（电力电子与电力传动专业论文）数字化移相全桥直流变换器研究.pdf

华中科技大学硕士学位论文 a b s t r a c t s o f t - s w i t c h i n ga n dd i g i t a lc o n t r o lt e c h n i q u e s a r et h eh o t s p o t so fp o w e re l e c t r o n i c s r e s e a r c h a st h e k e yt e c h n i q u e i nt h e h i g hf r e q u e n c y , h i g hp o w e rd e n s i t yc o n v e r t e r , s o r - s w i t c h i n gt e c h n i q u ep e r m i t s t h e s w i t c h i n g d e v i c e st o o p e r a t e u n d e rz e r o 。v o l t a g e s w i t c h i n g ( z v s ) o rz e r o v o l t a g ez e r o - c u r r e n ts w i t c h i n g ( z v z c s ) b yu s i n g c i r c u i tp a r a s i t e s s u c ha sl e a k a g ei n d u c t a n c ea n di g b t j u n c t i o nc a p a c i t a n c e t oa c h i e v er e s o n a n ts w i t c h i n g i n d u s t r ys t a n d a r df o r t h ec o n t r o lo f s w i t c hm o d ep o w e r s u p p l y ( s m p s ) s y s t e m s h a s b e e na n a l o gc o n t r 0 1 n o ww i mt h ea d v e n to f h i g h s p e e d 、l o w e r c o s td i g i t a ls i g n a lp r o c e s s i n g ( d s p ) l c s ，t h e r eh a sb e e n a ni n c r e a s e di n t e r e s ti nd i g i t a lc o n t r o lo f s m p s d i g i t a lc o n t r o l p r o v i d e sa d v a n t a g e ss u c h 髂p r o g r a m m a b i l i t y 1 e s ss u s c e p t i b i l i t yt oe n v i r o n m e n t a l v a r i a t i o n s a n df e w e r p a r tc o u n t s i ta l s or e d u c e s t h es i z eo f p o w e r s u p p l yb yc o n t a i n i n gt h ec o m p l e x i t y o f c o n t r o ls y s t e mw i t h i nt h es o f t w a r e t h e r e f o r e ，d i g i t a lc o n t r o li sb e c o m i n gl o w e rc o s ta n d m o r e a p p l i c a b l ef o ri n t e l l i g e n tc o n t r 0 1 t 1 1 i st h e s i se x p l o r e ss e v e r a li m p l e m e n t a t i o na s p e c t s o f d i g i t a lc o n t r o lo f d c d cs t a g eo f s m p s n l ec o m b i n a t i o n o f s o r s w i t c h i n gt e c h n i q u ea n dd i g i t a lc o n t r o ls c h e m e i sat r e n do f m o d e m p o w e r e l e c t r o n i c s t 1 1 i sp a p e r a n a l y s e st h ep r i n c i p l eo f t h eo p e r a t i o n a n dt h e c o n d i t i o n st or e a l i z es o f t - s w i t c h i n go f p h a s e s h i f t ( p s ) f u l