（电力电子与电力传动专业论文）基于dsp的数控逆变器调制技术的研究.pdf

a b s t r a c t n o w a d a y st h ed e v e l o p m e n to fi n v e r t e ri sd i r e c tt o w a r d sh i g he 位c y h i g hs t a b i l i t y , h i g hp o w e l d e n s i t y , l o wp o l l u t i o na n dm o d u l a r i z a t i o n al o to fn o v e lm o d u l a t i o nt e c h e n i q u ea n dv a r i o u sc o n t r o l s c h e m e ss u i t a b l ef o rd i f f e r e n tr e q u i r e m e n t sa r eb m u g h tf o f w a f d i nt h ea s p e c to fa p l l i c a t i o n t h e w h o l ed i g i t a lp r o c e s so fi n v e r t ei sa c c e l e r a t e db yt h em a t u r i t ya n dp o p u l a r i z a t i o no fo i g i t a ls i g n a l t h e d e v e l o p m e n t o f t h e p w m t e c h e n i q u e o f i n v e r t e r i s f o c u s e d o i l t h e s e f o u ra s p e c t s ： 。h o wt oi m p o r v et h ee f f i c i e n c yo ft h eu s er a t eo fd c v o l t a g e h o wt oe l i m i n a t et h eh a r m o n i cw i t h o u tc h a n g i n gt h eb a s i co u t p u tv o l t a g e 。h o wt oi m p r o v et h ec o n t r o lp e r f o r m a n c e 。h o wt oc h a n g et h ed i s t r i b u t i o no ft h eh a r m o n i c t h i sp a p e rm a i n l yp r e s e n t st h er e a l i z a t i o na n dc o m p a r a t i o no fd i f f e r e n tm o d u l a t i o nm e t h o d so f d i g i t a l - c o n t r o l l e di n v e r t e r , i n c l u d i n gt h em o d e l i n ga n de m u l a t i n go fd i f f e r e n tm o d u l a t i o nm e t h o d s u s i n gm a t l a b ，a n dt h e i rd i g i t a lr e a l i z a t i o na n dh a r m o n i ca n a l y s i s ad u a ll o o pc o n t r o ls t r a t e g yw i t h i n s t a n t a n e o u si n d u c t a n c ec u r r e n ti n n e rl o o pa n di n s t a n t a n e o u so u t p u tv o l t a g eo u t e rl o o pi sa l s o p r e s e n t e d t h ep a r a m e t e r so ft h ec o n t r o l l e ri sd e s i g n e db a s eo nt h ei n v e r t e rm o d e l t h ed i g i t a lc o n t r o l i sa c h i e v e dt h r o u g hd s pt m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a , a n dt h e d e t a i lf l o wc h a r to fs o f t w a r ei sp r e s e n t e d e s p e c i a l l y , t h ez e r o - c r o s s i n gs u r g i n go f t h em o n o p o l a rs p w md o u b l e s i d ec o n t r o li sd i s c u s s e d k e y w o r d s ：i n v e r t e r ；d i g i t a lc o n t r o l ；s p w m 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 第一章绪论 d c a c 变换器简称逆变器，是电力电子技术的重要组成部分，它能够实现直 流电能到交流电能的转换，广泛应用于感应加热、交流电机调速和不间断电源 ( u p s ) 等场合。 