（电力电子与电力传动专业论文）电动汽车驱动器用开关电源的设计研究.pdf

a b s t r a c t w l t ht l l e d e v e l o p m e n to ff u e lv e h i c l e s , m o r ea n dm o r ep e o p l e 躺c o n c 咖i n g a b o u tt h ee i e c t r i c a lp e 响彻锄c e s o ft h ed e v i c e si nf u e lv e h i c l e s ，a m o n g w h i c hs w i t c h m o d ep o w e r s u p p l yf o ri n v e r t e ru s ei so n eo ft h em o s ti m p o r t 锄t o n e 。 w ea d o p tc u r r e n t m o d eh i g h _ f r e q u e n c y f t y b a c kc o n v e n e ra s0 1 1 r d c d c c o n v 蹦既ih e1 n v e r t e ri s c o m p o s e do ff l y b a c kc o n v e r t e rc i r c u i t ，h i g h - 矗嘲u e i l c y t r a n s t 蝴e ra n dc o n t r o lc i r c u i t t h eh i g h - f r e q u e n c y t e c l l l l i q u em a k e si tp o s s i b l ef o r m ep o 眦c o n v e n e rt 0b ec o m p a c ta n d l i g h tw e i g h t s o f t s w i t c ht e c h n i q u ei sa p p l i e d t 0p w m m 劬砒t h e p r o t e c t i o nc i r c u i t sa l ed e s i g n e d t h es i m p l et o p o i o g y1 e a d s t 0 f e w e r c o m p o n e l l t sa n dr e d u c e dc o s t w h a t sm o r e ，t h es m a l ls i g n a lm o d e lo f f l y b a c k c o n v e 船1 se s t a b l i s h e dt oa n a l y s i st h ep e r f o r m a n c e o ft h es y s t 锄w h i c hc a n h e l pu s i nt h ed e s i g nw o r k 。 上1 y b a c kc o n v e r t e ra r ed e s i g n e da n dm a n u f a c m r e d b a s e do nt h e o r i e sd i s c u s s e d a b o v e t h es t e p so fs i m u l a t i o na n dm a n u f a c t u r ea r ed i s c u s s e di n d e t a i l f i n a l l 弘t h e s l m u l a t i o na n de x p e r i m e n t a lr e s u l t sa r e p r e s e n t e da n da r ea i l a l y z e d k e yw o r d s ：s w i t c h i n gp 。w e fs u p p l y , f l y b a c kc 。n v 觎c u r r c m tc o n t r o l t e c h n i q u e ， s o f t - s w i t c ht e c h n i q u e i l 同济大学学位论文原创性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，进行 研究工作所取得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本学位论文 的研究成果不包含任何他人创作的、已公开发表或者没有公开发表的 作品的内容。