，那么对应于该 等效电路，电阻r 为零时，电路只有虚功积累，其输出功率为零，没有实功输出： 当电阻r 无穷大时，等效电路相当于断路，也无功率输出；这也就说明当等效电 阻r 为某一值时，输出功率最大，这显然不能正确地描述中频电源的输出功率。 在上边计算中，我们只是为了证明谐振电容上的电压积累过程，如果将电阻等效 为与电感并联，计算过程比较麻烦，不容易得出方程的解为此，我们假设等效 电阻与电感串联，来简化计算过程。 南开大学硕士学位论文第7 页共3 1 页 双重并联谐振逆变回路大功率晶闸管中频电源 1 2 4 、串联补偿逆变电路工作过程及波形图 沪弋 l is c 贮，3s i：1 4 1雕i l ，。一-，一、， t o 、 t 3 。 tt 2 j ， l 、。7 ； 弋 ； 一一 弋歹 、 d 1 ，4 姐id 23j恿 i 图1 4 串联补偿逆变电路波形图 图1 4 为逆变电路工作时的时序波形图。假设首先触发晶闸管1 、4 ，这时候 电压u 。加到串联谐振电路上。因串联谐振电流波形为正弦波，当电流过零之后， 电流从晶闸管元件转移到同一桥臂的反并二极管上，利用反并二极管的反压使晶 闸管1 、4 关断。经过一段关断时间触发晶闸管2 、3 ，电流从二极管转移到另一 桥臂的晶闸管元件，这是一种强制换流过程，因为限流电感的作用使电流逐渐的 从二极管转移到晶闸管元件，在此过程中晶闸管和其对应桥臂的反并二极管同时 南开大学硕士学位论文第8 页共3 1 页 双重并联谐振逆变回路大功率晶闸管中频电源 导通。晶闸管2 、3 完全导通之后，谐振负载上所加电压与前一个半波相反，负载 完成同上个半波一样的振荡。在振荡过程中，一开始电源所给的能量大于负载 所消耗的能量，电容和电感上积累虚功能量，随着虚功能量的积累，电阻消耗的 实功量也不断增大，当电源能量等于负载电路所消耗的实功能量时，电路达到稳 定状态，电容和电感上的电压约等于电源电压的q 倍。 1 2 5 、串联补偿逆变电路特点 由此，我们可得串联谐振逆变电路的特点： ( 1 ) 、起动容易。其输入端并联的大电容q 在起动前就积累了很多的能量， 起动时，c 。，的瞬时放电能使振荡回路保持一定的电流，以保证建立自激信号和主 电路的环流，无需附加储能的起动电路。 ( 2 ) 、电流为正弦波，晶闸管上小，对晶闸管的要求不高。 ( 3 ) 、感应线圈和谐振电容的工作电压较高，因此需要较多的谐振电容，并 且感应炉线圈的匝间电压过高，容易引起匝间放电。 ( 4 ) 、对负载变化的适应性差，当负载变化引起q 值变化时。负载电路中的 电容和电感上的电压变化都比较大。 ( 5 ) 、因其逆变电路是恒压源供电，当逆变颠覆时，即四个桥臂同时导通， 直流侧的大电容将迅速向逆变晶闸管释放能量而造成很大的威胁，可能烧毁晶闸 管，故其保护比较困难。 ( 6 ) 、当触发电路工作暂时处于不正常状态时，如丢失脉冲等，逆变电路将 立即停振，串联谐振电路将出现电流断续，感应线圈上的电流将变化为零，谐振 电容不能突变，其上的高压将直接加到晶闸管的两端，故对串联谐振晶闸管的耐 压和哆乞要求高。 这一切都限制了串联谐振电路的大型化。其仅适合于需要频繁启动，容量不 大的场合。 南开大学硕士学位论文第9 页共3 i 页 双重并联谐振逆变回路大功率晶闸管中频电源 1 3 、并联补偿逆变电路 1 3 1 、并联补偿负载电路频率特性 对并联补偿电路，为分析方便，我们把感应线圈 等效为r 2 、l 并联。将角频率为的正弦电压u 加 到并联振荡电路时，感应器的端电压u ，就等于电 c 源电压u 。其电感上的电流超前输入电压9 0 度， 电容上的电流滞后输入电压9 0，电阻上的电压与 图2 - 2 并联谐振负载电路 电流同相位。 