目前，逆变器正朝着高效率、高稳定度、高功率密度、低污染和模块化的方 向发展，各种新颖的调制技术和适用于不同要求的控制方案不断被提出，而实现 方式上，数字信号处理技术( d s p ) 的成熟和普及加速了逆变器的全数字化进程。 1 1逆变器发展概述 逆变器主电路包括直流供电电源、功率开关管、输出滤波器等。一般认为， 逆变技术的发展可以分成如下两个阶段： 1 9 5 6 1 9 8 0 年为传统发展阶段，这一阶段出现方波、阶梯波合成、脉宽调 制( p w m ，p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ) 三种逆变器。这一阶段逆变器的共同点是， 电路结构由逆变器、工频变压器以及输入输出滤波器构成，用来实现电气隔离和 调整电压比的变压器工作频率等于输出电压频率，体积和重量大，音频噪声也大。 方波逆变器的输出电压为方波，是最简单、发展最早的一种逆变器，其电路 拓扑主要有推挽式、半桥式和全桥式三种。方波逆变器电路结构简洁，单级功率 变换d c l f a c ，双向功率流，变换效率高，功率开关工作频率低，技术成熟，应 用广泛，但其工频变压器和输出滤波器体积重量大，产生的音频噪声也大，输出 电压t h d 高达4 8 ，对电网电压和负载的波动，系统的动态响应特性差。“1 阶梯波合成逆变器是将多个方波逆变器移相叠加而成，减小了输出波形的谐 波含量，其阶高按正弦规律变化。阶梯波合成逆变器为单级功率变换d e l f a c ， 双向功率流，变换效率高，功率开关工作频率低，技术成熟，应用广泛，输出电 压t h d 低，输出滤波器的体积重量小，对电网电压和负载的波动，系统动态响应 特性好，变压器和输出滤波器产生的音频噪声得到了改善，但其电路拓扑复杂， 功率开关数量多，输出电压的调节难度较大，工频变压器的体积重量大，因而整 机的体积重量仍较大。 浙江大学硕士学位论文 第一章 绪 论 脉宽调制逆变器将正弦参考波与高频三角载波相交产生的正弦脉宽调制信 号，用来控制驱动逆变桥的功率开关，使其输出谐波含量小的正弦脉宽调制电压。 脉宽调制逆变器电路拓扑简洁，单级功率交换d c l f a c ，双向功率流，变换效率 高，输出电压t h d 小且输出滤波器体积重量小，对电网电压和负载的波动，系 统动态响应特性好，变压器和输出滤波器产生的音频噪声得到了改善，但其功率 器件开关频率高，增加了开关损耗，降低了变换效率，且其变压器仍然工作在工 频，体积大而笨重。 1 9 8 0 年至现在为高频化新技术阶段，用高频变压器代替了工频变压器，显 著提高了逆变器特性。这个阶段的特点是，开关器件以高速器件为主，逆变器的 开关频率较高，波形改善以p w m 法为主，体积重量较小，逆变效率高，正弦波逆 变器技术发展日趋完善。 1 2逆变器的p w m 技术 p w m 技术是一种多脉冲调制技术，它通过控制半导体器件的导通与关断，将 直流电压变成一定形状的电压脉冲序列，以实现抑制谐波及变频变压的目的。 逆变器p 嘲技术的发展主要集中在四个方面： 如何提高逆变器直流侧电压利用率； 在输出基波电压不变的前提下，如何尽可能消除谐波； 如何改善控制性能； 如何改变谐波频谱分布。 逆变器的p w m 技术包括可调脉宽调制技术( 多脉宽调制、正弦脉宽调制) 、 固定脉宽调制技术( 改进型正弦脉宽调制、直接确定开关角消除谐波) 、可调脉 宽消除谐波技术和关联指令分区脉宽调制技术。可调脉宽调制、可调脉宽消除谐 波和关联指令分区脉宽调制逆变器，通常通过改变调制度来调节输出电压；固定 脉宽调制逆变器通常通过调节逆变器的输入电压或者两台逆变器问的移相来调 节输出电压，输入电压的调节是通过直流变换器来完成的。 其中，正弦脉宽调制( s p w m ) 技术原理简单，通用性强，控制和调节性能好， 开关频率固定，输出电压只含有固定频率的高次谐波分量，而且滤波器设计简单， 是目前应用最为广泛的逆变用p w m 技术。 2 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 s p _ i 】m 技术是建立在每一个特定时间间隔内脉冲的能量等效于正弦波所包含 的能量的概念上发展起来的一种脉宽调制技术，其调制波为正弦波，载波为三角 波或锯齿波。它是1 9 6 4 年由a s c h o n u n g 和h s t e 珊l e r 把通讯系统的调制技 术应用到逆变器而产生的，后来由b r is t o l 大学的s r b o w e r 等于1 9 7 5 年对 该技术正式进行了推广应用。s p 嘲技术分为电压s p 州技术、磁通s p 跏技术和 电流s p w m 技术，其中又以电压s p 嘲技术应用最为广泛。