对本论文所涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集 体，均已在文中以明确方式标明。本学位论文原创性声明的法律责任 由本人承担。 学位论文储签名：夏影 筇铂”蕾7 日 学位论文版权使用授权书 本人完全了解同济大学关于收集、保存、使用学位论文的规 定，同意如下各项内容：按照学校要求提交学位论文的印刷本和 电子版本；学校有权保存学位论文的印刷本和电子版，并采用影 印、缩印、扫描、数字化或其它手段保存论文；学校有权提供目 录检索以及提供本学位论文全文或者部分的阅览服务；学校有权 按有关规定向国家有关部门或者机构送交论文的复印件和电子 版；在不以赢利为目的的前提下，学校可以适当复制论文的部分 或全部内容用于学术活动。 一操魏日砂护0 卑d h | 口 第l 章绪论 第1 章绪论 1 1 课题背景及研究的目的和意义 随着电力电子技术的迅速发展，在人们的工作、生活中电力电子设备的使 用也是日益广泛，而许多电子设备都需要可靠的电源来保证它的稳定工作，上世 纪8 0 年代，计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代， 进入9 0 年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，通讯、电子检测设备、 程控交换机、控制设备等都广泛地使用开关电源，这些进一步促进了开关电源技 术的高速发展。对于p w m 控制型开关电源，一般是利用现代电力电子技术，控制 开关管( i g b t ，m o s f e t ) 开通和关断的时间比率即占空比，从而来维持稳定输出电 压的一种电源，其主电路一般由脉冲宽度调制( p w m ) i c 和开关管构成。 开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二 者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源。直流 开关电源与直流线性电源相比有： 1 效率高，功耗小：由于开关管功率损耗小，因而不需要采用大散热器。功耗 小使得电子设备内温也低，周围元件不会因长期在高温环境下而损坏，这有 利于提高整个电子设备的可靠性和稳定性。 2 稳压范围宽：对于某型号开关稳压电源，当输入的交流电压在1 5 0 2 5 0 v 范 围内变化时，都能达到很好的稳压效果。输出电压的变化在2 以下。而且在 输入电压发生变化时，始终能保持稳压电路的高效率，因此，开关稳压电源 能适用于电网波动比较大的地区。 3 体积小，重量轻：开关稳压电源可将电网输入的交流电压直接整流，再通过 高频变压器获得各种不同交流电压，这样就可免去笨重的工频变压器，从而 节省了大量的漆包线和硅钢片，使电源体积缩小，重量减轻。 4 安全可靠：开关稳压电路一般都具有自动保护电路。当稳压电路、高压电路、 负载等出现故障或短路时，能自动切断电源，其保护功能灵敏、可靠。 5 开关稳压电源的主要问题是电路比较复杂，输出的纹波电压比较高，瞬态响 应差等。 随着电力电子技术的发展和进步，开关电源技术在不断地创新，使得上文所 提到的成本转折点同益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了越来越广泛的 发展空间。开关电源技术是一种普适性、渗透性的绿色化技术，使产品性能可靠、 成熟、经济、实用它在国民经济以及国防，高科技发展中都有广泛的应用前景， 第1 章绪论 在这种应用推广进程中，开关电源技术还会得到不断的改进和完善。 1 2 开关电源的技术发展及前景趋势 1 9 5 5 年美国的科学家罗耶( g h r o y e r ) 首先研制成功了利用磁芯的饱和来 进行自激振荡的晶体管直流变换器。此后，利用这一技术的各种形式的晶体管直 流变换器不断地被研制和涌现出来，从而取代了早期的寿命短、可靠性差、转换 效率低的旋转式和机械振子式换流设备。