电路的电流方程式为： c 吉+ 击恤刖b0 9 c 一划 并联振荡电路的输入阻抗为 z 丁u 知习i跳 故并联谐振电路的总阻抗与串联电路相反，在谐振频率= - 去下，其阻抗 最大。输入电压角频率低于谐振频率时，整个电路呈电感性：输入电压角频率高 于谐振频率时，整个电路呈电容性：在谐振频率下，整个电路呈纯电阻性。谐振 时的电源电流而为：，。：一u 。 其品质因数q 值为： q ：( - 0 0 c r ：_ r ：= 舡七fj r j ， 谐振时，电容器中的电流七为： c = c u = i u = 。 谐振时，电感中的电流几为： ，2 币u = 上c o o l 旦r a 2 瓯 南开大学硕士学位论文第1 0 页共3 i 页 双重并联谐振逆变刚路大功率晶闸管中频电源 因此，并联谐振，电感和电容上的电流为输入电流的q 倍，且大小相等，方 向相反，电流在电感和电容之间来回振荡，总和为零。因此，并联振荡电路常称 为电流谐振电路。 1 3 2 、并联补偿逆变电路的结构 ： b江 9 2 ： fjfj l d 【 夕 【 = l l j ：j ： ： 1 ：7 r1r 歹1勤， 强 jfj f l hb ： 图1 5 并联补偿主回路原理图 图1 - 5 为并联逆变中频电源主电路原理图，图中a 部分为晶闸管组成的三相 桥式全控接流电路( 简称整流桥) ，它将正弦的工频交流电整流成脉动的直流电u ， 可以调节直流电压虬来调节负载电流。并联谐振逆变器为电流谐振，要求恒流源 供电。由于负载上并联有补偿电容，所以只有当直流输入侧的直流电感l 足够大 时，输出电流才能成为矩形波。此外，电感l 也起到直流电源与逆变器之间的隔 离作用。该电路的逆变器有四支晶闸管组成单相全控桥式逆变电路，它将直流电 流，。逆变为交流方波中频电流，并将它送到负载电路中。负载电路由感应器和电 容器组成的并联振荡电路对工件进行感应加热。逆变电路输出的中频电流的频率 f ，受负载振荡电路控制，工作在略高于并联振荡电路的振荡频率。中频电流中含 有明显的基波和谐波，接近谐振频率的基波电流通入并联谐振电路时振荡电路 呈现很大的阻抗，比基波频率高几倍的谐波电流通入并联谐振电路时，振荡电路 呈现很小的阻抗，所以方波中频电流通过并联谐振电路负载时感应器负载电压实 际上接近正弦波形。逆变器的每一个桥臂都有一个限流电感与晶闸管串联。限流 电感之间不存在互感，其自感量都相等。它的作用是当晶闸管导通时，限流电感 南开丈学硕士学位论文第1 1 页共3 l 页 双重并联谐振逆变回路大功率晶闸管中频电源 限制电流的上升率孚的值不致超过晶闸管的允许值。 d f l t3 ，3 、并联补偿逆变电路工作过程 s c r 发脉 ； sc -l l ，4 通 s cr 2 ，3 通 i l ：r 23 s (：r l4 s ( 功 ，一 l ，一“ 7 、 篇? j、 ! ! j 3 t； 、焱。 | f 蹲、t 7 t 7 ； 7 ， 、i 、 _ ， 牵1 7 l 厂 、 、。 、 、 。 y， j 图l 一6 并联逆变器的电压电流波形 并联逆变器的工作情况，可在一个周期内分成四个导通阶段来说明。 第一阶段：s 1 、s 4 送入一个触发脉冲使之导通，电流从正端流入s 1 ，经负载 电路、s 4 ，由负端流回。l c 谐振电路受到这个电流的激磁而产生谐振，电容c 上 的电压是上正下负。 第二阶段是换流阶段，当第一阶段进行到谐振电压u ，( 或己，。) 过零之前( 即 电容上的电压还保持上正下负时) ，触发s 2 、s 3 ，瞬时四支晶闸管均处于导通状 态，逆变器的输入端短路，同时电容c 两端也被s 1 、s 2 和s 3 、s 4 短路。由于直 南开大学硕士学位论文第1 2 页共3 1 页 双重并联谐振逆变回路大功率晶闸管中频电源 流电路中串联有一个很大的电感l d ，所以在短路瞬间直流端的电流1 。