“ 电压s p w m 技术中常用的有双极性s p 删，单极性s p 聃以及单极性倍频s p 删， 每种s p w m 调制方式均有其优缺点，采用不同的s p v 吼i 调制方式，相应的逆变器输 出电压的输出谐波分布与t h d 值也会不同。 1 3 逆变器控制技术的研究现状 典型的逆变器模拟控制策略包括电压瞬时值单闭环反馈控制、电压电流瞬时 值双闭环s p w m 反馈控制、电压电流瞬时值双闭环滞环控制等等。随着数字信号 处理技术的蓬勃发展，逆变器的数字控制逐渐成为研究热点。目前，在数字控制 逆变器中应用较多的控制策略有：p i d 控制、无差拍控制、滑模变结构控制、状 态反馈控制、重复控制、神经网络控制、模糊控制等。1 p i d 的控制框图如图1 1 所示，其中g ( s ) 为受控对象，h ( s ) 为p i d 控制 器。 h 一巧+ 争+ 髟s ( 1 1 1 ) 增大巧可以减小系统的稳态误差，提高控制精度，但同时降低了系统的相 对稳定性，可能会造成系统不稳定。髟有助于增强系统的稳定性，因为微分控 制只在瞬态过程有效。所以改善系统性能通常加入比例微分，主要作用是增加系 统阻尼比，在保证系统具有一定相对稳定性的前提下，容许采用较大的增益，减 小稳态误差，但是它同时也放大了噪声信号。而k 则可以提高系统稳定性能。 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 图1 1p i d 控制的控制框图 p i d 控制技术简单成熟，实用性强，便于产品的批量生产，在数字控制逆变 器中应用最为广泛。其它一些数字控制策略虽然可以使逆变器在某些方面具有优 越的控制性能，且有较强的理论意义，但存在或多或少的局限，实用性略有不足。 美国著名控制理论专家卡尔曼于上世纪6 0 年代初提出了无差拍控制思想， 该思想在上世纪8 0 年代初被引入逆变器控制。无差拍控制根据逆变系统( 包括 滤波器) 的状态方程和下一个采样时刻的参考正弦波，推算出下一采样周期的开 关时间，因此在理论上从第二个采样周期起，输出电压波形就能很好地跟踪参考 正弦波。目前常用的有阻性负载型无差拍控制、采用干扰预测型观测器的无差拍 控制和以参数识别为基础的无差拍控制。 无差拍控制是一种能够瞬时控制电压的有效手段，对负载具有很强的适应能 力，尤其对非线性负载，输出波形失真小，可以改善系统的动态响应特性。但其 系统鲁棒性不强，系统的误差与调制比输出的l c 等有关，瞬态超调量较大，必 须结合其他的控制算法来改善其控制性能。 滑模交结构控制是一种对系统的扰动和系统参数具有完全自适应性的控制 方法，由前苏联学者e m e a b r h o b 于上世纪6 0 年代提出。早期的滑模变结构控制 多采用模拟控制，硬件电路复杂，控制功能也有限。用微处理器通过软件可以较 方便地实现离散滑模变结构控制，其包括两个部分：前馈控制和滑模控制。前溃 控制保证系统输出电压有较好的跟踪质量，滑模控制使系统运行于一种滑动状 态，保证系统有较强的鲁棒性。 滑模变结构控制的系统鲁棒性特别强，对参数变动和外部扰动不敏感，但其 控制系统稳态效果不佳，理想滑模切换面难以选取，控制效果受采样率的影响， 波形跟踪质量也不及重复控制和无差拍控制。因此，滑模变结构控制一般与其他 的智能控制结合，用以改善其他控制的鲁棒性。 状态反馈控制是由中国台湾的邹应屿等人于1 9 9 4 年提出的一种可以任意配 4 浙江大学硕士学位论文第一章 绪论 置闭环极点的控制方法。其根据时域指标提出一组期望的极点，通过设计反馈增 益矩阵的设计，使闭环系统的极点恰好处于根平面上所期望的位置，以改变系统 的阻尼比，获得期望的动态特性。 闭环系统的极点配置和系统的动态性能有关，输入增益与系统的稳态特性有 关，逆变器在实际运行时负载的情况是变化的，对于控制系统来说在空载情况下 最容易产生震荡。因此，状态反馈控制可以克服无差拍控制空载时振荡的问题， 使逆变器工作在一种稳定的状态，且其输出电压跟踪参考正弦信号，波形畸变率 低，系统负载突变时动态响应速度快，输出电压波动小。然而，状态反馈在改善 动态品质的同时不能很好的兼顾稳态性能，尤其是非线性负载时的波形失真问题 仍很显著。 重复控制的基本思想源于控制理论中的内模原理，其系统能够无静差的跟随 输入信号。假定前一个周期出现的基波波形畸变将在下一个基波周期的同一时刻 重复出现，控制器根据给定信号和反馈信号的误差确定所需的校正信号，然后在 下一个基波周期的同一时间将此信号叠加到原信号上，以消除后面各周期中将出 现的重复性畸变。 重复控制对于消除非线性负载及其他周期性干扰引起的波形畸变，具有非常 明显的效果，但由于延迟因子的存在，重复控制得到的控制指令并不是立即输出， 而是滞后一个参考周期后才输出，因此重复控制系统的动态响应很差。故重复控 制一般和其他p w m 控制方式相结合，用来改善输出电压波形。 智能控制技术是近几年来兴起的一种控制方式，主要包括神经网络控制和模 糊控制。与传统的控制方式相比，智能控制最大的好处是不依赖于控制对象的数 学模型。神经网络是从微观角度出发，模仿人的大脑神经网络对信息的处理能力。 模糊控制从模仿人的思维特性入手，模仿人的模糊信息处理能力。理论上以证明， 模糊控制可以任意精度的逼近任何非线性函数。但由于硬件的限制，目前智能控 制大都还处于实验研究阶段。 由以上的分析可知，各种控制方法均具有各自的优点和不足，将几种控制策 略结合起来的综合控制技术可以实现优势互补，必将成为逆变器控制技术的发展 方向。 