6 0 年代末，由于微电子技术的快速发 展，高反压的晶体管出现了，从此直流变换器就可以直接由市电经整流、滤波后 输入，不再需要有工频变压器降压了。从而极大地扩大了它的应用范围，并在此 基础上诞生了无工频降压变压器的开关稳压电源。7 0 年代以后，与这种技术有 关的高频、高反压的功率晶体管，高频电容，开关二极管，开关变压器铁芯等元 器件也不断被开发研制出来，使无工频变压器开关稳压电源得到了飞速的发展， 并且被广泛地应用于电子计算机、通信、航天、彩色电视机等领域中，从而使无 工频变压器丌关稳压电源成为各种电源中的佼佼者。 目前，开关电源已进入一个全新的发展时期。各种新技术不断涌现，新工 艺被普遍采用，新产品层出不穷。突出表现在以下几个技术发展方面： ( 1 ) 新型高频功率半导体器件及磁性材料的发展 经过2 0 多年的不断发展，新型功率器件的研发为开关电源的高频化奠定 了基础，功率场效应管( m o s f e t ) 和绝缘栅双极型晶体管( i g b t ) 的应用使中小功率 开关电源工作频率高达4 0 0 k h z ( a c d c 变换器) 和i m h z ( d c d c 变换器) 。现正在 探索阶段的高性能的碳化硅半导体器件在高温、高频、大功率、高电压、光电子 及抗辐射等方面具有巨大的应用潜力，一旦研制成功，将会对电源技术产生革命 性的影响。此外，平面变压器、压电变压器以及新型电容器等元器件的发展，也 将对开关电源的小型、薄型及轻量化起到重要作用。 ( 2 ) 软开关技术的出现，真正实现了开关电源的高频化，它不仅可以减少电 源的体积和重量，而且提高了开关电源的效率 如果p w m 开关电源按硬开关模式工作，在丌关过程中，电压和电流变化过 程中将出现波形交叠，因此开关损耗大，而且此损耗随着丌关频率的提高而增大。 为了解决这个问题，二十世纪八十年代研究出丌关电压电流波形不交叠的技术， 即了解决这个问题，二十世纪八十年代研究出开关电压电流波形不交叠的技术， 即采用谐振技术、准谐振技术或p w m 与准谐振的结合技术所生成的零电压( z v s ) 丌关电路和零电流( z c s ) 开关电路，这种技术统称为软开关技术。采用软丌关技 2 第1 章绪论 术，在理想的情况下，可使开关损耗降为零，提高了效率，同时也使电磁干扰 大大减小，因而也有助于进一步提高开关频率，使得开关电源进一步向体积小、 重量轻、效率高、功率密度大的方向发展。目前，采用软开关技术的国产开关电 源，其效率己达到9 3 。 ( 3 ) 集成化、模块化是开关电源的一个发展方向 集成化是指采用多层厚膜衬底技术将元件、驱动逻辑及相关的保护电路集 成到一块芯片上，使之实现预期的功能。近2 0 多年来，集成开关电源己沿着两 个方向不断发展：一是对开关电源的控制电路实现的集成化，例如脉冲宽度调制 ( p w m ) 芯片、脉冲频率调制( p f m ) 芯片等；另一类是对中、小功率开关电源实现的 单片集成化，例如美国电源集成公司( p o w e ri n t e g r a t i o n s ) 在世界上率先研制成 功的三端隔离式脉宽调制型单片开关电源t o p s w i t c h 系列芯片等。 模块化是指功率器件以及单元电路的模块化。开关电源由于开关频率的提 高，致使引线寄生电感、寄生电容的影响愈加严重，加大了器件承受的应力。为 了提高系统的可靠性，开发了专用的功率模块。模块化不仅使得用户使用方便灵 活，更主要的是取消了传统的连线，把寄生参数降到最小。集成化和模块化不仅 减少了开关电源的连线和焊接，提高了可靠性，还缩小了电源体积、减轻了重量。 ( 4 ) 功率因数校正( p f c ) 技术可降低开关电源对电网的谐波污染，提高 a c - d c 开关电源的功率因数 由于开关电源的前级电路通常都是用二极管构成的整流电路及用电容构成 的滤波电路，正是整流二极管的非线性和电容的共同作用，使得输入电流发生畸 变不再是正弦波，而是含有大量的谐波，这必然导致电源的功率因数很低。 更为严重的是，当公用电网上接有大量的开关电源负载时，就会对电网产生相当 严重的谐波污染。所以，为了提倡“绿色电源”，二十世纪九十年代引出了功 率因数校正技术，即在整流电路和滤波电容之问加入了p f c 电路，使得输入电流 能够跟踪输入电压，保持了输入电流的正弦波不畸变，从而将电源的功率因数提 升到9 9 。