l - b r i d g e ( f b ) p w md c d c c o n v e r t e r b a s e dp sf bz v sp w m c o n v e r t e r ，s m a l l - s i g n a la n a l y s i si su s e di nt h e s m a l l s i g n a lm o d e l o f i t s t o p o l o g yb yi n c o r p o r a t i n g t h ee f f e c t so f t h ec i r c u i t p a r a s i t i c s t h i s p a p e ra n a l y s e st h es y s t e mc o n t r o ll o o p t os a t i s f yt h e p e r f o r m a n c eo f t h ec o n v e r t e r t h ep a p e r a l s op r e s e n t st h em e t h o d o f c o m p o n e n tp a r a m e t e rd e s i g na n dt h ei m p l e m e n t a t i o no f d i g i t a l c o n t r o ls c h e m e t h e r ea r eai o to f s i m u l a t i o n si nt h et h e s i s i n c l u d i n gc i r c u i ts i m u l a t i o n b yo r e a da n d s y s t e ms i m u l a t i o nb y m a t l a b t h e e x p e r i m e n tr e s u l t ss h o wt h a tt h ep h a s e - s h i f td i g i t a l c o n t r o ls y s t e m sh a r d w a r es t r u c t u r ei ss i m p l e ，e a s y ，h i g h i y p r o g r a m m a b l ea n d r e l i a b l e a n d t h ed e s i g no f m a i nc i r c u tc o m p o n e n t si sr e a s o n a b l ea n ds u i t a b l et oa c h i e v et h e r e q u i r e m e n t s a tl a s t , t h ec o n v e r t e rc a l li m p l e m e n tz e r ov o l t a g es w i t c h i n gi na l a r g el o a dr a n g e k e y w o r d s ：p h a s e - s h i f tp w mz v s d s p d i g i t a lc o n t r o l l o w v o l t a g eh i g h - c u r r e n t d c d cp r e d i e r i v e d e a d b e a t i i 华中科技大学硕士学位论文 1 绪论 本文的研究主题是基于数字化移相p w md c d c 变换器的实现。本章首先概述了当前 电力电子技术的发展状况，并对未来的技术发展趋势和市场前景进行预测。本章对开 关电源a c d c 和d c d c 的各种拓扑结构进行总结，并针对全桥d c d c 变换器中z v s 和 z v z c s 两种拓扑的实现和直流变换器的控制技术进行说明。最后介绍了本文的研究内 容。 1 1 课题的根据和意义“1 开关电源( s m p s ) 作为电力电子应用一个重要组成部分，在当今社会中广泛应用 于工业生产和居民生活的各个领域。随着电力电子装置高频化、小型化以及各种应用 领域的特殊技术要求，开关电源动态特性，功率密度和效率的要求日益成为开关电源 备受关注的研究课题。在国际电源市场的台式机和笔记本电脑领域，由于c p u 频率的 提高，对其供电电源的要求也急剧提高。如何满足未来产品对电源的要求成为国内外 的电力电子专家学者当前的热门研究课题。 目前，s m p s 控制的工业标准仍然是模拟控制。伴随着高速、低成本的数字处理器 ( d s p ) 芯片的面世并逐步走向市场，国内外用户对如何实现s m p s 的状态监控要求 的提出，s m p s 的数字控制成为日益热门的研究方向。但相对于模拟控制，克服数字控 制器的带宽限制提高开关电源的动态相应特性便成为需要迫切解决的问题。 据报道，全球开关电源市场在通讯、计算机、仪器设备、工业控制和军事航空等应 用领域将以更快的速度发展。据近期预测，全球s m p s 市场份额将由2 0 0 0 年的2 0 0 亿 增加2 0 0 5 年的5 6 0 亿，年平均增长率为2 3 2 。