5 浙江大学硕士学位论文 第一章绪 论 1 4 逆变器的数字控制与模拟控制 根据电压调节器的实现方式，可以将逆变器的控制分为模拟控制和数字控制 两种方式。 传统的模拟控制在逆变器中应用广泛，技术成熟，控制性能优良，成本较低， 但存在一些固有的缺陷： 控制电路由模拟器件构成，电路复杂，元件数量众多，体积大，不便于大 规模生产； 模拟器件的工作作特性易随自身老化和环境变化而改变，降低了控制系统 的一致性和可靠性； 设计周期长，调试复杂，产品升级换代困难； 模拟控制方式比较单一，较难实现先进的复杂控制算法； 故障检测和维修比较困难，很难实现逆变器的网络化、智能化管理维护。 专用模拟控制集成芯片的使用大大简化了控制系统，能方便地实现一些电路 控制，但是其控制环路中的反馈控制网络仍需外接大量的电容电阻等模拟器件。 除了存在上述模拟控制的缺点外，专用芯片的控制不够灵活，要实现复杂、先进 的控制算法很困难。图1 2 所示为基于专用控制芯片的传统的模拟控制系统框 图。 图1 2 基于专用控制芯片的传统模拟控制系统框图 伴随着数字信号处理( d i g i t a ls i g n a lp r o c e s s i n g ) 技术的飞速发展，数 6 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 字控制技术己经成功地应用到电力电子与电力传动控制领域中来。逆变器采用数 字化控制，具有如下优点： 可以方便地用软件实现复杂的控制策略，改善系统的性能； 简化了硬件设计，解决了模拟控制元器件老化和温漂带来的问题，提高了 系统抗干扰能力和可靠性； 各电源模块一致性好，易于标准化，模块化，升级方便，有效地缩短了设 计研发周期，易于实现大规模产品生产； 系统维护方便，可以通过各种接口进行远程在线监控，故障查询诊断，软 件调试修复等功能，实现网络化管理，使得电源系统的操作使用界面更加人性化。 各种数字控制器件中，数字信号处理器( d s p ) 成为逆变器数字控制的首选， 图1 3 所示为基于d s p 的数字控制系统框图。目前，德州仪器( t e x a s i n s t r u m e n t s ) ，m o t o r o l a ，a d i 公司相继推出了适用于逆变电源数字控制的d s p 芯片，其中，以t i 公司的t m s 3 2 0 系列d s p 最具代表性。 图1 3 基于d s p 的数字控制系统框图 尽管数字控制有许多突出优点，但伴随着对模拟控制器的数字化过程，也产 生了一些新的问题，影响了逆变器的控制性能，限制了数字控制的使用范围。 数字控制逆变系统中，由于采样速率、计算延时等影响，造成控制量不得不 延时起作用，表现为数字调节器的输出信号有延时效应，引起逆变输出电压波形 畸变，增大了输出电压的谐波含量。控制变量的延时效应等价于在控制系统中串 入延时环节，导致系统的相位滞后。以p i d 控制数字逆变器为例，为了保证控制 系统有足够的稳定裕度，系统前向通道增益只能取的较小，于是增大了系统静差， 降低了控制特性。 7 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 a d 转换不可避免地存在量化误差，这对系统会产生不利影响。选择高精度 的a d 能提高系统的控制精度，却同时也增加了系统的成本。 当数字控制逆变器输出频率较高时，为了保证输出波形质量，必须相应提 高开关频率、载波频率，载波周期的缩短可能使c p u 来不及运算，设计的控制策 略就无法得到实现。 数字控制器的运算处理能力毕竟是有限的，当c p u 运算任务繁重或资源不足 时，无法完成复杂的数字调节器运算。若选用功能更强大的c p u ，设计成本就会 明显增加，降低了产品的竞争力。 针对数字控制逆变系统输出特性不够优良的问题而提出的新的复杂控制算 法，如重复控制、无差拍控制等，具有较大的局限性，并不能从根本上解决问题。 鉴于上述原因，在有些应用场合，模拟数字混合控制逆变器因其较高的性价比 而具有较大的实用价值。 1 5 本文的研究意义与主要内容 一、选题的意义 逋l 过m a t l a b 建模与仿真和基于d s p 的数字控制实验对逆变器几种s p w m 调 制方式进行比较，分析了各自的优缺点； 重点分析了单极性调制方式下两种实现方式在输出电压过零点附近振荡的 产生原因，并提出了改善办法； 二、研究内容 本论文的主要研究内容如下： 逆变器不同s p w m 调制方式下的特点及输出电压谐波分布； 不同s p w m 调制方式逆变器的m a t l a b 建模与仿真、d s p 实现、实验波形及 输出电压t h d 值比较： 单相s p w m 逆变器单极性调制下输出波形过零点振荡的改善： 逆变器电压电流双环控制的建模及d s p 实现。 8 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器的s i w m 调制技术 第二章逆变器的s p w m 调制技术 图2 1全桥逆变器主电路结构 单相全桥电压型逆变器的主电路如图2 1 所示，在任何时刻，逆变器同一个 桥臂上、下两个开关器件不能同时导通。根据全桥逆变器中开关管的通断状态可 以将逆变器分为5 种状态，如表2 - 1 所示。 