这样一来，既治理了电网的谐波污染，又提高了开关电源的整体效率。 ( 5 ) 同步整流技术已成为提高开关电源效率的重要途径 理论和实验表明，工作电压越低，微处理器的工作频率越高，则能量损耗 越小。因此下一代微处理机的发展趋势要求具有更低输出电压( 1 v ) 的开关电 源。同时，为了提高微处理器的工作频率，加快其处理数据的速度和能力，并且 要求有足够的能量以保证微处理器的正常工作，这就要求开关电源在输出足够低 的电压的同时输出相当大的电流。未来供给微处理器的大电流，其值可能需要 第1 章绪论 达到i o o a 。这在输出端使用管压降为0 3 5 v 的肖特基势垒二极管做整流输出是 根本不可能实现的。 同步整流技术的核心是用m o s f e t 代替肖特基二极管用于开关电源输出端的 整流。由于m o s f e t 完全导通时，其导通电阻r 。( o n ) 只有几毫欧姆，即使是在输出 电流很高的情况下，m o s f e t 的损耗仍然很小，因此变换效率将大大提高。目前， 同步整流技术在低电压大电流的开关电源中应用最为广泛。 ( 6 ) 控制技术的发展使得开关电源动态性能有了很大的提高，电路也大幅 度简化 在开关电源的控制技术中，常用的控制方式有电流型控制、电压型控制、 电荷控制、多环控制及单周期控制。随着数字处理技术的发展成熟，控制技术的 优点越来越明显：便于计算机软件控制；避免模拟信号传递过程中的波形畸变失 真；抗干扰能力强；便于软件调试；便于遥感遥测；也便于植入容错等技术。 ( 7 ) 饱和电感的开发和应用 饱和电感是带铁芯( 无空隙) 的线圈，其特点是铁芯的饱和程度和电感量随 着通过的电流大小而变化。在开关电源中，应用饱和电感可以吸收浪涌、抑制尖 峰、消除寄生振荡，并使与之串联的快恢复整流管损耗减小乜儿引。 随着对开关电源技术研究的不断深化，不但开关电源的性能获得了进一步 的提高，而且使得开关电源在电源领域内大放异彩。目前，开关电源的应用范围 越来越广，其前景势必是一片光明。在此，概括其必然发展趋势为以下几方面： ( 1 ) 小型化、轻量化和高频化 丌关电源的体积、重量主要由储能元件( 磁性元件和电容) 决定，因此，开 关电源的小型化实质上就是尽可能减小储能元件的体积。在一定范围内，开关频 率的提高，不仅能有效地减小电容、。电感以及变压器的尺寸，而且还可抑制干扰、 改善电源系统的动态性能。因此，高频化是开关电源的主要发展方向。 ( 2 ) 高效率、高功率密度化和高可靠性 开关电源使用的元器件大大少于连续工作电源，因此提高了可靠性。电容、 光电耦合器以及功率m o s f e t 等元器件的寿命决定开关电源的寿命。因此，要尽 可能采用较少的元器件，提高集成度。另外，开关电源的工作效率高，会使自身 发热减少、散热容易，从而达到高功率密度、高可靠性。 ( 3 ) 低噪声、绿色无污染化和智能化 ( 4 ) 全球输入电压通用 4 第1 章绪论 a c d c 开关电源必将使其输入电压能广泛适应于世界各国电网的电压规格， 以便实现全球性通用。 ( 5 ) 安全性能完善 要求具有完备的保护措施，当电路出现异常情况时应能及时截断电源 4 儿5 】 6 0 3 本课题的主要研究内容 第一，对目前各种常见的开关电源基本电路拓扑进行分析总结，结合本设计 的系统需要和环境条件，在生产成本许可并满足可靠性的条件下，选择一种适合 高压输入的电路拓扑。高频工作条件下，器件损耗直接影响电源效率，其中主开 关管的开关损耗是重要方面，所以，实现开关管的软开关对于提高电源效率是十 分必要的。本文通过研究分析主电路拓扑和软开关辅助电路结构，并结合p w m 控制模式，来实现此开关电源的软开关。这是本文工作的一个重点。 第二，控制电路部分相对功率部分有很多成熟的经验可以借鉴，如电流型 p 1 j i m 控制电路、驱动电路、各种保护电路等。有所不同的是对于高压输入，驱动、 保护设计要求比较严格。为了保证系统稳定可靠地工作，环路调试是十分重要的。 系统的源效应、负载效应、动态响应、纹波大小等一系列指标都与反馈环参数设 计直接相关，因此，掌握熟练的环路思想和调试经验也很重要。 第三，变压器、输出滤波电感、输出滤波电容、输出整流续流管等这些功率 器件的合理选择和设计，不仅要有可靠的计算推导，设计经验也十分重要。