（微电子学与固体电子学专业论文）低输入boost+dcdc转换器的研究与设计.pdf

摘要 摘要 在全球倡导节能环保、提高能效的背景下，电源系统正面临两方面前所未有 的挑战，一是环境的恶化迫使人们不得不考虑采用更加清洁的替代能源；二是电 子设备的迅猛发展亟需提升现有电源系统的转换效率。而其较高的经济价值也使 得开关电源的设计具有较大的市场竞争性。 本文在深入研究开关电源升压转换器电路的相关基础上；设计了一款超低输 入电压的b o o s t 型d c d c 转换器，采用电流型p w m 调制模式，其输入电压可低 至0 4 5 v ，输出稳定的3 3 v 电压。 首先，根据系统指标选定主回路，结合电路设计中的关键因素给出控制系统 电路结构。接着，就芯片中主要功能模块进行电路设计，包括带隙基准、误差放 大器、振荡器、斜坡补偿、比较器、线性稳压器等，并使用c a d e n c es p e c t r e 对各 模块电路进行仿真。最后，将所有电路整合后进行系统电路仿真，验证最初的设 计指标。 本文基于t s m co 1 8 1 x m 的工艺库设计，系统仿真结果表明该b o o s t 型d c d c 转换器有着小的输出纹波( 小于l ) 、良好的电源调整率( 小于1 ) ，其稳定后 的转换效率比较高( 重载效率可达9 5 ) ，符合系统的设计指标。 关键词：b o o s t低输入电流型p w m a b s t r a c t 3 a b s t r a c t o nt h eg l o b a lb a c k g r o u n do fp r o m o t i n ge n e r g yc o n s e r v a t i o na n de n e r g ye f f i c i e n c y , p o w e rs y s t e mw a sf a c i n gu n p r e c e d e n t e dc h a l l e n g e s i nt w oa s p e c t s ：f i r 鸭t l l e d e t e r i o r a t i o no ft h ee n v i r o n m e n th a v ef o r c e dp e o p l et oc o n s i d e rm o v i n gac l e a n e r e n e r g ys o u r c e s ；s e c o n d ，t h er a p i dd e v e l o p m e n to fe l e c t r o n i ce q u i p m e n tn e e d e dt o u p g r a d et h ec o n v e r s i o ne f f i c i e n c yo fp o w e rs y s t e m h i g h e re c o n o m i cv a l u eo ft h e s w i t c h i n gp o w e rm a d ei t sd e s i g nm a r k e tm o r ec o m p e t i t i v e b a s e do nt h ei n d e e ps t u d yo ft h ei n t e r r e l a t e dt e c h n i q u eo ft h ed c - d cb o o s t c o n v e r t e r s ，al o wi n p u tv o l t a g eb o o s tc o n v e r t e rh a d b e e nd e s i g n e d t h es y s t e ma d o p t e d c u r r e n tp w mc o n t r o lm o d e ，c a nb e a ri n p u tv o l t a g ea sl o wa s0 4 5 va n ds u s t a i n e d s t e a d yo u t p u tv o l t a g eo f3 3 v f i r s t l y , t h em a i nt o p o l o g yh a db e e nc h o s e n as p e c i f i c a t i o nw a sp u tf o r w a r d ，t h e w o r k i n gp r i n c i p l e so f t h ec o n v e r t e rw e r ea l s ob e e ne x p l a i n e d b yc o n s i d e r a t i o nt h ek e y f a c t o r so ft h ec i r c u i td e s i g nt h es t r u c t u r eo ft h ec o n v e r t e rw a sd e f i n e d ，t h e nt h ed e s i g n p r o c e d u r eo fs o m ep r i m a r yf u n c t i o nb l o c k sw e