其中，采用模拟控制的s m p s 以缓慢 的速度增长。而另一方面，数字信号处理，半导体、磁和其他元件的集成和冷却技术 正以迅猛的速度发展。 顺应开关电源的数字控制发展趋势，本文所研究的课题来源于某型低压大电流直流 电源，本文研究目的是开发一套实用的全数字化移相p w md c d c 变换器系统。 华中科技大学硕士学位论文 1 2 电力电子技术概述恻脚 1 2 1 电力电子器件 随着二十世纪电能应用走进了在国民生产生活的每一个角落，电力电子技术得到迅 猛的发展。作为二十一世纪的关键技术之一，电力电子技术的应用领域不断拓宽，其 发展逐渐进入一个曰新月异的阶段。 作为集电力、电子和控制技术为一体，并以电力电子器件制造为核心的电力电予技 术随着科学技术的发展又与现代控制理论、材料科学、电机工程、微电子技术等领域 密切相关，逐渐成为- - f 多学科互相渗透的综合性技术基础学科。当今许多商新技术 均与电能的转换和控制密切相关，而现代电力电子技术能够对其进行精确和快速的变 换处理，从而成为其他多项高新技术发展的基础。电力电子技术的进一步发展必将导 致大幅度降低能耗，节约用材以及提高效率，并最终为现代社会的生产和生活带来深 远的影响。 通常认为，1 9 5 6 年第一个晶闸管发明之日即为电力电子技术诞生之时。在之后的 近半个世纪里电力电子技术的发展大体上可划分为两个阶段：1 9 5 7 年至1 9 8 0 年称为传 统电力电子技术阶段；1 9 8 0 年至今可称为现在电力电子技术阶段。 现在电力电子技术在器件、电路及控制技术方面与传统电力电子技术相比有如下的 特点： 1 ) 集成化。几乎所有全控型器件都由许多单元胞管子并联而成，即一个器件是由 许多子器件所集成。例如一个2 0 0 0 a 的g t o 含有近千个单元g t o ，一个4 0 a 的功率 m o s f e t 由上万个单元并联而成，一个3 0 0 a 的s i t h 含有5 万个子器件。 2 )高频化。从高电压大电流的g t o 到高频率多功能的s i t ，其工作频率己从数千 赫到兆赫，这标志着电力电子技术已进入高频化时代。目前g t c l 的工作频率可达1 2 k h z ，电力晶体管可达2 5 k h z ，功率m o s f e t 可达数百千赫，s i t 则可达1 0 m h z 以上。 3 ) 全控化。电力电子器件实现全控化，也即自关断化是现代电力电子器件在功能 上的重大突破。无论是双极型器件的g t o ，g t r ，s i t h 或单极型器件的功率m o s f e t ， s i t 以及混合型器件i g t ，m g t ，m c t 等都实现了全控化，从而避免了传统电力电子 器件关断时所需要的强迫换流电路。 4 ) 电路弱电化、控制数字化。全控型器件的高频化促进了电力电子电路的弱电化。 p w m 电路、谐振变换电路以及高频斩波电路这些本来用在弱电领域的电路而今又成为 电力电子电路的主要形式。控制这些电路的技术也逐步数字化。 华中科技大学硕士学位论文 5 ) 多功能化。传统电力电子器件只有开关功能，多数用于整流运行a 而现代电力 电子器件的品种增多、功能扩大、使用范围拓宽，不但具有开关功能，有的器件还具 有放大、调制、振荡及逻辑运算的功能，因而使电力电子器件多功能化。 1 2 2 电力电子技术发展趋势 随着科技的进一步发展，二十一世纪电力电子产品发展的趋势是：应用技术的智能 化；硬件结构的模块化；软件控制的数字化；产品性能的绿色化。从而使未来的电力 电子产品性能更加成熟、可靠、经济、实用。 i ) 高频化 理论分析和实验经验表明，电气产品的体积重量随供电频率的平方根成反比地减 小，所以当我们把频率从工频5 0 h z 提高到高频2 0 0 k h z ，提高了4 0 0 0 倍的话，用电设 备的体积重量大体上下降到工频设计的1 5 一3 。这正是电力电子新技术得以实现功率 变频而带来明显效益的根本原因。 2 ) 模块化 我们常见的模块实质上都属于“标准”功率模块( s p m ) 。近年来，有的公司把开关 器件的驱动保护也装到功率模块中去，构成“智能化”功率模块( i 刚) ，这样缩小了 整机的体积，方便了整机的设计和制造。有的制造商开发了“用户专用”功率模块 ( a s p m ) ，它把一台整机几乎所有硬件都以芯片的形式封装到一个模块中，使元器件间 不再有传统的引线连接，经过严格的热学、电学、机械设计。达到优化完善的境地。 3 ) 数字化 在传统电力电子技术中，控制部分是以模拟电路方式来设计和工作的。二十世纪八 十年代以来，随着数字处理器运算数度的提高，性能的完善和价格的下降，控制系统 的数字化得到越来越广泛的应用，显示出越来越多的优点：便于计算机处理和控制， 避免模拟信号的传递畸变失真，减少杂散信号的干扰( 提高抗干扰能力) ，便于遥感、 遥测、遥调，也便于自诊断、容错等技术的植入，更便于各种现代控制思想、技术的 注入。 4 ) 绿色化 “绿色化”来源于“无污染”。绿色照明、绿色电器有两层含义：首先是显著节电， 这意味着发电容量的节约，而发电是造成环境污染的重要原因之一，所以节电就可以 减少对环境的污染：另外，这些电器还应该满足不对( 或少对) 电网产生污染，电工 委员会( i e c ) 对此制订了一系列标准，如i e c 5 5 5 、i e c 9 1 7 、 e c l 0 0 0 等。