不能突变， 而电容c 被短路，引起很大的放电电流t ( 该电流仅受桥臂换流电感厶的限制) ， 该电流与s l 、s 4 的电流相反，使其关断。第二阶段的时间很短，这该过程中，s l 、 s 4 的电流从最大值下降到零，s 2 、s 3 的电流从零上升到最大值。这段时间称为换 流时间或重叠时间f ，。 第三阶段：电流经s 2 、s 3 反方向通到负载电路，电容c 两端的电压变成为上 负下正。第三阶段是中频交流的后半周期。 第四阶段：在中频交流后半周期进行到一定的时候，s 1 、s 4 受触发导通，与 第二阶段的换流情况一样，s 2 、s 3 将关断，使回路回复到第一阶段的状态。 上图2 7 表示并联逆变器的电压和电流波形。，是经整流输出的直流电流， 由于经过一只大容量电感l 的滤波，故电流比较平直，使逆变回路的输入电源接 近恒流源。 s 1 、s 4 在中频交流前半个周期导通，后半个周期关断；s 2 、s 3 在前半个周 期关断，后半个周期导通。导通时经过晶闸管的电流等于整流输出的直流电流，。 关断时为零。由于线路中每个逆变晶闸管串有换流电感三。，使得晶闸管导通和关 断时电流的变化不可能瞬时完成，而是按一定斜率上升和下降。所以流过晶闸管 的波形是一个接近方波的梯形波，梯形波的上升沿和下降沿就是换流时间，。 逆变桥输出电流是两对桥臂流过的电流，即前半个周期为+ ，。后半个周期为，。， 从+ ，。到，。的换流是在换流时间内逐渐完成的。这样逆变器输出的中频电流是一 个交变的梯形波。对其付里叶展开，可分为频率与其相同的基波和高频率的高次 谐波之和。但是由于逆变器输出端的负载是l c 并联谐振回路，而谐振回路的固 有频率接近于基波电流的频率，在该频率下，谐振回路呈现出高的阻抗，也就是 说谐振回路对基波电流呈现高阻抗。因此，谐振回路虽然其输入电流为梯形波， 但其输出电压接近正弦波。 1 3 4 、并联补偿逆变电路起振困难 对并联补偿逆变电路，确定开始换流的时刻t 是非常重要的，实现不了换流 往往是造成逆变失败的重要原因。所谓换流是指包含晶闸管元件的两支路问电流 的转移。由于晶闸管工作于开关状态，这种电流转移意味着开启原来处于截至的 南开大学硕士学位论文第1 3 页共3 1 页 翌重茎壁堕堡垄奎旦堕查生童曼塑鲎主塑皇塑一 晶闸管和关断原来处于导通的晶闸管。由于晶闸管在导通后便失去控制，而且开 关速度受动态参数的限制，因此在逆变电路中晶闸管电流的转移也意味着触通原 来处于关断的晶闸管，并保证其电流上升率低于晶闸管的l 临界值。强制原来处于 导通的晶闸管的电流下降，并在其过零后施加一定时间的反压，并保证反压时间 大于晶闸管的关断时间。我们是利用负载电压作为换流电压，来关断晶闸管。因 此，只有当u 。为正值时触发s c r i 、s c r 4 ，才能使s c r 2 、s c r 3 关断，实现换流。 而且在换流终止( t = ) 以后，u 0 仍应在一段时间( ，一f 。，即储备时间) 内保持 正值，以使原先导通的s c r i 、s c r 4 继续承受反电压使它们内部结上的载流子复 合，以恢复阻断能力。这是因为晶闸管即使正向电流切断( 等于零) 以后，阻挡 层中的载流子复合，元件重新处于阻断状态和控制极恢复控制能力需要一定的时 间( 即关断时间) ，储备时间必须大于晶闸管关断时间。同时换流时间还不能太 短，这是受晶闸管的电流上升率耐量的限制，为了限制电流的上升率，逆变电路 中每个桥臂必须串联换流电感t 。 综上所述，为了保证能可靠换流，换流时刻应在逆变输出电压过零之前开始， 这段时间称为触发引前时间。可见逆变器的输出电流必须超前于输出电压才能换 流，否则换流失败，逆变器就不能正常工作。而电流超前电压，说明负载谐振电 路称容性，也就是并联电容必须有过补偿，电容才能有足够的能量，为换流提供 所需的无功功率。 