r ep r e s e n t e d ，j u s tl i k eb a n d g a pr e f e r e n c e ， e r r o ra m p l i f i e r , o s c i l l a t o r , s l o p ec o m p e n s a t i o n , c o m p a r a t o ra n dl d o ，w i t ht h e s i m u l a t i o nb yc a d e n c es p e c t r e l a s t ，s y s t e ms i m u l a t i o nw a sd o n ei no r d e rt ov e r i f yt h e d e s i g no b j e c t i v e t h ed e s i g nw a si m p l e m e n t e db a s e do nt h et s m c0 18j - t mt e c h n o l o g i e s ，w i t hf u l l y s y s t e m 1 e v e ls i m u l a t i o n s t h er e s u l t si n d i c a t e dt h a tt h ec o n v e r t e rh a daf a s tt r a n s i e n t r e s p o n s ew i t hs m a l lo u t p u tr i p p l ee f f i c i e n c yl e s st h a n1 ，u p s t a n d i n gl o a dr e g u l a t i o n l e s st h a n1 a n dq u i t ef i n ee f f i c i e n c ye v e na sh i g ha s9 5 t h ed e s i g no b j e c t i v ew a s a c h i e v e d k e y w o r d s ：b o o s t c o n v e r t e r l o w i n p u tv o l t a g e c u r r e n tp w m 西安电子科技大学 学位论文独创性( 或创新性) 声明 秉承学校严谨的学分和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在 导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标 注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成 果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己在论文中做了明确的说 明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。 本人签名： 西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保 留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内 容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后 结合学位论文研究课题再攥写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。 ( 保密的论文在解密后遵守此规定) 1 本人签名：至蕉 日期2 旦! 旦垒：! 旦2 0e 7 导师签名日期型! ! f ! 兰沙 第章绪论 第一章绪论 在全球倡导节能环保、提高能效的背景下，电源系统正面临前所未有的挑战， 这些挑战来自两个方面：一方面，环境的恶化迫使人们不得不考虑采用更加清洁 的替代能源；另一方面，电子设备的迅猛发展亟需提升现有电源系统的转换效率。 电能消耗巨大且能源使用效率不高是目前全球共同面临的问题。许多公司和政府 正在积极寻求新能源和能源替代品，这些新的替代能源应对环境产生的影响较小， 并且来自较洁净和自然的资源，它们包括燃料电池、风能、太阳能、水力、地热、 潮汐等等。而在所有绿色能源技术中，太阳能电池技术备受瞩目，理所应当成为 清洁替代能源中的领军技术。 在转换效率方面，传统的线性电源系统无论从体积效率、性能以及可靠性等 各方面均己无法适应这些前所未有的挑战。而开关电源具有体积小、重量轻、损 耗小、效率高、应用范围广等诸多优点，因而在计算机、通信、雷达、电子仪器、 家用电器中已得到广泛应用，逐渐取代了众多领域内的传统线性电源，成为电子 电源中的主流产品。由于开关转换器的强非线性，负载性质的多样性，主电路的 性能必须能够满足负载大范围的变动，所有这些使得开关转换器的控制问题和控 制器的设计较为复杂。一些新的控制方法，如自适应、模糊控制、神经网络控制， 以及各种调制策略在开关电源中的应用，已引起人们的注意。电流型控制以及多 环控制已在实际设计当中得到较为广泛的应用；电荷控制、单周控制、d s p 控制 等技术的开发以及相应专用集成电路控制芯片的问世，使得开关电源动态性能有 很大的提高，电路结构也得到大幅简化。 