事实上，许 多电器设备往往是电网的污染源：向电网注入严重的高次谐波电流，使总功率因数下 降，使电网电压耦合许多毛刺尖峰，甚至出现缺角和畸变，因此必须对此加以治理。 3 华中科技大学硕士学位论文 总而言之，电力电子设备高频化、模块化、数字化、绿色化的实现，将标志着电力 电子技术的成熟。二十一世纪将是电力电子技术发展的新世纪。 1 3 开关电源拓扑分类 电力电子变流电路的基本功能是使交流( a c ) 和直流( d c ) 电能进行互相转换，基 本转换形式共有四种。开关电源( s m p s ) 主要使用a c d c 和d c d c 的两种变换。 1 ) a c d c 变换器，又称为整流器：用于将频率为f 。的交流电压变换为直流电，供 给直流用电设各。各种整流电路都能实现a c d c 变换，但其性能差别很大。传统整流 器多采用二极管不控整流和晶闸管相控整流技术，控制简单、效率高，但功率因数较 低，且输入电流的低次谐波含量较高，对电网污染严重。目前，二极管不控整流+ 功 率因数校正组成的单相有源功率因数校正整流器和采用三相高频整流器的整流电路逐 渐成为被广泛使用的拓扑结构。 2 ) d c d c 变换器，又称为斩波器：用于将种电压、电流规格的直流电变换成另 一种电压、电流规格的直流电。 直流变换器按输入和输出之间是否有电气隔离可分为两类：不隔离直流变换器和有 隔离的直流变换器。不隔离的直流变换器按所用有源功率器件的个数可分为单管、双 管和四管三类。单管直流变换器有六种，即b u c k 、b o o s t 、b u c k b o o s t 、c u k 、z e t a 和 s e p i c 变换器等。有隔离的直流变换器按所使用的有源功率器件数量来进行分类。单管 有正激式和反激式两种。双管有双管正激、双管反激、推挽和半桥四种。而典型的四 管直流变换器就是全桥直流变化器。 有隔离的变换器可以实现输入和输出问的电气隔离，通常采用变压器实现隔离，变 压器本身具有变压功能，有利于扩大变换器的应用范围，还可以实现多路不同电压或 相同电压的输出。 在功率开关管电压和电流定额相同时，变换器的输出功率通常与所用开关管的数量 成正比，故四管变换器的输出功率最大，而单管变换器的输出功率最小。 1 4 电力开关变换技术5 1 自电力电子开关变换器出现以后，p _ i | m 技术以效率高、动态性能好、线性度高等优 点在各种电力变换器中得到广泛的应用，而且已经被认为是电力变换器领域中一项成 熟、理想和重要的基本控制技术，在今后仍然具有较大的发展潜力。 直流变换器一般采用p v o i 控制方式，开关管工作在硬开关状态。传统的p b t 硬开关 技术有下述缺陷：( 1 ) 开关器件在开通和关断时由于开关管的电压和电流的交叠区产生 一 4 华中科技大学硕士学位论文 的开通损耗和关断损耗随开关频率的提高而增加；( 2 ) 开关器件关断时电路中的杂散电 感产生很大的d i d t ，过高的电压尖峰加在开关器件的两端容易造成开关器件电压击 穿；( 3 ) 当开关器件在高压下开通时，开关器件结电容通过开关器件放电，产生很大的 冲击电流，不仅增加器件的损耗，而且还可能导致器件的过热损坏；( 4 ) 开关器件在开 关过程中产生的高频噪声造成传导和辐射干扰。因此硬开关直流变换器的开关频率不 可能太高。 然而电力变换器的体积和重量与开关频率有着直接的关系。提高开关频率可以使变 换器中变压器、电感等磁性元件以及电容的体积和重量都大为减小，从而提高变换器 的功率密度。此外，提高开关频率对于降低开关电源的音频噪声和改善动态性能都大 有好处。 在直流电力变换器中，提高开关频率的基本思路是发展新型的主电路拓扑及运行方 式实现“软开关”来改善器件的开关轨迹，提高开关频率，减小开关损耗。一般是通 过有序、受控的谐振造成开关管的零电压或零电流开关环境，并让变换器中全部或部 分开关管只在这种环境下进行开通和关断，即“软开关”技术。 直流开关电源的软开关技术一般可分为以下几类： ( 1 ) 全谐振型变换器，一般称之为谐振变换器。该类变换器实际上是负载谐振型变 换器，按照谐振元件的谐振方式，分为串联谐振变换器和并联谐振变换器两类。按负 载与谐振电路的联接关系，谐振电路可分为两类：一类是负载与谐振回路相串联，称 之为串联负载谐振变换器；另一类是负载与谐振回路相并联，称为并联负载谐振变换 器。在谐振变换器中，谐振元件一直谐振工作，参与能量交换的全过程。该变换器与 负载关系很大，对负载的变化很敏感，一般采用频率调制方法。 ( 2 ) 准谐振变换器和多谐振变换器。这是软开关技术的一次飞跃。这类变换器的特 点是谐振元件参与能量变换的某一个阶段，不是全程参与。准谐振变换器分为零电流 开关准谐振变换器和零电压开关准谐振变换器。多谐振变换器一般实现开关管的零电 压开关。这类变换器需要频率调制控制方法。 ( 3 ) 零开关p 1 】m 变换器。它可分为零电压开关p w m 变换器和零电流开关p w m 变换器。 