由表可知，状态5 时全桥逆变器的输出与负载的情况有关，是不可控的，应 该避免这一状态的出现，以便准确地控制逆变器交流输出电压。 表2 - 1 单相全桥式电压型逆变器的开关状态 状态状态号 “d “导通器件 q 1 和q 3 导通 q l 和q 3 ( t 0 ) 1 玑 0 吼 q 2 和q 4 关断 d 1 和d 3 ( t 0 ) 2o 玑 一玑 q 1 和q 3 关断 q 2 和0 4 ( 屯 0 ) 3 玑以 0 q 2 和q 3 关断 d 1 和0 4 ( t 0 ) 40o0 q 1 和q 4 关断 q 2 和d 3 ( t 0 ) 0 1 、q 2 、q 3 、 0玑一u d 2 和d 4 ( t 0 ) 5 q 4 均关断 0 玑 d 1 和d 3 ( t 0 ) s p w m 全桥逆变器，是用周期调制信号经过正弦脉宽调制，产生相应的开关 9 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器的s p w m 调制技术 控制信号，来控制功率开关器件的导通与关断。其典型的调制方式有双极性调制 ( 逆变桥输出包括正、负两个电平，输出电压载波频率与开关工作频率相等) 、 单极性调制( 逆变桥输出包括正、负、零三个电平，输出电压载波频率与开关工 作频率相等) 和单极性倍频调制方式( 逆变桥输出包括正、负、零三个电平，输 出电压载波频率为开关工作频率的两倍) 。 2 1 双极性s p w m 调制 2 1 1 双极性s p w l 垭调制原理 图2 2逆变器的双极性s p 州调制 逆变器双极性s p w m 调制的主电路结构如图2 1 所示。常用的载波信号有锯 齿波和三角波，由于后者具有更快的动态响应速度，因而常选用三角波。 图2 2 所示载波为双极性对称三角波心，其重复频率为正，幅值为【。 调制信号“。可表示为 “l - u s i n c o t( 2 1 1 ) 式中：m 一2 j r ，。 “。和。的波形如图2 2 所示，调制比 m ：坠( 2 1 2 ) 1 0 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器的鼬r w m 调锚技术 频率比 k ；五，三 ，t ( 2 1 3 ) 根据“。和h 。的交点，可得到两列相位互补的脉冲c 和百，如图2 2 所 示，c 和百的脉宽f 随时间按正弦规律变化。将c 和e 作为全桥电路q b 和幺 的控制脉冲，则逆变桥中q l q 4 将以载波频率正轮番导通，其输出电压可 表示为 c - u ；+ 玑，心，d 1 ) o ，( q 3 ，d 3 ) o u = 屯，( q 2 ，d 2 ) 0 , ( 1 2 4 ，d 4 ) o 式中标号“0 ”表示器件q 和d 处于导通状态。 由图2 2 可知，逆变器桥输出“的波形具有奇函数特性， 仅包含正弦项。 “一鼠s j n 眦瑶 o = 1 3 ，5 ) 其中 ( 2 1 4 ) 因此其傅氏级数中 ( 2 1 5 ) e 寺( 埘酬栉c o t ) e l ( c o t ) ( 2 1 6 ) 实际应用中，载波频率丘远远高于输出频率f ( 例如本文中，丘= 2 0 m z ， f = 5 0 m ) ，可利用平均值模型，将输出电压u 在一个载波周期t 中的平均值盯近 似看为与输出电压基波分量的瞬时值“。相等，即 五- , - u 1l 丘吖 ( 2 1 7 ) 而由图2 2 ，有 订= 争州圳舰 ( 2 1 8 ) 由于正口f ，在一个载波周期中，可近似看为恒定值，当( f ) c u 删时， 利用相似三角形关系，有 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器的$ p w m 调制技术 删= 氇 一争芒+ q 将式2 1 9 带入2 1 8 ，有 扣錾( f ) l 老咖咖扰啦一咖耐 因此，当研s 1 时，输出电压基波分量幅值随m 线性增加，为 一m u 盲流电乐雨l 用塞 ( 2 1 9 ) 4 * 岂一老- o ，。7 m 汜“z ， 逆变桥输出电压的频谱分布取决于三角载波与正弦调制波在一个调制波周 期t 内的交点所唯一确定的一组开关角，而一个调制波周期t 内的一组开关角是 由调制比m 和频率比k 所决定的。因此，逆变桥输出电压的频谱分布是m 与k 的 函数，其谐波分量主要集中在以载波频率c 及其整数倍频率为中心的周围频段， 在中心频率附近的谐波幅值随中心频率的增大而减小，其中以正处的谐波幅值为 最大。 若取频率比k 为奇数，则逆变桥输出电压波形呈半波对称，因而其频谱只包 含奇次谐波。 2 1 2 双极性s p 删调制的m a t l a b 建模与开环仿真 对双极性s p 州逆变器进行m a t l a b 建模和仿真。其开环模型如图2 3 ，设 置参数玑一1 0 0 v ，肌一0 8 , r = 1 6 0 q ，l 一3 i ，埘，c 一3 3 汀，丘一2 k - z ，- 5 0 h z ，得到 开环控制时逆变桥输出端输出仿真波形与f f t 结果如图2 4 ，经过滤波器后输出 仿真波形与f f t 结果如图2 5 。由图2 4 可以看出，逆变桥输出电压的谐波主要 分布在逆变器载波频率和载波频率的整数倍上，与前面分析相符合。 