本文提出的低输入电压升压转换器，就是一款高效开关电源，其输入电压可 低至0 4 5 v ，支持太阳能电池与微型燃料电池等新型电源在便携式电子终端设备中 的应用。0 4 5 v 的低输入电压能够保证最大限度汲取太阳能电能的直流转换，支持 单体太阳能电池供电，省去了多节太阳能电池串联，或串联必需的保护电路，从 而使得潜在的创新型设计成为可能，如内置太阳能手机充电器，只需室内环境光 照就能提供无限长的待机时间。 该转换器的控制电路采用峰值电流型p w m 控制模式，相比电压控制方式，电 流控制方式具有对输入电压变化响应快、抗干扰性能强、回路稳定性好、负载响 应快、电压调整率显著减小等明显优点。 本文共分为七章： 第一章：简述开关电源的发展方向，并对论文的主要章节安排进行介绍。 第二章：理论上分析d c d c 开关电源的拓扑结构，着重分析b o o s t 电路的工 作原理。 2低输入b o o s td c d c 转换器的研究与设计 第三章：介绍开关电源主要使用的调制模式和控制方式以及各方式之间的优 缺点比较。 第四章：列举了本论文超低输入电压升压转换器的性能指标参数，详细介绍 了工作原理及结构框图设计，对p w m 控制模式进行具体分析，并对系统的主要参 数进行设计。 第五章：对转换器子电路模块进行设计与仿真，包括带隙基准电路、l d o 稳 压电路、振荡器电路、p w m 比较器电路、误差放大器电路、电感电流检测电路、 斜坡补偿电路等。 第六章：完成系统的整体仿真工作，从仿真结果，得到了系统的性能参数， 如：电源调整率、负载调整率和输出电压纹波等，并对系统的效率进行计算。 第七章：对全文内容进行简要回顾，并指出本设计与传统的区别，最后总结 了设计中存在的一些不足之处。 第二章b o o s t 转换器原理分析3 第二章b o o s t 转换器原理分析 开关电源转换器主电路的拓扑结构有很多种：b u c k ，b o o s t ，b u c k b o o s t ，c u k 等【l 】。但b u c k 、b o o s t 属于基本回路，其它绝大多数结构都是从这两种结构派生出 来。降压一升压转换器( b u c k b o o s t ) 就由降压转换器和升压转换器级联而成，其 输出电压极性反向；c u k 转换器由降压一升压转换器派生。b o o s t 转换器和b u c k 转换器的区别在于开关管、输出电感和输出电容的连接方式。本章主要讨论b o o s t 转换器的基本拓扑结构和工作原理，从而获得设计b o o s td c d c 转换器所需的基 本知识。 2 1b o o s t 转换器拓扑结构 b o o s t 转换器工作原理 v o 图2 1b o o s t 转换器电路图 为简化分析过程，方便理解，特做出以下几点假设： 1 ) 开关晶体管、二极管均为理想元件，即可以快速的“导通 和“截止 ， 而且导通时压降为零，截止时漏电流为零。 2 ) 电感、电容均为理想元件。电感工作在线性区而未饱和，寄生电阻为零， 电容的等效串连电阻为零。 3 ) 输出电压中的纹波电压与输出电压相比小到可以忽略。 工作过程分析： b o o s t 转换器主回路线路图，是由一个功率开关管m ，一个肖特基二极管d 以及l c 低通滤波器和负载所组成。当功率开关管导通时，如图所示电流，流过 电感，由于此时电感两端电压不变所以其电流线性增加，电能以磁能形式储存在 电感l 中。此时，电容c 放电，r 上流过电流i o ，其两端电压为输出电压v 0 ，极 性上正下负。由于开关管导通，二极管阳极置低，承受反向压降，所以电容不能 通过开关管放电。 一旦开关管变为截止，由于电感l 中的磁场将改变l 两端的电压极性，以保 持l 方向不变。这样，电感l 中的磁能就转化成电压v l - 与e g nv 0 串联，以高于v o 4低输入b o o s td c d c 转换器的研究与设计 的电压向电容c 和电阻r 供电。高于v o 时，c 有充电电流，等于v o 时，充电电 流为零；当v 0 有降低趋势时，电容开始向负载r 放电，以维持v 0 不变。 由于功率开关管周期性导通和截止，就会使得输出电压产生交流纹波，而l c 低通滤波器的功能就在于降低输出纹波。 2 2b o o s t 转换器稳态分析 b o o s t 转换器输出电压高于输入电压，一般采用n p n 或n m o s 作为功率开关 管。根据其流经电感中的电流是否降为零，可以将其工作模式区分为以下两种：( 1 ) 连续导通模式( c o n t i n u o u s c o n d u c t i o nm o d e ，即c c m ) ：( 2 ) 不连续导通模式 ( d i s c o n t i n u o u s c o n d u c t i o nm o d e ，即d c m ) 。当流过电感的电流总不会降为零时， 转换器工作于连续导通模式；而当其电感电流降为零时，转换器工作于不连续导 通模式，因为此时流经电感的电流不连续。 2 2 1 连续导通模式 开关周期不最后的时刻电流l 值，就是下一个疋周期中电流f ，的开始值。