这类变换器是在准谐振变换器的基础上，加入一个辅助开关管来控制谐振元件的谐振 过程，实现恒定频率控制，即实现恒频p 嘲控制。与准谐振变换器不同的是，谐振元 件的谐振工作时间与开关周期相比很短，一般为开关周期的l 1 0 i 5 。 ( 4 ) 零转换p w m 变换器。它可分为零电压转换p w m变换器和零电流转换p w m 变换 器。这类变换器是软开关技术的又一个飞跃。它的特点是变换器工作在p _ | v m 方式下， 辅助谐振电路只是在主开关管开关时工作一段时间，实现开关管的软开关，在其他时 间则停止工作，这样辅助谐振电路的损耗很小。 由于直流变换器软开关技术的多样性，无法一一细述。本文仅就其中一种软开关技 5 华中科技大学硕士学位论文 术移相全桥p 删软开关技术进行进一步的探讨。 在d c d c 变换器中，b u c k 、b o o s t 、b u c k b o o s t 、f o r w a r d 和f l y b a c k 等单管构成 的变换器一般应用在小功率场合，而在中大功率场合，一般采用全桥变换器，其控制 方式目前研究的比较多的是移相控制方式。 在国内外，经过几十年的发展，移相全桥软开关d c d c 变换电路逐步趋向成熟，日 益发展成为大中功率直流变换器的主流。与其他d c d c 拓扑相比，移相全桥软开关拓 扑结构充分利用了电路本身的寄生参数，使开关管工作在软开关状态，降低了开关管 的开关损耗，提高了变换器的效率。与谐振软开关技术相比，移相p 州变换技术具有 开关频率恒定、主开关管电压和电流应力比p v i 硬开关和谐振软开关都要低，而且不 需要辅助器件、结构简单等优点。就其实现方式而言，移相p w m 变换器大致可分为z v s 和z v z c s 两种。其中，z v s 拓扑结构的开关管均在z v s 条件下运行，开关损耗小，容易 实现高频化：控制简单，频率恒定，脉宽恒定，只需控制移相角；无需额外的缓冲电 路。z v s 移相p w m 变换器充分利用了主电路的寄生参数，如开关器件的寄生电容和变压 器漏感和线路电感。实际使用中，由于变压器漏感等效的谐振电感不够，必须在变压 器原方串联谐振电感帮助实现滞后桥臂的零电压开关。但是，其缺点也很明显：轻载 时滞后桥臂开关管的z v s 难以保证；变压器原方有较大的环流，增加了开关管的通态 损耗，变压器副方占空比丢失现象严重。针对z v s 移相p w m 变换器的特点，有人提出 z v z c s 移相p 1 ：| m 变换器，即超前桥臂实现z v s ，滞后桥臂实现z c s 。该电路具有几乎不 存在副方占空比丢失和无环流，而且直流母线电压利用率比z v s 电路高的特点，但是 需要在主电路中加入相对复杂的辅助电路实现滞后桥臂的零电流开关。 综上所述，在数量众多的软开关技术中，移相全桥p w m 软开关技术由于自身的优点 逐渐成为直流变换器一种热门的研究课题，并在实际产品中得到广泛的应用。 1 5 直流变换器的控制技术n 1 直流变换器相对相对于其他电力电子变换设备而言是一种较为简单的电力电子变 换装置。直流变换器的输出性能指标主要是稳态纹波系数和动态响应，控制基础仍 然建立在普通的p i d 调节器上。我们可以根据目前在直流变换器中所使用的控制技术， 将其分成以下几类： ( 单闭环) p i 控制 比例一积分( p i ) 控制概念明确，实现容易，鲁棒性强，是工程实际中应用最广泛 的一种控制器。在直流变换器中，p i 控制可以对直流指令实施无静差跟踪，为了满足 动态性能要求，可以根据实际系统增加微分环节实现p i d 控制。 双闭环控制 华中科技大学硕士学位论文 单闭环控制在抵抗负载扰动方面的缺点与直流电机的转速单闭环很类似，具体表现 为：只有当负载电流扰动的影响最终在负载输出电压端表现出来以后，控制器才开始 有所反应。基于这一认识，可以仿效直流电机的转速电流双闭环控制，在直流p w m 变 换器的电压单环基础上增设电流内环，利用电流内环快速、及时的抗干扰性来有效她 抑制负载扰动的影响。同时，得益于内环对原有控制对象的改造作用，电压外环的设 计可以大大简化，有时甚至只需要比例( p ) 控制即可。 前馈复合控制 在实际系统使用中，为了减小负载扰动对输出的影响，往往在反馈控制回路中加入 前馈通路，构成一个前馈和反馈相结合的复合控制系统。从补偿原理来看，由于前馈 控制实际上是采用开环方式去补偿负载扰动信号，因此不会改变反馈系统的特性。从 抑制扰动的角度来看前馈控制可以减轻反馈控制负担，因此反馈系统的回路增益可 以取得小些，从而有助于整个系统的稳定。 无差拍控制 从连续系统的根轨迹上看，闭环系统的根的实部越大，系统的相应速度越快，当根 在负无穷处可以获得最快的响应速度，当然这在模拟系统中是无法实现的。在数字系 统中，模拟系统负无穷对应于z 平面的原点，因而通过数字控制系统的配置可以将系 统闭环极点配置在原点。因而无差拍( d e a d b e a t ) 是数字控制特有的一种控制效果， 被调量的偏差在一个采样周期时间内得到纠正。但是，无差拍控制极点的配置必须依 赖精确的数学模型。 早期的无差拍控制是基于模型假设的，并应用于逆变器输出控制上，负载适应性差。 采用扰动观测器实时预测负载电流，显著增强了负载适应性，是无差拍控制的一大改 进。 