参数如前所述，双极性s p w m 逆变器的开环实验波形如图2 6 所示，用 t e k t r o n i xt d s l 0 1 2 示波器对其进行其t h d 分析，此时t h d - o 9 6 6 ，分析结果如 图2 7 所示。 浙江大学硕士学位论文 第二章逆变器的s p w m 调制技术 图2 3 双极性s p w m 逆变器开环m a t l a b 模型 图2 4 双极性s p w m 逆变桥开环输出电压仿真波形及其t h d 分析 图2 5 双极性s p w m 逆变器开环输出电压仿真波形及其t h d 分析 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器的s p w m 调制技术 i 。l ”“l 。l “ 一i - i ，i i 厂、：! 厂、：! ；、：! 、! ! 一一一i 一卜i f 一妙渺 州 ：vv；u 誓一一0 图2 6 双极性s p 州逆变器开环输出电压实验波形 图2 7 双极性s p v 哺i 逆变器开环输出电压实验波形的t i i d 分析 2 1 3 双极性s p w w i 调制逆变电路的优缺点 双极性s p w m 调制逆变电路输出电压调节方便，谐波含量低，但仍存在许多 缺点嘞： 直流电压利用率低，最大为o 7 0 7 。目前针对这个问题的解决方案有附加 输出变压器，谐波注入和采用高频链结构。附加输出变压器可以实现电压匹配， 但由于逆变器输出一般是工频范围，输出变压器体积重量大，会明显降低电源的 功率密度。谐波注入一般为三次谐波注入，在调制信号口上叠加三次谐波，这 种方法在实际应用中仍有许多问题需要解决。采用高频链结构，用高频输出变压 器取代工频变压器，既可实现电压匹配有可保持较高的功率密度，是目前最常用 的方法。 1 4 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器的$ 1 w m 调制技术 器件开关损耗高。双极性s p w m 调制中，器件开关频率即为输出电压载波 频率，载波频率越高，谐波抑制越好，但相应的开关损耗也会越高，使得电路效 率下降。目前针对这个问题的解决方法有p w m 的优化技术和软p w m 技术。p w m 的 优化技术，即在不过分增加开关频率的前提下进行谐波含量的有效控制，如有选 择地消除谐波地p w m 技术和后面将会讨论的单极倍频p w m 技术。软p w m 技术，即 在p w m 技术的基础上改变器件的硬开关环境，保证逆变器件具有z v s 或者z c s 环 境，包括缓冲型软p w i v l 电路、控制型软p q v l 电路、交流谐振型软p w , i 电路和直流 谐振型软p w l d 电路。 工作可靠性不高。双极性开关状态的更替是在上下桥臂间进行，其控制 方式虽然简单，但换流期中上下桥臂会因器件的非理想关断而同时导通，使得直 流电源被瞬间短路，电路不能可靠工作。目前针对这个问题，常用的解决方式有 插入死区时间和采用非互补控制，其中以插入死区时间最为常见。在非换流期使 上下桥臂控制脉冲仍保持互补关系，而在换流期插入一段死区，使上下桥臂器件 均不导通，直到原导通器件彻底关断。插入死区时间能有效地防止上下桥臂的直 通，提高了电路工作的可靠性，但它对逆变电路将产生一些不良影响。 2 2 单极性s p b i 调制 2 2 1 单极性s p w m 调制原理 逆变器的单极性s p w m 调制主电路如图2 1 所示，单极性s p w m 调制只适用于 全桥逆变电路，不适用于半桥逆变电路。逆变器的单极性s p w d 调制有两种实现 方式，单边控制和双边控制。伽 单极性s p w m 调制的原理图如图2 8 所示，调制信号为正弦信号，其重复 周期为t ，幅值为l ；载波信号采用单极性不对称三角波，其重复周期为t ， 幅值为。 由q 3 和q 4 组成的臂称为低频臂，亦称方向臂，其开关频率为输出电压频率， 当调制信号“g o 时，h 扣a ，“9 4 0 ；当h s 0 时，“鲷- 0 ，h 9 4m u g m 。由 q l 和q 2 组成的臂称为高频臂，亦称斩波臂，其控制信号由载波信号u 。和调制信 1 s 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器的s p w m 调制技术 号“。比较得到，开关频率为载波频率。 单极性s p 删逆变桥的输出电压 + u d ，( q 1 ，d lo ，( q 3 ，d 3 ) o 0 ，( q 1 ，d ，) o ，( q 4 ，d ) o 或( q ：，d ：) o ，( q ，d 3 ) o ( 2 2 1 ) 一，( q 2 ，d 2 ) o ，( q ，d 4 ) o a 6一 6 鼎肛一、心参06 0、， 9啸 & 凸0 9 9v 一 1 - r _ 1r- - _ i i _ 、 k ，一 、 7 士， 图2 8 单极性s p w m 调制原理图 由图2 8 可知，无论频率比k 取值如何，单极性s p 州逆变桥输出电压砧的 波形均具有奇函数和半波对称特性，因此其傅氏级数中仅包含正弦项，且只含奇 次谐波。在单极性s p w m 调制中，逆变桥输出电压u 中不包含偶次谐波，且不包 含频率比k 次谐波。与双极性p w m 调制比较，若载波频率相同，特别当k 为偶数 时，单极性p w m 调制时的谐波含量少，且谐波阶次更高，滤波更容易。 