在 连续状态下，输入电流不是脉动的，纹波电流随l 增大而减小。 开关闭合和断开的情况与输出电压的关系： 设开关动作周期为五，闭合时间为f 1 = d 1 瓦，断开时间为，：= 皿瓦。d 1 为接 通时间占空比，历为断开时间占空比，它们各自小于l ，且d l + 皱= 1 。 在输入输出电压不变的前提下，当开关闭合时，开关管导通，由于其导通压 降很小，所以二极管反向，等效电路图如下： l v d d 图2 2b o o s t 转抉器开关刚合时等效电路图 屯线性上升，其电感电流增量为： ：阜日瓦 电感存储能量为： e = t ( a t ) 2 = 2 2 v o ( 2 - 1 ) ( 2 - 2 ) 第二章b o o s t 转换器原理分析 s 该阶段输出负载电流完全由输出电容c 提供，所以为减小输出纹波电压必须 选择合适大小的输出电容c 。 开关断开时，开关管截至，等效电路图如下： l v d d v o 图2 3b o o s t 转换器开关断开时等效电路图 因为电感电流不能突变，所以为保持电感电流连续，电感电压反向。此时电 流流过功率开关、电感l 、电容c 、二极管d 和负载，在下一个周期开关重新导 通之前电感电流线性下降。电感通过二极管把储存的能量向电容充电，使得输出 电压高于输入电压，完成升压【2 1 。 f ，线性下降，其增量为： 1 ，1 ， a ，= 一卫丑d 疋 ( 2 3 ) 三 。 由于稳态时这两个电流变化量绝对值相等屯。= i a i l 2 i ，所以 盟：坠二幺2 堡圣 工三 化简得到电压增益t s l ： m ：堡：上：上 1 一日皱 ( 2 - 4 ) ( 2 - 5 ) 可见m 总是大于1 的。 由d l + d 2 = 1 可得： ：坠二幺! ：生：三：幽 ( 2 6 ) 三 石 即电感纹波电流世反比于开关频率疋和所选用的电感容量l 开关导通期间，负载电流由电容提供，因此电容平均电流值厶等于输出电流 平均值厶。开关断开期间，电容充电电流从厶一厶到一厶线性减小。稳态工作时， 平均充电电流和k 的乘积等于平均放电电流和t o n 的乘积，因此可以得到输出电 压纹波v c = 石1 r o nl 西= 生争 ( 2 7 ) 6低输入b o o s td c d c 转换器的研究与设计 又因为 = 篙 = 鼎 ( 2 - 8 ) ( 2 - 9 ) 代入化简后得 岍嚣 协 输出电压纹波等于电容电压纹波圪，所以要减小输出电压纹波可以通过 提高开关频率或增大输出电容等方法 4 1 。电感只是作为储能元件，而并非输出滤波 器组成部分，因此升压转换器的输出纹波一般大于降压转换器的纹、波【5 1 。 2 2 2 临界条件 在连续和不连续导通模式之间，还有一种特殊情形，就是当开关关断期间结 束时，流经电感的电流刚好等于零的临界模式，下面推导下c c m d c m 的临界条 件。 在连续导通模式下，周期内电感的平均电流i ， 0 5 a ，其中为电感电流纹 波大小。显然，如果有i t = 0 5 m 成立，那么此时转换器一定处于c c m d c m 的 临界状态。因此，转换器若要工作在c c m 下，其平均电感电流应大于其电感电流 纹波的一半，即满足j ， o 5 a 。 所以临界条件即为，= 0 5 a 。 2 2 3 不连续导通模式 电感较小，电流线性下降快，或l 较大时，即在电感中能量释放完时，尚未 达到晶体管重新导通的时刻，能量得不到及时的补充，电流下降到o ，这样就出现 了电流不连续的工作状态。 此模式下的开关管导通情况与连续模式下基本相同，而开关管截至时的工作 情况分两个阶段考虑【6 1 ，r 1 为两阶段切换时间点。 1 ) t t l 第二章b o o s t 转换器原理分析 7 v d d 2 ) f t l 图2 4 不连续模式下 尹 时等效电路图 l v o v o 图2 5 不连续模式f ，t 时等效电路图 在0 f 和 0 。 此状态下，输入电流j ，是脉动的，峰值电流比较大。且在 f t 的时间内， l 从输出端脱离，这时只有电容c 向负载提供所需的能量。因此，要求比较大的 电容c ，才能适应输出电压、电流纹波小的要求。 8 低输入b o o s td c d c 转换器的研究与设计 2 2 4c c m 和d c m 两种工作模式的比较 从c c m 模式输入输出关系式可知，输出与负载无关，因此开环负载调整率较 好，然而由于其输出由输入决定，所以开环线性调整率特性较差。此外，由于电 感和电容在反馈控制环路中形成一个二阶系统，其闭环响应较差。 对d c m 而言，从d c m 模式输入输出关系式可知，输出与负载及输入均有关， 因此开环负载及线性调整率特性均较差，但通过正确控制电路设计可以解决这个 问题，使输出在指定的输入电压范围及输出负载范围内获得稳定的输出电压。 此外，比较两种工作模式可以看出，两者输出电压上升的速度不同，非连续 模式比连续模式电压上升的速度要快。另外，对于相同的占空比d ，非连续模式 输出电压比连续模式要高，即电压增益更高。在要求相同功率输出时，不连续状 态下晶体管和二极管的最大瞬时电流比连续状态下要大，同时输出直流电压的纹 波也增加。 但事实上在同步整流中，转换器根本不会进入d c m 模式( 除非控制i c 就是 为了使转换器工作在d c m 模式来设计的) 。