因此，并联谐振逆变电路存在一定的起振困难问题。因其晶闸管为强迫关断， 在换流时刻四支晶闸管同时导通，逆变桥输入端暂时处于短路状态。只是因为滤 波电感也的数值比较大( 理想状态为无穷大) ，故输入端电流，。，在该较短的换流 时间中不变化，输入电源仍相当于恒流源。并且 四支晶闸管同时导通也短路了负载电容，负载电 容将沿晶闸管l 、2 和晶闸管3 、4 放电，在刚导 通的晶闸管中，该放电电流与输入电流方向相 c 同，在即将关断的晶闸管中，该电流与输入电流 方向相反。这两个电流互相竞争，因此我们需要 图1 7 并联谐振负载等效电路 负载电容上有足够的虚功能量，使负载电容的放电电流能大于流过晶闸管的直流 电流。对于l c 并联谐振电路，由上知，其为电流谐振，当其通入直流电流i d 南开大学硕士学位论文第1 4 页共3 】页 双重并联谐振逆变回路大功率晶闸管中频电源 时，如图1 - 7 ，我们可列出方程 i d = i l ( f ) + i r ( f ) + i c ( f ) 吲卅吾掣+ c ，警 了d 2 i l ( t ) + 石1 _ d i 7 f ( t ) + 去( f ) = 量l c“了+ 石f + 云o u 一一 其特征方程为： x 2 + 土x + 上：o r e髓 令：= 万1 一云4 下沩我们分情况对原方程的解进行讨论： ( 1 ) ( 2 ) ( 3 ) 当。时，即r 圭j ；时，特征方程有两个实数解，原方程的解为指数衰 减解，我们称这种情况为过阻尼和临界阻尼； 1 厅 当a 、 - 时，特征方程有两个虚数解，原方程的解为指数衰 zyf 减振荡解，我们称这种情况为欠阻尼；只有电路参数满足欠阻尼情况时，r l c 并 联回路才能发生自激振荡。 而对于r l c 并联回路，因为9 = ( d o c r = ，只有当其处于欠阻尼状态时，q 0 3 0 l 值比较大，电源所给能量大于负载的消耗能量，才能产生l c 上的虚功积累，随着 虚功的积累，使负载消耗的能量不断增大，直到电源所给的能量与负载消耗的能 量相等，使l c 上虚功电流为输入电流的q 倍。当该r l c 并联回路处于过阻尼或临 界阻尼状态下时，q 值较小，电源所提供的能量一开始就全部被负载所消耗掉， 在l c 上不存在虚功积累。因此，为使晶闸管能顺利关断，我们应该使负载回路工 作于欠阻尼状态下，即使等效阻抗r 足够大。而对于大功率中频电源，在输入电 压恒定的情况下，为了提高其输出功率，必须要减小其等效阻抗。而等效阻抗越 小，负载电容上积累的虚功能量又越小，使逆变回路越不容易起振。同时，由逆 变主回路原理图可知，负载电容在换流时刻的放电回路有三个，其不仅要沿上下 两组桥臂放电，还要向感应线圈放电，当负载等效阻抗降低时，即感应线圈的等 南开大学硕士学位论文第1 5 页共3 】页 双重并联谐振逆变回路大功率晶闸管中频电源 效阻抗降低，负载电容向感应线圈的放电电流将增大，势必使负载电容的换流电 流减少，使并联逆变回路起振失败。 因此，并联谐振逆变电路存在临界阻尼问题。正是临界阻尼问题，限制了并 联谐振逆变电路的大型化。原则上讲，只要是振荡器，就存在临界阻尼问题。但 临界阻尼问题对并联谐振逆变电路影响更大，它直接造成并联谐振逆变电源的起 振困难。这是因为并联补偿逆变电路采用强迫换流方式，亦即要靠补偿电容内的 残余电量放电帮助相应的晶闸管关断，而残余电量的积累要咀并联逆变器处于振 荡状态为前提。而对于串联谐振逆变电路，其通过电流谐振使逆变晶闸管自关断， 即使在临界阻尼附近或跨越临界阻尼点时，逆变晶闸管电流均有过零的时刻，均 能拼接形成振荡电路，故不存在临界阻尼问题。 1 3 5 、并联谐振逆变电路特点 从土，我们可看出并联谐振逆变电路的特点： 小 ( 1 ) 、并联谐振逆变电路的输入电流为矩形波，故对逆变晶闸管的；参数 d ， 要求比较高。