仿照双极性逆变电路，利用平均值模型对其进行分析，逆变桥输出电压u 在 一个载波周期z 中的平均值可表示为 孑一砉出哪儿 ( 2 2 2 ) 由于在一个载波周期中，；可近似看为恒定值，当球。( f ) c 【时，利用 相似三角形关系，有 川一铿 1 6 ( 2 2 3 ) 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器的s p w m 调制技术 将式2 2 3 带入2 2 2 ，有 拈老s i n 加m u d s i n 耐泣z 由于丘口f ，厅可近似看为与输出电压基波分量的瞬时值“，相等，可得到 一历玑 ( 2 2 5 ) 与双极性s p 删相同，当埘量1 时，单极性s p t n i 逆变桥输出电压基波分量幅 值随m 线性增加。 2 2 2 单极性s p i 删i 单边控制方法及其m a t l a b 建模 单极性s p 删逆变电路的单边控制方法原理如图2 9 所示，其调制信号为正 弦信号整流后信号，是全为正的正弦半波，载波信号为均为正值的三角波。在正 弦信号的正半波，低频臂信号为“1 ”，一- u 0 ，。一o ，高频臂控制信号由调 制信号和载波信号比较产生，当“。，“。时，“。一u ，“。：一0 ；当。t “。时， “。= o ，“。：m u ，。在正弦信号的负半波，低频臂信号为“0 ”，“；，a 0 ，；。- u ， 高频臂控制信号由调制信号和载波信号比较产生，当“。，“。时，；，一o ， “9 2 - u 胛；当g “c 时， “j l - u 鲫，“j 2 叠0 。 、2 - 涕 - 一 态 盆 铲移 、 。2 6一6一 煞 乡 一 0v、0u00 一j r 一 zl _ 1 一 r - _ ii 一 蚝 一 一 ， 一 一 、虬， ， 、 z 。 ， 图2 9 单极性s p w m 单边控制原理图 1 7 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器的s p w m 调制技术 单极性s p w m 单边控制逆变器的开环m a t l a b 模型如图2 1 0 所示，设置参数： u j - i o o v ，m 一0 8 , r 一1 6 0 f 2 ，l 一3 m h ，c - 3 3 u f ，正一2 k h z ，一5 0 h z 可得到逆变桥输出端输出仿真波形与f f t 结果如图2 1 1 ，经滤波后输出 仿真波形与f f t 结果如图2 1 2 。 图2 1 0 单极性s p 嘲单边控制逆变器开环m a t l a b 模型 由图2 1 1 可看出，单极性s p w m 单边控制逆变桥输出电压波形的谐波主要分 布在以载波频率及其倍数为中心的奇次谐波上，其谐波幅值与t h d 均远远小于双 极性s p 删调制下的值。 图2 11 单极性s p w m 单边控制逆变桥开环输出电压仿真波形及其t h d 分析 浙江大学硕士学位论文 第二章逆变器的s p w m 调制技术 图2 1 2 单极性s p 跏单边控制逆变器开环输出电压仿真波形及其t h d 分析 i f - l i a 八+ 小。八八 一旷二v jvu 图2 1 3 单极性s p w m 单边控制逆变器开环输出电压实验波形 参数如前所述，单极性s p w m 单边控制逆变器的开环实验波形如图2 1 3 所示， 用t e k t r o n i xt d s l 0 1 2 示波器对其进行其t h d 分析，此时t h d = o 8 4 7 ，分析结 果如图2 1 4 所示： 图2 1 4 单极性s p w m 单边控制逆变器开环输出电压实验波形t h d 分析 1 9 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器的s p w m 调制技术 2 2 - 3 单极性s p w m 双边控制方法及其m a t l a b 建模 参铲 _ 6 - 肛-一心；6o 屯0 除 凸、f 凸斧i1 r 一 i p 一 1 _ 1r i1 ， ，。一 ， 、 ，j 、 l 一二 _ 1 一_ 图2 1 5 单极性s p w m 双边控制原理图 单极性s p w m 逆变电路的双边控制原理如图2 1 5 所示，其调制信号为正弦波， 载波信号在调制信号为正时为均为正值的三角波，在调制信号为负时为均为负值 的三角波，高频臂的控制信号在调制过程中不会产生有效极性变化。 其开环的m a t l a b 模型如图2 1 6 所示，设置参数如下： u 。一1 0 0 v ，m = 0 8 ，r 一1 6 0 q ，l = 3 m h ，c 一3 3 u f ，疋= 2 k h z ，f 一5 0 h z 其在开环控制时其产生的驱动信号与单边控制所产生的完全一致，因而此时 两者主电路工作状态与输出电压、t h d 均一致，不再示出。 图2 1 6 单极性s p w m 双边控制的开环m a t l a b 模型 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器的s p w m 调制技术 2 3 逆变器的单极性倍频s p w m 调制 2 3 1 单极性倍频s p w m 调制原理 逆变器单极性倍频s p w m 调制的主电路结构如图2 1 所示。