所以，减小负载时，转换器仍然保持 为c c m 模式，这是因为当d c m 发生时，电感电流至少要在开关周期的某段时间 内被迫保持为0 。为此，需要用一个反向偏压二极管以防止电感电流通过其他的通 路流动。在同步整流中，即使二极管存在反向偏压，仍然允许m o s f e t 管反并联 二极管导通，所以转换器不会进入d c m 模式。由于本文系统中采用了同步整流， 所以转换器始终工作在c c m 模式。 第三章b o o s t 转换器反馈控制原理9 第三章b o o s t 转换器反馈控制原理 开关电源转换器通过反馈控制系统对输出进行调节，以满足对输出电压的要 求。这种控制过程的实现方式很多，但是最为常见的是“时间一比率一控制方 法。 在介绍b o o s t 转换器工作原理时已经知道，开关功率管在控制信号的作用下以 一定的周期导通和截止。当功率管截止时，由电源直接向负载提供能量；而功率 管导通时，输入电源则停止供应负载能量。由此可见，输入电源向负载提供能量 是脉动的。为使负载能够得到连续的能量供给，开关稳压电源需要一套合理完善 的储能装置，在开关接通时将一部分能量储存起来，以便在开关断开时，向负载 释放。在b o o s t 转换器中，电感l 的作用即为能量储存。功率开关断开时，储存 在电感l 中的能量通过二极管d 释放给负载，使负载得到连续而稳定的能量。由 于二极管d 使得负载电流连续不断，所以称其为续流二极管。 3 1 控制原理分类 在b o o s t 转换器中，由g o = ( 1 一d ) 可知，改变开关接通时间和工作周期的 比率，输出电压的平均值也随之改变。因此，转换器必须具备能够随负载及输入 电源电压的变化自动调整乙和r 的比率的能力，才能维持输出电压恒定不变。 改变开关管导通时间和工作周期比例亦即改变脉冲的占空比，所以这种控制方 法称为“时间比率控制 ( t i m er a t i oc o n t r o l ，缩写为t r c ) 。根据t r c 的控制原 理，可以有三种方式对升压转换器实现控制i 7 1 ，分别是： 1 ) 脉冲宽度调制( p u l s ew i d t i lm o d u l a t i o n ，缩写为p w m ) 2 ) 脉冲频率调制( p u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n ，缩写为p f m ) 3 ) 混合调制 p w m 方式固定开关周期恒定，通过改变脉冲宽度来改变占空比的大小，从而 调节功率开关导通和截止时间的比率。p f m 是固定脉冲宽度恒定，通过改变开关 工作频率来改变占空比的大小进而控制开关管导通截止时间。混合调制则是导通 脉冲宽度和开关工作频率均不固定，彼此都能改变，是以上两种方式的结合。 在实际应用中发现，脉冲宽度调制在重载工作情况下效率能够很高，然而轻 载时功耗相对比较大，主要原因是轻载下功率开关管的损耗没有减小，随着负载 减轻，交流导通功耗、开关功耗所占比例提高，转换器总的功耗逐步逼近固定的 最小功耗；而满载时，交流导通功耗、开关功耗在总功率中所占比值相应降低， 因而p w m 调制适合大部分时间工作在满载情况下的转换器采用。而p f m 具有快 的响应速度，能在轻载时节省系统功耗，提高效率。混合调制模式即结合了轻载 1 0低输入b o o s td c i ) c 转换器的研究与设计 时p f m 效率高、响应快和满载时p w m 效率高且噪声低的特点，但是会增加转换 器控制电路实现的复杂性。 3 2p w m 控制实现方法 p w m 是整个电压调整环路的核心功能实现所在，其开关频率是常数，但是开 关的占空比是可变的。通过比较输出电压( 或电流) 采样和参考值间的差别，调 节功率开关管的导通时间，从而实现转换器稳定输出的功能。 根据所采样的是电压和电流的不同又可分为电压型p w m 控制和电流型p w m 控制。 3 2 1 电压型p w m 控制 u g 图3 1 电压型p w m 控制原理图 输出电压的采样电压送入误差放大器的反向输入端，其同向输入端为电压基 准( ) ，两者之差被放大后作为比较器的门限与控制器内部的振荡器产生的锯 齿波电压进行比较，用比较器的输出来驱动功率开关管。电压模式p w m 控制器的 误差电压越大，比较器的门限值就越高，开关保持导通的时间也越长，电感的峰 值电流也越大，从而可以保证电感存储足够的能量以维持负载电压的稳定【8 】。 但是由于电压模式控制只响应输出电压的变化，也即意味着转换器为了响应 负载电流或输入线电压的变化，则必须等待负载电压上出现的相应变化。而开关 电源的电流均流经电感，将使滤波电容上的电压信号对电流信号产生9 0 度的延迟。 在等待延迟的过程中，输出电压偏离原本的设定值，控制和调节作用的延迟，使 得系统的动态品质不尽如人意。由此可见，仅用电压采样方法的开关转换器稳压 相应速度慢，稳定性差。 第三章b o o s t 转换器反馈控制原理 改善和加快电压模式控制瞬态响应速度的方法有两种：一是增加电压误差放 大器的带宽，保证其具有一定的高频增益以提高其相应速度，但是这样容易受到 高频开关噪声的干扰，需要在主电路及反馈控制电路上采取措施进行抑制或同相 位衰减平滑处理；另外一种方法是采用电压前馈p w m 技术，此方法与电压型控制 的结构很相似，只是振荡器产生的锯齿波的幅度正比于输入电压。