无差拍最显著的优势是其非同寻常的快速性，其最大的缺点则是对精确数学模型的 依赖。另外，为了达到在一个采样周期内消除误差的效果，控制器往往采取非常剧烈 的控制动作。当理想模型与实际对象有差异时，这样做不仅达不到无差拍效果，反而 会引起输出电压的振荡，不利于系统的安全稳定运行。 模糊控制 模糊控制属于智能控制范畴。与传统控制方式相比，模糊p i d 控制的好处是不依赖 控制对象的数学模型，而根据人工控制规则组织控制决策表，然后由该表决定控制量 的大小。 综上所述，前三种控制方法都可以模拟方案和数字方案两种实现方式。但是，无差 拍控制、模糊控制都是基于数字系统的控制方案。可以看出，控制算法越复杂，数字 系统的优越性越明显。 华中科技大学硕士学位论文 1 6 本文研究目的和主要内容 随着高性价比数字处理器的广泛应用，数字控制在远程监控和通讯上显示出越来越 明显的优越性，在开关电源上实现数字控制的软开关技术已开始成为国内外电源制造 公司努力探索的研究热点之一。 本文的研究工作主要体现在以下几个方面： 1 本文论述了移相全桥p w m 变换器的基本工作原理，并对几种常见的z v s 和z v z c s 拓扑结构进行分析，选择其中一种作为实验研究和产品样机的主 电路拓扑结构。文中，对电路的磁性元件如变压器和电感的参数选择和设计 以及主电路的关键元件参数选择进行详细的说明，并进行仿真分析论证其可 行性。 2 对直流变换器而言，传统的p i d 控制是一种有效的控制方法。为了进一步提 高直流变换器的输出性能，本文在传统p i d 控制基础上引入负载电流前馈控 制。 3 本文基于传统b u c k 电路模型建立移相p w m 变换器小信号模型，并对其传 递函数进行分析。其后，文章对移相全桥p w m 变换器装置的控制系统的硬 件和软件部分进行设计。同时实现系统的数字显示和通讯等扩展功能，满足 用户需求。 4 文章最后给出了仿真和实验结果，论证了该方案的正确性。 8 华中科技大学硕士学位论文 = = = ；= = ；= ；= = = = = = = = = = = = = = ； 2 移相全桥p w m 变换器基本原理 移相p w md c d c 变换器早在8 0 年代末就见诸于国外许多文献【8 j f 。进入9 0 年代 以来，顺应开关电源小型化、高频化的发展趋势，如何提高开关频率并相应减小高频 开关损耗便成为人们日益关注的问题。移相p w m 变换器【1 0 1 【1 1 【1 2 l 作为一种解决方案 成为电力电子技术领域的研究热点之一。 本文针对移相p w m 变换器的两种基本拓扑进行分析，得出相应的工作过程及实现 软开关的条件，并提出本方案所采用的电路拓扑结构。 2 1 基本拓扑结构及工作过程“钔 p w md c d c 全桥变换器的电路基本拓扑结构及主要波形如图2 1 所示。v t 。是直流输 入电压，q 。d 。q 屉d 。构成变换器的两个桥臂，高频变压器t r 的原副边匝比为k ，d r l 和d r 2 是输出整流二极管，l f 是输出滤波电感，c r 是输出滤波电容，乩是负载。 互嘭一p 。z 一叫再。胁肼。 肾f 冒p 鞘 v c d + v o 儿 一 0 l l 阿 0 玩j 寺v , n k1 ll 每石i 一 毒kil 0d “一k tj，i 一 ( a ) 基本电路结构( b ) 主要坡形 图2 1基本的全桥电路结构及其主要波形 通过控制四个开关管q 。q 。，在a b 两点得到一个幅值为v 。的交流方波电压，经过 高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为v 。k 的交流方波电压，然后 通过由d r l 和d r 2 构成的输出整流桥，在c d 两点得到幅值为v 。k 的直流方波电压。 l f 和c f 组成的输出滤波器将这个直流方波电压中的高频分量滤出在输出端得到一个 平直的直流电压，其电压值为v o = d * v 。k ，其中d 是占空比，d = 2 t o t ，t 。是导通时间， t 。是开关周期。通过调节占空比来调节输出电压v 。 为了克服传统p 删d c d c 全桥变换器在双极性控制硬开关下存在的缺陷，移相全桥 p w m 变换器对基本全桥p i v m 变换器的控制策略进行了如下两个方面的改进： ( 1 ) 将双极性驱动改为移相p 1 i 】f m 驱动； 华中科技大学硕士学位论文 ( 2 ) 利用电路中的寄生参数，如变压器漏感和开关管寄生电容实现谐振，色u 造软 开关条件。 为了将移相p w m 变化器的工作原理论述清楚，本章以零电压( z v s ) 和零电压零电流 ( z v z c s ) 两种移相p w m 变换器为例进行详细的论述。 2 ，2z v s 移相p w m 变换器基本原理“铂n 5 7 移相控制零电压p w md c d c 全桥变换器的主电路结构如图2 2 所示。其电路结构 与普通双极性p w m 变换器类似，其中，q 。和q 。组成超前桥臂，q ：和q 。组成滞后桥臂。 c 。c 。分别是q 。d ，q 叔d 的谐振电容，包括寄生电容和外接电容。l r 是谐振电感，包 括变压器的漏感。