例如， 变压器和输出滤波电感是重要的磁性元件，选择合适的磁芯材料、规格，决定其 在工作范围是否会饱和，选择合适的绕组及适当的绕制方式可以最大的减小漏 感，输出整流续流管要保证耐压、耐流和成本。因此，功率器件的设计和选择是 比较复杂的环节，对于不同的电源产品都要重新细致的设计。 第四，随着电子产品绿色环保要求的不断深入，开关电源产品同样要通过相 应的e m c 标准。由于开关电源的开关管工作在高速开关切换状态，会产生大量的 高频骚扰信号，导致传导发射、辐射发射的超标。改善的方法有很多种，从电 源本身而言，抑制骚扰源和传播途径是十分必要的。因此，除了优化电源内部结 构，给电源设计配套的滤波器是常用方法，最后一部分要依据相应e m c 标准， 完成滤波器设计。 第2 章主电路拓扑的研究 第2 章主电路拓扑的研究 2 1 直流电源拓扑的分类及研究 图2 - 1 所示即为本文所研究的开关电源的电路框图。图中各部分的功能如下： 图2 - 1 开关电源电路框图 f i g 2 - 1t h es t r u c t u r eo fs w i t c h i n gp o w e rc i r c u i t ( 1 ) 交流输入，是经由一次整流平滑部分( 二极管整流桥于平滑电容器) 转换 为直流电力后供应至d c - d c 变换器部分。 ( 2 ) d c - d c 变换器电路，是经由可使直流转换为高频交流的逆变器与再使高频 交流二次整流为直流用的快速二极管和扼流圈、电解电容器所构成的二次整流平 滑电路，即向负载中供应直流电。控制电路部分，是执行由“比较电路”、“放大 电路”以及“控制o n o f f 时间比的电路( 可使相应信号控制脉宽的电路) ”等构 成的逆变器部分的控制。 图中的d c - d c 部分的电路，又可以下列三种方式进行分类。 ( a ) 非谐振型与谐振型 为了降低因操作时的电压波形与电流波形重叠所导致的损耗时，则可利用谐 振型电路所构成的电源。但为了兼顾控制的难易程度、便于跟踪负载的变动以及 减少零部件数目等，目前使用的多数开关电源还都是非谐振型电路。 ( b ) 绝缘( 隔离) 型与非绝缘( 非隔离) 型 通过所设置的绝缘( 隔离) 的变压器，可使具有危险性的一次侧电压与二次 测的安全电压问保持绝缘，此时的变换器即可称作绝缘( 隔离) 型变换器。相对 应，一次侧与二次侧间保持电联系的变换器，称作非绝缘( 非隔离) 型变换器。 ( c ) 他激式与自激式 所谓他激式，是由专用i c 等外部电路来驱动主开关器件使之操作的方式； 而利用变压器构成振荡电路的方式，称之为自激式。众所周知的扼流圈激振变换 器( r c c ：r i n g i n gc h o k ec o n v e r t e r ) 即属于自激式。 6 第2 章主电路拓扑的研究 表2 - 1 变换器的电路及构成方式h 1 t a b l e 2 1c 1 a s s i f i c a t i o na n db a s i cc i r c u i t so fd c d cc o n v e r t e r s 方式 电路备注 降压型 一 效率高于串联稳压型( b u c k 型) 使高压变为低压 斩( 电流跃升型)小型轻量 波 升压型 f 2 曩k 使低压变为高压 式 ( b o o s t 型) 喜上! 可作为有源滤波器使用 非 ( 电流跃升型) i rti 小型轻量效率高 隔 升降压型 输出的控制电压范围宽 离 ( b u c k - b o o s t 型) p 小型轻量效率较高 型 堕 ( 极性反转型型)可获得负电压 反激( 反向) 型 管 电路简单，元件数较少 ( o n 、o f f 型) 式 i f 6 4 t i 输 i ；功率：2 0 0 w 以下 非 【他激式反激 -成本低廉 谐 正激( 正向) 型 留l 曲 控制简单，稳定性好 振 ( o n 、o f f 型) 他 输出功率：l o w 1 5 k w 型激 变压器利用牢高于反激 变式 变压器存在直流励磁问 换 推挽型 书j 钝 题，几乎无法使用 器 j ” 山 ( 中心分接头型) 隔 多 变压器的利用率较高 离 半桥型 管 舾l 镪 不易f i 现直流励磁 型 式 耐压较低的晶体管 晶体管需承受电源i i 三压 全桥型 厨i 变压器的利用牢较高 适合大功率使用 扼流糊激振型 臼 阜刘 元器件少 ( r c c )激 t 孓牛享 输 i j 功率：1 5 0 w 以下 可执行部分谐振操作 自激式反激式 ij 单 翻嘧 噪声少，效率高 电流谐振型 管 不易最优控制 谐 式 他元器件电流负担较大 振激 型式 噪声少，效率高 电压谐振型 印o m 不易最优控制 元器件电压负担较火 一 7 第2 章主电路拓扑的研究 因系统需求，本文所讨论设计的开关电源设计输出功率为6 0 w 。