因此，可以很 明显的看出对于b u c k 和b c u k b o o s t 转换器，此时输出电压与输入电压无关，该方 法具有非常好的开环线性调整率。在该方法中对输入电压的前馈控制是开环控制， 而对输出电压的控制是闭环控制，目的是增加对输入电压变化的动态响应速度， 故这是一个由开环和闭环构成的双环控制系统。同时，由于输出l c 滤波器引入 的延时不在前向控制线上，所以该结构对于输入电压的闭环暂态相应也很不错。 只是对于b o o s t 转换器，电压前馈仅能够提供小部分的补偿，所起的作用很小。 3 2 2 电流型p w m 控制 电流型模式控制把转换器的控制环路分成两条：电流控制通过内部控制环路， 电压控制通过外部控制环路，以外环电压调节器的误差输出作为内环电流的设定 值，检测电感或开关电流与之比较，再由比较器的输出控制功率开关，使电感和 功率开关的电流直接跟随电压调节器的输出而变化，因而其可以在逐个开关脉冲 上响应负载电压乃至负载电流的变化【9 】。 电流型p w m 控制实现方案常见的有两种： i 丁g 图3 2 峰值电流模式控制原理图 ( 1 ) 峰值电流模式控制：将误差电压信号u ，送至p w m 比较器后，与一个变 化的其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号相比 较，然后得到p w m 脉冲的关断时刻。因此峰值电流控制模式不是用电压误差信号 直接控制p w m 的脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流的大小，然后间 接地控制p w m 的脉冲宽度。 低输入b o o s td c d c 转换器的研究与设计 峰值电流控制模式是一种用固定时钟开启、关断峰值电流的控制方法，这是 因为峰值电感电流容易检测，而且其在逻辑上与平均电感电流大小的变化相一致。 但是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流的大小一一对应，因为在占空比 不同的情况下，相同的峰值电感电流的大小可以对应不同的平均电感电流大小。 而平均电感电流的大小才是唯一决定输出电压大小的因素。在数学上可以证明， 将电感电流下斜坡斜率的至少一半以上的斜率加在实际检测电流的上斜坡上，可 以去除不同占空比对平均电感电流大小的扰动作用，使得所控制的峰值电感电流 最后收敛于平均电感电流。因而合成波形信号呸要由斜坡补偿信号与实际电感电 流信号两部分合成构成。当外加斜坡补偿信号的斜率增加到一定程度时，峰值电 流控制模式就会转化为电压控制模式。若将斜坡补偿信号完全用振荡电路的三角 波代替，就成为了电压控制模式，只不过此时的电流信号可以认为是一种电流前 馈信号。当输出电流减小时，峰值电流控制模式就从原理上趋向变为电压控制模 式。当电路处于空载状态，输出电流为零，并且斜坡补偿信号幅值比较大时，峰 值电流控制模式实际上就变为了电压控制模式。电流内环仅负责输出电感的动态 变化，电压外环仅需控制输出电容，因而峰值电流模式p w m 比电压模式控制具有 大的多的带宽。 优点：暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的动态响 应均很快；控制环易于设计；输入电压的调整可与电压控制模式的输入电压 前馈技术相媲美；具有简单、自动的磁通平衡功能；具有瞬时峰值电流限流 功能，即内在固有的逐个脉冲限流功能；具有自动均流并联功能。 缺点：占空比大于5 0 时开环不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均 电流的误差；闭环响应不如平均电流控制模式理想；容易发生次谐波振荡， 即使占空比小于5 0 ，也有发生高频次谐波振荡的可能性，因而需要斜坡补偿； 对噪声敏感，抗噪声性差。因为电感处于电流连续工作状态，与控制电压编程决 定的电流电平相比较，开关器件的电流信号的上斜坡通常较小，电流信号上有较 小的噪声就很容易使得开关器件改变关断时刻，从而使系统进入次谐波振荡状态； 电路拓扑受限制；对多路输出电源的交互调节特性不好。 ( 2 ) 平均电流模式：此模式能够高度精确地跟踪电流变成信号，且不需要斜 率补偿，适合任何电路拓扑结构对输入或输出电流的控制。该电路将误差电压接 至电流误差信号放大器( e a ) 的同相端，以作为输出电感电流的控制编程电压信 号( c p 为c u r r e n t p r o g r a m 的缩写) ；将带有锯齿纹波状分量的输出电感电流信 号u ，接至电流误差信号放大器( e a ) 的反相端，代表跟踪电流编程信号p 的 实际电感平均电流。u ，与啡p 的差值经过电流放大器( e a ) 放大后，得到平均 电流跟踪误差信号。，再由坼及三角锯齿波信号坼或以通过比较器比较后得 到p w m 关断信号。的波形与电流波形u i n 反相，所以是由啡。的下斜坡( 对 第三章b o o s t 转换器反馈控制原理 应于开关器件的导通时期) 与三角波坼或以的上斜坡比较产生关断信号的。显然 这无形中增加了一定的斜坡补偿。