但其输出电流为正弦波，对晶闸管的兰竺参数要求低； 讲 ( 2 ) 、并联谐振逆变电路为电流谐振，感应线圈基波电流为逆变输入电流的 q 倍，因此并联谐振逆变电路的功率损耗下小，只有谐振电路部分的电流大，主 回路其它部分的电流都比较小； ( 3 ) 、并联谐振逆变电路输入电源为恒流源，当逆变回路发生逆变颠覆( 即 晶闸管没有被正常关断) 时，输入电源虽然被短路，但因为平波电抗器的作用， 使电流不会马上大幅度上升，故其换流失败的保护比较容易： ( 4 ) 、并联谐振逆变回路的负载电容和感应线圈本身已经构成谐振回路，故 对感应线圈来说，其上边电流不会发生断续，同时，该电路为电流谐振，因此， 逆变回路两端不会发生电压突变，对逆变晶闸管的保护比较容易； ( 5 ) 、并联谐振逆变电路运行比较稳定，对负载的适应能力比较强，负载变 化，不会大幅度影响到输入电流及工作频率，在较大范围内都比较稳定： ( 6 ) 、并联谐振逆变电路存在着起振困难问题，其起振需要辅助装置，不能 满足频繁开机的要求，并且大功率并联谐振逆变电路的起振还存在技术难题，正 是这一点限制了中频电源的大型化： 南开大学硕士学位论文第1 6 页共3 l 页 双重并联谐振逆变回路大功卓晶闸管中频电源 第二章双重并联谐振逆变回路大功率中频电源 2 1 、传统中频电源的缺陷 目前广泛应用于金属熔炼、锻件透热的晶闸管中频感应加热炉大多采用并联 补偿逆变电路，传统的并联补偿逆变电路如上介绍，是由三相晶闸管全波整流桥， 通过平波电抗器连接并联补偿逆变器构成；其导通的晶闸管l 和晶闸管2 不能自 行关断，只有通过触发另一桥臂的晶闸管3 和晶闸管4 ，利用电容c 上的残余电 压对晶闸管1 和晶闸管2 反向放电，才能将其强迫关断：同样晶闸管3 和晶闸管 4 也要靠触发晶闸管i 和晶闸管2 来强迫其关断。由此可见，并联补偿型逆变器 的四只晶闸管在换流的过程中必然出现同时导通的情况。一旦并联补偿电容c 上 的电荷储量不足，或换流时间选择不当， 重影响并联补偿型逆变器的起振成功率。 严重。 都有可能导致逆变颠覆。这种问题会严 而且，中频电源输出功率越大，问题越 还有采用串联补偿逆变电路。该电路的优点是逆变晶闸管可以自然关断，不 存在起振困难。但因其为电压谐振，在工作工程中，谐振电容和感应线圈不断进 行电压积累，最终达到稳态时，电容和感应线圈的电压约为输入电压的q 倍。q 是l c 串联谐振回路的品质因数。一般熔炼负载的q 值在3 5 之间变化。因此， 无论是炉体线圈还是补偿电容所承受的中频电压都可能高达数万伏。炉体线圈l 的电压过高会导致线圈匝闾短路而“放炮”，由此可发生炉体爆炸造成炉毁人伤。 由于q 值无法人为控制，只能通过降低整流侧直流电压来控制炉体线圈匝间电压 和谐振电容电压。但是，因此也大大降低了中频电源的输出功率( 尸。c u 。2 ) ， 其结果是延长了冶炼的时间，增加了能耗。 我们希望得到一种在起振方面有串联补偿逆变电路的特点，而负载感应线圈 的电压，又不存在电压积累，有比较低的匝间电压的逆变电路。双重并联谐振逆 变电路正是具有这些特点的电路。 南开大学硕士学位论文第17 页共3 i 页 双重并联谐振逆变回路大功率晶闸管中频电源 2 2 、双重并联谐振逆变电路结构设计 图2 i 双重并联谐振逆变回路主回路图 该双重并联谐振逆变回路大功率中频电源，包括有由整流晶闸管s c r s c r , 组成的两组三相半波整流器合并而成的晶闸管全波整流桥及平波电抗器l 。、上。 构成的两个恒源源和一个双重并联谐振逆变回路。具体连接是，通过整流晶闸管 s c r 、s c r 。s c r ；输入的正半波脉动直流连接到平波电抗三。的一端，。的另一端 分别连接谐振电容c 。的一端和逆变晶闸管s c r ，的阳极，s c r 。