再结合成本 和稳定性方面的考虑，决定在主电路上采用单端反激式拓扑结构。下面就对这一 结构主电路进行讨论分析。 2 单端反激式电路分析 从工作原理上来说，单端反激式变换器也可以说是电隔离的b u c k b o o s t 功 率变换器，其变压器起着电感和变压器的双重作用，两者只有输入输出电压增益 的不同，如果变压器的匝比为1 ，那么它们的稳态特性完全相同。 2 2 1 单端反激式变换器的主电路拓扑 。 1 ：n d 图2 2 单端反激式变换器的拓扑结构 f i g 2 - 2 t h et o p o l o g yo ff l y b a c kc o n v e r t e r 图2 - 1 为单端反激式变换器的拓扑结构。图中变压器的原边电感l 。和副边 电感l ：的极性相反，匝比为1 ：n ，u 。为输入直流电压，开关s 为高频斩波开关， c 为输出滤波电容，r 为电阻负载；i 。为原边电感电流；i 比为副边电感电流；u 。、 i 。为输出电压和电流，参考方向如图中所示。 2 2 2 单端反激式变换器的工作原理 单端反激式变换器在每一个工作周期内，当变压器原边侧电路开关管s 导通 时，电流方向如图2 - 2 所示，f l y b a c k 电路的工作模式根据变压器磁通的连续性 可分成电流连续模式( c c m ) ( a ) 、电流断续模式( d c m ) ( b ) 和电流临界连续模式 ( c ) 三种工作模式。 第2 章主电路拓扑的研究 t u - h 0d t s i s ( i + d ) t s 0d t s i s ( i + d ) t s ( a )( b ) 图2 - 3 变压器原副边电感l ，、l z 上的电流波形 f i g 2 - 3c u r r e n tw a v e f o r mo fl i & l 2i n t h et r a n s f o r m e r ( 1 ) 电流断续工作模式 断续工作模式表示副边电流i 在开关s 关断期间已下降到零，电感电流波形 如图2 - 2 ( b ) 所示。设直流电源在一个开关周期内输入变换器的能量为j 厶= l ：5 t l 出 ( 2 1 ) 其中，i 。为原边电流，其表达式为： l 乇1 = u m t 厶；汪【o ，o r s 】 【t i = 0 ；t = d t ，乃】 u ；。为输入电压，l 为变压器原边电感，t 。为变换器开关周期， 的占空比。则有： ( 2 - 2 ) d 为开关管s j 呐= 镣u , al d t ：j ：o d r , ( 呒f l , ) d t ：里爷2 d 2 t 2 ( 2 3 ) 二l l 该变换器在一个开关周期内向负载输送能量j 。为： 厶，2j ：u o i o d t = 虬l 互( 2 - 4 ) u o 、i o 分别为输出电压和输出电流在一个周期的平均值。 假定电路无损耗，可认为在开关管断开时储存在电感中的能量完全转化 为输出能量，根据能量守恒定律，则对每一个开关周期有下式成立： 原边电感电流峰值为： 互2 竺2 1 丝2 ：u o l o r ， 2 l ， 砜= 等 i l l p = 半 9 ( 2 - 5 ) ( 2 - 6 ) 睑一 兮 tl 0 第2 章主电路拓扑的研究 副边电感电流峰值为： l ：p = t 。，n ( 2 - 7 ) 为使电路工作在d c m ，需保证在s 关断的时i 司( 1 一d ) t s 内副边电流f 降到 零，即 2 i l 2 屹_ ( 1 - d ) 乃 ( 2 8 ) 将式( 2 - 6 ) 、( 2 7 ) 及变压器原副边电感关系l j l 。= n 2 代入式( 2 8 ) ，可得 工作在d c m 时f l y b a c k 功率变换器匝比n 应满足的关系 n ( 1 - d ) u o( 2 9 ) d u i 。 ( 2 ) 电流连续工作模式 电流连续模式表示副边电流i 在开关关断期间没有下降到零，电感电流波 形如图2 2 ( a ) 所示。在一个开关周期内，原边电感电压的表达式为： 肌i 2 u i n ； = o , d t s ( 2 - 1 0 ) 【u i = 一u o ；t = d t s ，t s 】 其中n 为变压器变比，在理想条件下，根据磁通平衡原则可得： u 。= 而n d ( 2 - 1 1 ) ( 3 ) 电流临界连续工作模式 电流临界连续模式介于连续模式和断续模式之间，电感电流波形如图2 2 ( c ) 所示。在这种工作模式下同时满足式( 2 5 ) 与式( 2 - 11 ) ，将后者代入前者可得： = 厶= 黔d ( 1 删 ( 2 - 1 2 ) 其中i 。为临界连续负载电流。求极值，可得5 - 空比d = o 5 时，临界连续负 载电流达到最大值i 刚： k = 淼 ( 2 _ 1 3 ) g 懈 8 l 7 将( 2 - 1 3 ) 代入( 2 1 2 ) 可得 = q m a l d ) ( 2 1 4 ) 2 2 3 单端反激式变换器的外特性 经过上述原理分析，取u o n u ；。为横坐标、i 。i 剐为纵坐标，根据式( 2 5 ) 、 ( 2 1 1 ) 和( 2 1 3 ) 就可画出理想条件下不同工作模式时f l y b a c k 变换器的外特性， 1 0 第2 章主电路拓扑的研究 如图2 - 4 所示。图中曲线a 为临界电流连续模式下变换器的外特性；图中曲线a 左边的曲线为电流断续模式下变换器的外特性，可以看到变换器存在很高的非线 性内阻，呈现类似电流源的特性；图中曲线a 右边的曲线为电流连续模式下变换 器的外特性，输出电压与输出电流大小无关，呈现电压源特性。 od - o 8 心 7 nd 蕾o 7 ll 心 胪o 6 i 蚓5 j 卜o 4 ： 、 ?d o 3d y - o 2 、 j， 一， ， 一 o 0 5 1 01 52 0 io i g m a z t 图2 - 4 单端反激式电路的外特性 f i g 2 - 4f l y b a c kc o n v e r t e rc h a r a c t e r i s t i c 2 2 4 单端反激式变换器不同工作模式的比较 下面就反激式变换器工作于c c m 和d c m 模式下的电流应力、原边电感量及反 向恢复问题进行了分析比较。 1 电流应力 假设反激式变换器输出相同功率p 。，最大占空比d = 0 5 ，下面将推导d c m 模 式下电流峰值和有效值与c c m 模式下电流峰值和有效值的关系。 ( 1 ) d c m 工作模式下的电流应力 假设d c m 模式时电路在输出功率为p 。时工作在电感电流临界连续模式，此 时原边电感应满足下式：铲警 ( 2 - 1 5 ) 每个开关周期电感电流峰值为 t u i n 。d d t s d(2-16、 将式( 2 - 1 5 ) 及占空比d - - 0 5 代入式( 2 - 1 6 ) 可得d c m 模式下的峰值电流为： 如2 告2 篑 浯忉 第2 章主电路拓扑的研究 每个开关周期电感电流有效值为 乙以挣“州如 ( 2 - 1 8 ) ( 2 ) c c m 工作模式下的电流应力 在c c m 模式下，取原边电感为变换器工作于电感电流i 匠界连续时电感值的k 倍，其表达式为 l r ：噬：垡：互七 (219)lc2 1 f 咒 厶”7 由文献 8 可得每个开关周期电感电流峰值和最小值为： 2 r ：墨! ! 二型+ 墨：型业一e o乍 谚。尼d c 七 ( 2 2 0 ) ，：墨( ! 二型一墨：坐亘 或u i ，k u d c k u 洒 2 1 ) 砟= 乏= 而k - 1 每个开关周期电感电流有效值为： k 。嗥瓜而= 南半 ( 3 ) d c m 与c c m 电流应力的比较 d c m 与c c m 的电流峰值关系为： i 。= 等i 硪 有效值之间的关系为： i 矿i 嗍d 宰 ( 2 - 2 2 ) ( 2 - 2 3 ) ( 2 - 2 4 ) ( 2 - 2 5 ) 由式( 2 2 4 ) 可知，在同样的输出功率时，c c m 比d c m 模式峰值电流小的多，或者 说相同电流容量的功率管在c c m 模式下能够输出更大的功率。 