为了避免次谐波振荡，啡。的上斜坡不能超过三 角锯齿波信号坼或的上斜坡。其优点如下：平均电感电流能够高度精确地跟 踪电流编程信号；不需要斜坡补偿；调试好的电路抗噪声性能优越；适合 在任何电路拓扑中对输入或输出电流的控制；易于实现均流。 缺点：电流放大器在开关频率处的增益有最大限制；双闭环放大器带宽、 增益等配合参数的设计与调试复杂。 i k 图3 3 平均电流模式控制原理图 总的来说，由于电流控制模式的输出电流正比于开关或初级电流，可以在逐 个脉冲上控制输出电流，因而电流模式控制具有比电压模式控制更优越的电源电 压和负载调整特性，更优良的动态和静态性能，以及重负载时效率高、储能电感 和滤波电容的大小容易选取等特点【l o 】；又由于平均电流模式中需要用到电流误差 放大器，而其电路的设计和调试都比较复杂，所以本系统中选用峰值电流模式。 鉴于峰值电流模式自身的占空比大于5 0 时的不稳定性，系统中需要加入斜坡补 偿。 3 2 3 斜坡补偿原理 对于峰值电流控制模式，当占空比超过5 0 时，不论电压反馈外环的状态如 何，电流内环都是不稳定的【l 。主要表现在扰动信号产生的误差被逐渐放大，最 终导致系统失控。 下图分别时是占空比皿小于5 0 和大于5 0 时的峰值电感电流波形图。图中 艮是控制电流，用于设定电感电流峰值，她是电感上的扰动电流，k 和丘分别 是电感电流的上升及下降斜率。 1 4低输入b o o s td c d c 转换器的研究与设计 图3 4 占空比小于5 0 时的电感电流初始扰动电感电流波形 i c 圭 i o 干 图3 5 占空比大于5 0 时的电感电流初始扰动电感电流波形 由图3 5 可知，由当占空比皿大于5 0 时，扰动电流馘引起的误差“将大 于她，因此在该占空比下，会将扰动信号持续放大，造成系统不稳定，并产生次 谐波振荡。 为了消除电流模式控制的转换器的次级谐波振荡问题，需要对感应的电感电 流进行处理，以使转换器能工作在占空比大于5 0 的情况下而不会发生次谐波振 荡【1 2 】。斜坡补偿是在电流反馈得到的电压上叠加一个与振荡器信号同步的斜坡电 压，这种补偿技术保障系统在高占空比下的稳定性。加入斜坡补偿后的电感电流 波形如图3 3 所示： i c 一 土 i o 干 图3 6 加入斜坡补偿的电感电流波形 补偿前： 牛也 净， 设斜坡补偿的斜率为k ，则补偿后： 第三章b o o s t 转换器反馈控制原理 她一“ik 1 + k - ) ( 3 - 2 ) 由前面推导可知，要系统稳定必须满足“ 0 5 m 2 时，在0 f ，+ f ，若此条件不能满足，前一波形将 与紧接着的后一波形相重叠，最终衰减振荡【2 5 】。振荡器的周期为：t = 乙。反 相器的传输延时可以表示为： 岛苦b 去) 泞 其中吒= 版厶；七p = 心w p l p ；q 为反相器的负载电容，包括反相器本身 的寄生电容，连线电容和扇出负载电容。 另外除了五级反相器结构外，还加入了一个或非门，当控制端为高电平的时 候，或非门被锁定输出低电平，便可以关闭振荡环路。 环形振荡器直接由输入电压供电。当且仅当输入电压低于1 7 v 时，环形振荡 器才开始工作。由于环形振荡器的工作频率和电源电压关系密切，所以必须确保 环形振荡器在最低输入电压以及其工作的最高工作电压下都能正常的输出稳定的 方波信号，并且能在线性稳压器输出达到稳定电压时迅速关断。 第五章子模块设计与仿真 本文所采用的环形振荡器的电路图如下： 图5 9 环形振荡器电路图 图5 1 0 为其工作在最低输入电压0 4 5 v 时输出的方波信号图，频率为1 1 m h z ， 占空比为1 9 。 图5 1 0 输入为0 4 5 v 时环形振荡器的输出方波信号图 工作在1 7 v 时输出的方波信号图，此时频率为1 1 6 m h z ，占空比为1 6 。 图5 1 l 输入为1 7 v 时环形振荡器输出方波信号图 3 2低输入b o o s td c d c 转换器的研究与设计 在输入电压为0 4 5 v 到1 7 v 的范围内，环形振荡器的频率范围为1 1 m h z - - 1 1 6 m h z ，该频率范围跨度极大，但环形振荡器的功能仅限于将输入电压升高到能 令线性稳压器输出稳定电压的范围( 此时输出电压为2 v 左右) ，线性稳压器为系 统供电进而引导整个系统进入稳定工作的状态。对输入电压分段后仿真( 即在不 同的频率段仿真) 后发现，即使该频率跨度范围极大，但是在各个频率段其升高 输入电压、引导系统进入稳定工作状态的功能都能保证，因此在本设计中可以采 用振荡频率随电源电压漂移比较大的环形振荡器。 窗口振荡器是在系统中占据主导作用的振荡器，其为整个系统提供频率为 1 m h z 的窄脉冲信号和锯齿波，其在线性稳压器输出电压超过1 5 v 后即开始工作， 与此同时，p w m 的其他模块也正准备进入工作状态，此时环形振荡器还未关断， 环形振荡器的输出控制开关驱动；当线性稳压器的输出继续向上升，达到1 8 v 后， 环形振荡器瞬间被关断，开关管的驱动即改由窗口振荡器输出的经p w m 调制后的 方波信号驱动。窄脉冲信号控制r s 触发器，在每个周期开始时开启开关管，开关 管的调节范围是由振荡脉冲的占空比决定的，占空比越小，其可调节的范围越大。 