q 。和q ，分别超前q ，和q 。一个相位，即移相角，通过调节移相角的大 小来调节输出电压。 2 2 1 工作过程 图2 2 零电压p 删d c d c 全桥变换器主电 在分析之前，假设： 1 ) 所有开关管、二极管均为理想器件： 2 ) 所有电感、电容和变压器均为理想元件； 3 ) l f l r k 2 ，k 是变压器原剀方匝比。 在一个开关周期中，移相控制z v sp w md c d c 全桥变换器有1 2 种开关模态，如图 2 3 所示。现对其半个工作周期进行分析，将工作过程划分为6 个阶段，如图2 4 所示。 初始时刻t o ：如图2 4 ( a ) 所示，q 和q 。导通。原方电流i ，流经q ，、谐振电感l r 、 变压器原方绕组以及q 。整流管d 。导通，d 。截止，原方给负载供电。 1 0 华中科技大学硕士学位论文 第阶段 t 。，t 1 ：如图2 4 ( b ) 所示，在t 。时刻关断q ，原方电流i 。从q - 中转移到 c 。和c 。支路中，给c 充电，同时c ，被放电。在此期间，谐振电感l r 和滤波电感l f 是 f ， v 。 q 妇q厂 qg ：q 。 h 、 、 ，一l - 、 t o 。，即 t a ( w 1 2 c ，l ( 2 5 ) 在这段时间里，原边电流等于折算到原边的滤波电感电流，即 ，( ，) = i 玎( ，) k ( 2 6 ) 在t ：时刻，原边电流下降到i 。 第三阶段c t 。t 。 ：如图2 4 ( d ) 所示，在t 。时刻，关断q 。，原边电流i ，转移到c 。和 c 。中，一方面抽走c 。上的电荷，另一方面同时又给c 。充电。由于c ：和c 的存在，如的 电压是从零慢慢上升的，因此q 是零电压关断。此时v f v 。v 。的极性自零变为负， 变压器副边绕组电势下正上负，整流二极管d 。导通，副边绕组电压为零，原边绕组电 压也为零，v 。直接加在谐振电感l r 上，因此在这段时间里实际上谐振电感l r 和c ：、 c 在谐振工作。原边电流i 。和电容c 。，c 的电压分别为： i 。( ，) = 1 2c o s c o ( t f 2 ) ( 2 7 ) v “= z f ，2s i n 国( t t 2 ) v 。2 = 一z p ，2s i n c o ( t t z ) ( 2 8 ) ( 2 9 ) 华中科技大学硕士学位论文 ：= = = = = = = = = = _ = = = ；= = = ；= = ；= = = ；= = = ；一 式中z 。= l 一5 丽。 在t 。时刻，c 。的电压上升到v 。d ：自然导通，结束该阶段。其持续时间为： ：土s j n l 生(210)t 2 3 2 i 8 1 一有 瞄 第四阶段 t 。，t ：如图2 4 ( e ) 所示，在t 3 时刻，d z 自然导通，将q z 的电压钳在零 电位，此时就可以开通q ：，q 。为零电压开通。q 2 和吼的驱动信号之间的死区时间t m a d t z 。， 即 瓴旷l s i n - i 去 ( 21 1 ) 虽然此时q ：已开通，但q ：不流过电流，i 。由d 2 流过，谐振电感的储能回馈给输入 电源。由于副边两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压 也为零，这样电源电压v 。加在谐振电感l r 两端，原边电流i ，下降。 f ，( ，) = l p ( 岛) 一- 笋- ( t - t 3 ) ( 2 1 2 ) 到t 。时刻，原边电流从i 。( t 。) 下降到零，二极管d ：和d 。自然关断，q z 和q 。中将流 过电流。该阶段的持续时间为： ，3 4 = 上，l p ( ，3 ) 圪 ( 2 1 3 ) 第五阶段 t 。，t ； ：如图2 4 ( f ) 所示，在t 。时刻，原边电流由正方向，并向负方向增 加，流经q ：和0 。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流二极 管提供回路，因此原方绕组电压仍然为零，加在谐振电感两端电压是电源电压v 一原 边电流反向线性增加。 f 。( ，) = 一- - ( t - - t 4 ) ( 2 1 4 ) 到t ；时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流一i 。，( t 。) k 值，该阶段结束。此时， 整流管d 。，关断，d 。流过全部负载电流。该阶段的持续时间为： t 4 5 ：生攀坐 ( 2 1 5 ) 第六阶段 t j ，t 。 ：如图2 4 ( g ) 所示，在这段时间里，电源给负载供电，原边电流 为： 4 压 华中科技大学硕士学位论文 一= = = = = = = = = = = = = = = = = = = ；= = = = = = = = = ；= = = “，) = 一苦等”u ( 2 1 6 ) 因为三，( ( k ：l ，可简化为下式： “归一警”。 ( 2 1 7 ) 在t 。时刻，q 。关断，变换器开始另半个周期的工作。 