单极性倍频s p w m 调制也只适用于全桥逆变电路，不适用于半桥逆变电路。 单极性倍频s p w m 调制的原理图如图2 1 7 所示，调制信号为两个反相的正弦信 号“矿和h 。，其重复周期为t ，幅值为【，；载波信号“。采用重复周期为t ，幅 值为【0 的三角波。q 1 、q 2 的驱动信号由“，+ 与u 。调制所得，q 3 、q 4 的驱动信 号由。与调制所得。 图2 1 7 单极性倍频s p w m 调制原理图 单极性倍频s p 雕逆变桥的输出电压 + u d ，( q 1 ，d 1 ) o ，( q ；，9 3 ) o o ，( q l ，d 。) o ，( q 。，d ) o 或( q ：，d ：) o ，( q ，d ，) o ( 2 3 1 ) 一u 。，( q ：，d ：) o ，( q ，d ) o 由图2 1 7 可知，单极性倍频s p w m 逆变桥输出电压u 的波形均具有奇函数特 性，因此其傅氏级数中仅包含正弦项。 仿照双极性逆变电路，利用平均值模型对其进行分析，逆变桥输出电压“在 一个载波周期t 中的平均值可表示为 v a 。 以n )霸卜 ，、 以 科 、 j 口 r 、 i i 一 、 j9 。p ， 、_ 一 _ _ _-_ ， 一 _ 一 _ _ _ _ 一 一一 一_ 、 ， 、 t 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器的s p w m 调制技术 牙一丢弘啡肌 ( 2 3 2 ) 由于在一个载波周期中，“r 和“。可近似看为恒定值，当 r o ) “；( f ) t c o 时，利用相似三角形关系，有 d ( f ) 2 。三。! ：塑二! ：塑。业 ( 2 3 3 ) 4 吒 将式2 3 3 带入2 2 2 ，有 n u du s i n 耐一脚玑s i n 耐 ( 2 3 4 ) 由于正口f ，盯可近似看为与输出电压基波分量的瞬时值l l l 相等，可得到 一m ( 2 3 5 ) 与双极性s p w m 相同，当所s 1 时，单极性倍频s p w m 逆变桥输出电压基波分 量幅值随i l l 线性增加。 由图2 1 7 可以看出，单极性倍频s p 州调制每个调制周期中，逆变桥输出电 压u 有两次脉动，但对桥中功率开关器件而言，却只开关一次。故其输出电压的 载波频率为开关频率f 的两倍。相应地，u 的频谱中谐波主要分布在以2 k 及其 整数倍为中心的周围频段，在中心频率附近的谐波幅值随中心频率的增大而减 小，其中以2 正处的谐波幅值为最大。 若取频率比k 为奇数，则逆变桥输出电压波形会呈半波对称，因而其频谱会 只包含奇次谐波。 2 3 2 单极性倍频s p 删调制的m a t l a b 建模与仿真 对单极性倍频s p e t l 逆变器进行m a t l a b 建模和仿真。其开环模型如图2 1 8 ， 参数如前，开环控制时逆变桥输出端输出仿真波形与f f t 结果如图2 1 9 ，经过 滤波器后输出仿真波形与f f t 结果如图2 2 0 。由图2 1 9 可以看出，逆变桥输出 电压的谐波主要分布在逆变器两倍载波频率和其整数倍上，与前面分析相符合。 参数如前所述，单极性倍频s p w m 逆变器的开环实验波形如图2 2 1 所示，用 浙江大学硕士学位论文第二章逆变器的s p w m 调制技术 t e k t r o n i xt d s l 0 1 2 示波器对其进行其t h d 分析，此时t h d = o 8 9 7 ，分析结果如 图2 2 2 所示。 图2 1 8 单极性倍频s p b i 逆变器开环m a t l a b 模型 图2 1 9 单极性倍频s p w m 逆变桥开环输出电压仿真波形及其t h d 分析 图2 2 0 单极性倍频s p v n d 逆变器开环输出电压仿真波形及其t h d 分析 浙江大学硕士学位论文 第二章逆变器的s p w m 调制技术 a 。弧+ 矜 ；八；八 j yj 浏w _ 沙心 ! ：。j 图2 2 1 单极性倍频s p w m 逆变器开环输出电压实验波形 图2 2 2 单极性倍频s p 嗍逆变器开环输出电压实验波形的t h d 分析 2 4 三种s p w m 调制方式的比较 三种逆变器s p 聊v i 调制方式中，双极性s p 州调制最为简单，但相对于其他两 种调制方式，双极性s p w m 逆变电路四个开关管都以高频工作，开关频率为载波 频率，故其开关损耗最大，e m i 大，电路可靠性也最低。 单极性s p 咖逆变电路的一个桥臂以低频工作，开关频率为输出电压频率， 另一个桥臂以高频工作，开关频率为载波频率，相比于双极性s p w m 逆变电路， 其开关损耗约降低一半。而且一般情况下低频管比高频管价格低，且导通压降低， 故单极性s p w m 逆变电路导通损耗相对较小，成本也较低。 o 单极性倍频s p w m 逆变电路的四个开关管均工作在高频状态，其开关频率为 载波频率，但其输出电压的载波频率为开关频率的两倍，因而对滤波电路参数要 浙江大学硕士学位论文 第二章逆变器的s p w m 调制技术 求较低。 三种s p w m 调制方式中，双极性逆变电路存在k 次谐波( k 为频率比) ，而另 两种不存在。 本章小结 本章介绍了单相逆变器三种常用的s p 删调制方式，分析比