控制脉冲信号的占空比为1 0 。锯齿波信号则提供给斜坡补偿模块用作芯片的电 流补偿。 窗口振荡器的电路图如下： ii ； v d d ； ! ! 图5 1 2 窗口振荡器电路图 电路功能简介： 该电路由恒流源充放电路、比较器以及r s 触发器( 由两个与非门构成) 组成。 由恒流源对电容充放电，并预先设定一高一低两个阈值电压检测电容上的电压。 充电时，r s 触发器输出的控制电压为低，充电p 管导通，放电n 管截止，电容上 电压匀速上升，当电压升高到超过高阈值电压时，正向输入端为高阈值电压比较 器由高到低翻转，r s 触发器输出的控制电压由低到高翻转，充电p 管关断，放电 n 管导通，由恒流源对电容放电，电容上电压匀速下降。高阈值电压对应的比较 器输出立即变为高电平，但此时r s 触发器r 、s 输入端都是高电平，触发器只是 保持原有状态不翻转( 与非门构成的r s 触发器两输入都是高电平是保持) ，只有 第五章子模块设计与仿真 当电压降至低于低阈值电压时，反向输入端为低阈值电压的比较器由高到低翻转， r s 触发器输出的控制电压同时由高到低翻转，充电p 管导通，放电n 管截止，开 始新一轮的充放电。其中，r s 触发器输出的控制电压即为具有一定周期和占空比 方波信号，高电平和低电平脉宽分别是电容的放电时长和充电时长，因而只需控 制充放电电流的大小就可以控制方波信号的频率和占空比。而电容上的电压即为 匀速上升或下降的锯齿波。 其在稳定的线性稳压器供电电压下，输出稳定的频率为1 m h z ，占空比为1 0 的方波以及频率为1 m h z 、峰峰值为9 0 0 m v 的锯齿波，信号图如下： t r o n s | e n tr e s p o n s e 1 9 d 1 坩 ；9 朋m 伽m - 1 a o m - ：n e t a 3 1 8 1 5 7 u5 8 u5 9 u6 a u6 1 u6 2 u6 3 u6 4 u6 5 u t i m e ( s ) 图5 1 3 窗口振荡器输出方波信号图 5 4 比较器 比较器是系统模块电路的重要组成部分，主要功能有以下几个方面。1 ) 将误 差放大器的输出信号与电感电流的峰值检测信号和斜坡补偿信号的叠加结果相比 较，其输出的高低电平控制r s 锁存器，以便当电感电流超过误差放大器的输出值 时控制关断开关管，稳定输出电压；2 ) 将检测线性稳压器输出的采样电压与一个 预先设定的基准值相比较，在确定线性稳压器的输出达到所需要的稳定值后关断 环形振荡器。 对于比较器要求其有较高的电压增益，以便能达到一定的分辨率，还要求其 有较短的传输时延，以便系统能在较短的时间内做出判断提高相应速度。本文选 用的比较器结构如下： 低输入b o o s td c d c 转换器的研究与设计 图5 1 4 比较器电路结构图 这种比较器能够尽可能地降低传输延时，其主要由四部分组成，分别是前置 放大器、锁存器、自偏置差分放大器和输出锁存器【2 6 1 。 和比较器的响应时间关系比较密切的两个参数分别是带宽和摆率。众所周知， 比较器的传输时延随输入电压幅度的变化而变化。较大的输入将使延时较短。当 输入电压差增大到一个上限，即使输入电平再增大也无法对延时产生影响，则将 这时的电压变化率成为摆率。而在输入电压差达到摆率之间，其延时主要由和带 宽相关决定： t p - - tl n ( 嘉) ( 5 - 1 4 ) 可以很明显地看到，在未达到摆率的这一阶段，比较器的输入越大，延时越 短。 而当比较器进入超过摆率阶段时，由于电容充放电电流的限制，其传输延时 主要由摆率决定： 珊= 篙= ( 5 - 1 5 ) 因此对于前置放大器，比较重要的参数是带宽。因为其主要功能是将输入电 压的差值放大，在输入电压差比较小的情况下，高带宽可以使放大信号延时较小。 而对于后面几级电路，比较重要的是具有高摆率，这样才能使中间级电容和负载 电容上的电压上升或下降的足够快。 f 。：丁：坐：v o - v o 正 p 艘2 s r ( 5 1 6 ) 比较器的交流仿真特性曲线如下： 第五章子模块设计与仿真 f r e q ( h z ) 图5 1 5 比较器交流仿真特性图 输入直流值为0 9 v 、频率为5 0 m h z 幅度为l m v 的方波信号，输入0 9 v 的直 流信号，仿真图如下： 9 0 1 a m 9 朋5 m 9 9 f 1 d m 8 9 9 5 r n 8 9 9 d m 1 8 d 1 3 d ；8 m 3 1 一a m t r a n s i e n tr e s p o n s e ：n ie t l 7 8 1 j 广 n 厂、 n厂r j ju 口0 日2 0 毋n4 0 口n6 a g n8 a o n1 棚 b ：( 3 6 4 6 f 1 7 n8 9 8 5 2 6 m ) ，i l o p e ：一2 2 82 k 图5 1 6 比较器输入频率为5 0 m 幅度为l m v 的信号输出延时 输入为l m v 的方波信号，其上升沿的延时为6 4 6 n s ，下降沿的延时为6 4 5 n s 。 5 5 线性稳压器 输入电压不是一个稳定值，但是系统需要一个稳定的电压源为内部模块供电， 稳定的电压源是保证系统各个模块正常工作的前提条件。由于线性稳压器具有