2 2 2 实现z v s 的条件 由前面的分析可以知道，要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量用来： 1 ) 抽走将要开通的开关管的结电容( 或外加电容) 上的电荷： 2 ) 给同一桥臂要关断的开关管的结电容( 或外加电容) 充电； 3 ) 抽走变压器原边绕组寄生电容c t t 上的电荷。 也就是说，要实现开关管的零电压开通，必须满足下式： e c ，吃+ c l 瑶+ - c 。吃= c f 曙+ 圭c 。曙 ( i = l e a d ，垤) ( 2 1 8 ) 超前桥臂实现z v s 超前桥臂容易实现z v s 。在超前桥臂开关过程中，输出滤波电容l f 与谐振电感l r 串联，此时用来实现z v s 的能量是乙f 和乙r 中的能量。般来说，l f 很大，在超前桥 臂开关过程中，其电流近似不变，等效于一恒流源。为了实现超前桥臂的零电压开通， 必须使q 和q 3 驱动信号的死区时间满足以下关系： 滞后桥臂实现z v s 乃( 删) 竖：! 刍g ! ! ：! ：垒：竖 ( 2 1 9 ) 由上述分析可知，在滞后桥臂开关过程中，变压器副边是短路的，此时用来实现 z v s 的能量只是谐振电感中的储能，因此滞后桥臂实现z v s 比较困难。由图2 2 分析可 知，当滞后桥臂工作时，变换器谐振电感l r 和开关器件的并联电容c 2 、c 谐振，a 点 电位由v 。逐渐减小，当低于地电位时，d ：导通，此时开通q 。则q ：实现零电压开通。由 此可见，若要实现滞后桥臂的零电压开通，必须满足以下两个条件： 华中科技大学硕士学位论文 1 ) 串联谐振电感储能小于滞后桥臂谐振电容储能，即 三，； c ，。瑶+ 吉c 。k ： 忽略变压器寄生电容c ，。，简化可得 鼍l ? i ： c 魄- v ： ( 2 2 0 ) ( 2 2 1 ) 2 ) 滞后桥臂开关的死区时间应小于或等于四分之一的谐振周期，即 乃。妞，詈：f i 虿了乏万= 詈f 瓦( 2 2 2 ) 在这两个约束条件下，我们可以选择合适的谐振电感l 。和谐振电容c 一其参数选 择对谐振过程的影响如图2 5 所示“。 ( c ) 谐振电感及 谐振周期恰好足够大 图2 5 谐振过程谐振电容及驱动波形 在实际中大功率装置设备中，由于采用i g b t 作为开关器件，死区时间不宜设置过 小，一般为2 o 2 5 u s 。由于串联谐振电感和开关器件并联电容均不宜过大或过小， 故谐振电感应与开关管并联电容协调确定。 2 2 3 副边占空比丢失 副边占空比丢失是移相全桥z v sp w m 变换器一个重要的现象。所谓副边占空比丢失， 就是副边的占空比d 。小于原边的占空比d p ，即d 。 t 。即 盟 (230)t#(te a d ) 壬2 l z 在这段时间里，d ，和q 4 导通，a 、b 两点电压v b 等于零。此时加在变压器原边绕组 和漏感上的电压为隔直电容电压v 。，原边电流开始减小，同时变压器原边电压极性改 变，副边感应绕组电势成为下正上负。变压器副边两个整流二极管d 。和d 。同时导通， 因此变压器原、副边绕组电压均为零。此时隔直电容的电压全部加在漏感上，原边电 流减小，隔直电容电压上升。由于漏感较小，而隔直电容较大，因此可认为在该阶段， 隔直电容电压基本不变，原边电流基本是线性减小的，即 ( r ) = ( f 1 ) = ( 2 3 1 ) ( ，) ：。一- 以7 - - ( t - - t 1 )(32)lp i p t i 23 2 ( ，) =o 一 ( 在t ：时刻，原边电流下降为零。该阶段持续时间为： ，1 2 = 1 l t k 。= i p o ( 2 3 3 ) 第三阶段 t 。，t ， ：如图2 9 ( d ) 所示，原边电流为i 。= o ，a 点对地电压为v = 0 ，b 点对地电压为v b = 一v 。副边两个整流管同时导通，均分负载电流。 第四阶段 t 。，t 。 ：如图2 9 ( e ) 所示，在t 。时刻，关断q ，此时q 4 中并没有电流流 过，因此q 是零电流关断。 华中科技大学硕士学位论文 由于原边电流不足以提供负载电流副边两个整流管依然同时导通，变压器的原、副 边绕组被钳在零电压。此时加在漏感两端的电压为一( v 。+ v m ) ，原边电流从零开始反方 向线性增加。 “f ) - 一譬堡( t - t 3 ) ( 23 4 ) 在t 时刻，原边电流反方向增加到负载电流。该阶段的持续时间为： f 3 4 2 揣 3 5 ) 第五阶段 t 。，t 。 ：如图2 9 ( f ) 所示，从t 。时刻开始，原边为负载提供能量，同时 给隔直电容反向充电。输出整流管d 。自然关断，所有负载电流均流过d 。在该阶段隔 直电容的电压v 。为： 。 r v c 6 = 一了l p o 0 一，。) ( 2 3 6 ) 在t 。时刻，关断q 。，开始另一个半个周期，工作情况类似前半个周期。 2 3 2 实现z v z c s 的条件 上一节分析了实现开关管的零电压开关条件，由于移相全桥z v z c sp 删变换器中超 前桥臂的零电压开关情况与移相全桥z v sp w m 变换器相似，故实现超前桥臂的零电压 开关的条件相同，在此不详细叙述。 实现滞后桥臂