的阴极与另一只逆变 晶闸管s c r 。的阳极相连接并成为该中频电源向外输出中频电的一个输出端点a ； 通过整流晶闸管s c r 。、s c r , 、s c r ：输入的负半波脉动直流连接到平波电抗岛：的 一端，乙：的另一端分别连接谐振电容c 。的端和逆变品闸管s c 艮的阴极；电容 c 的另一端和电容c 。的另一端一同与输入电源变压器的零线相连接并成为该中频 电源的另一个输出端点b ：在该中频电源的两个输出端点a 和b 之间接有由谐振 电感l 与并联槽路l c 相串接而构成的炉体负载z 。 本电路中的炉体负载l c 构成基本的并联谐振槽路，在谐振条件下，该槽路可 以被等效的简化为一个负载电阻r ，于是，回路c ，、s c r ，、l 。、r 与回路c ，、s c e 、 l ，、r 各自又构成一组分别由正负恒流源供电的并联槽路。随着s c r ，和s c 飓的交 替导通，这两个并联槽路分别完成正负半波的中频电流谐振。c , l ：( 或者c ：l 。) 的 南开大学硕士学位论文第1 8 页共3 i 页 双重并联谐振逆变回路大功率晶闸管中频电源 电流谐振可以使s c r ，( 或者s c r 。) 自然关断，克服了传统的并联补偿中频电源易 发生逆变颠覆的弊病，提高了起振可靠性。谐振电容c t 和c z 分别由两组相互独立 的恒流源供电，彼此不发生电压累加，根除了传统的串联谐振中的过电压问题。 因该逆变回路由两个并联谐振回路组成，故我们称该逆变回路为双重并联谐振逆 变回路。实际上l c 槽路并不能处于谐振状态。对电路的参数设计。我们设定c l 远小于c ，l l 与l 近似相等。因此对c l 和l 1 回路，其自激振荡频率远大于l c 的谐振频率，而对于l c 槽路，在该频率下呈现容性。 c r l 7 ，8 c 图2 2 双重并联谐振逆变回路简化图 应当指出，通过恒流源对逆变回路供电，谐振电容c 1 通过晶闸管s c r 7 和电 感l - 对l c 并联槽路放电。电容c t 的充电大小取决于充电电流的大小和充电时 间( 即频率) 的长短：低频时，充电时间虽然增加，但充电电流减小；频率增加， 使充电电流增大，但充电时间会减少。实验结果表明，电容c 1 上的电压随频率 升高而增大，其结果会抬高c l 上的电压u c l 使得u c l 主um ，其中um 是中频输出 电压。当s c r 7 关断时，u c l 的绝大部分施加在s c r 7 上。为了降低u c l 的幅值， 本设计的特点之一是，并联谐振槽路l c ( 同时也是炉体负载) 作为一个能量衰减 因子串接在l i c i 谐振回路中，吸收l l c l 的谐振能量，从而有效抑制了因l l c l 发 生电压谐振而造成的在l l 和c l 上的电压增高：其特点之二是，把l l 也缠绕在炉 体上，让l 1 也参与加热金属炉料。这不仅增加了感应加热的效率，而且利用金属 炉料有效吸收l l 中的交变磁能，进一步降低了振荡回路的q 值；同时，因为零 线的引入，电容c 1 和c 2 分别由独立的电源供电，彼此之间不存在电压累加。实 验证明，这三项措施可以把c i 和c 2 上的电压降低到安全范围之内，即c l 和c 2 上的峰值电压约等于中频输出电压的1 5 1 8 倍。 由此知，双重并联谐振逆变回路中频电源较串联补偿逆变电路有较大的区别， 在谐振电容上，不存在传统串联补偿逆变电路的电压积累问题。对串联补偿逆变 南开大学硕士学位论文第1 9 页共3 i 页 双重并联谐振逆变回路大功率晶闸管中频电源 电路，谐振电容上的电压在虚功积累过程中，每半波结束的充电电压成为下一个 半波充电过程的起始条件，电容上的电压不断的增加，直到稳态。而对于双重并 联谐振逆变电路，c l 和c 2 上每次的充电电压近似相等，放电过程中c 1