2 原边电感量 若变换器设计在整个工作状态电流连续，i 。= i 响，最小输出电流为临界连续 电流，则电感量： 1 2 第2 章主电路拓扑的研究 l 匕互n ：堡：旦盟2 1 2 l 曲u2 异哪 ( 2 2 6 ) 若变换器完全工作于断续模式，i f i 一，最大输出电流为临界连续电流，电感量 为： l 坠互2 墨：匕堡互 1 2 i o i t l i m u2 p o 。 ( 2 2 7 ) 因此，相同输出功率时。d c m 模式比c c m 模式电感量小得多，储能变压器体积也 小得多。 3 反向恢复问题 d c m 工作模式时变压器副边整流二极管在原边功率管再次开通前电流已经 下降到零，没有由于二极管反向恢复引起的振铃现象和由此引起的干扰问题。而 在c c m 工作模式时，存在副边二极管的反向恢复问题。 3 准谐振软开关技术 今年来，有助于各类电子设备小型化的首要因素为半导体集成电路的高密度 化的结果，尤其依赖于能向此类电子元器件稳定供应驱动电力的小型化电源。此 类电源依然沿用开关电源，然而众所周知，使其小型化的有效方法即为开关频率 的高频化，现行的频率标准己由开发初期所用的数千赫兹提高成数百千赫兹。其 体积也在此趋势的影响下缩小十分之一多。 另一方面，开关损耗及开关冲击的增加问题，随同高频化的过程而格外突出， 致使此类电源的小型化步伐暂时陷入停滞状念。近来才产生在降低开关损耗及冲 击等技术上衍生出以谐振型变换器及有源筘位电路为基础的各种类型的软开关 技术构想，再度促进了迈向小型化的开发速度。 2 3 1 软开关技术的必要性 自1 9 7 0 年前后，高效率的开关式稳压电源取代了以往的串联降压器式的直 流电源，随即迅速发展，不仅不再需要大型散热片，而且可以较轻的高频变压器 取代笨重的工频变压器，以实现符合体小量轻电源的需求。 表2 - 1 所示的降压型d c - d c 变换器即为开关式电源中最基本的结构之一，每 一个开关周期均可获得与其开关导通时间的比值( 占空比) 成正比的输出电压。 若输出输入之问需要保持电隔离时，则可采用表2 - 1 中的利用高频变压器所构成 的正向变换器之类的结构。 第2 章主电路拓扑的研究 与开关式电源配合，为能适应输入电压及负载两者的变动以保持定的输出 电压，而采用p w m 方式来执行开关的控制。再者为了减小因开关操作所产生的纹 波电流及电压，则可提高开关频率，并可使磁性元件或输出滤波器电容变小，如 此以来，即可获得开关电源整体的小型化。 至1 9 8 0 年前后，开关频率高频化的技术，对于小型化的实现产生了莫大的 效果。若是i o o w 左右( 5 v ，2 0 a ) 的正向变换器，仅经历1 0 年即较其实用化初 期的标准2 k h z ，提高成为2 0 0 - - - 5 0 0 k h i 之间，形体上仅为初期的1 1 0 ，确已实 现了小型化的需求。 然而，进入1 9 8 0 年代以后，执行高频化提升的结果导致了因半导体开关器 件的开关损耗及变压器的泄漏电感所引发的转换时冲击( 浪涌) 剧增，终于得知， 难以期待符合更进一步的体小量轻化电源的需求。 基本的直流变换器的开关管采用p w m 控制方式时，由于开关管不是理想器 件，在开通时开关管的电压不是立即下降到零，而是有一个下降时间，同时电流 也不是立即上升到负载电流，也有一个上升时间，在这段时间里，电流和电压有 一个交叠区而产生损耗，即开通损耗。同样，开关管关断时，开关管两端的电压 不是立即从零上升到电源电压，流过电流也不是立即下降到零，在交叠时间里产 生关断损耗。这两种损耗统称为开关损耗，开关管的这种工作状态为硬开关状态。 图2 5 所示，是硬开关状态下开关管两端的电压和流过的电流波形，以及其 产生的开关损耗。 截止过程 ， 导通过程 v 8 _ 一t 一i b r e l l 1f e v v s ( a )( b ) 图2 - 5 硬开关损耗产生的机理 f i g 2 - 5t h em e c h a n i s mo fh a r d s w i t c h i n gl o s s 现以图2 - 5 ( a ) 的双极型晶体管为例，说明丌关损耗产生的机理，表示损耗与 时间作为独立变量之间的关系图2 - 5 ( b ) 是在电压v c 一电流i c 平面上用直线表示， 这时的丌关损耗式中，为加在晶体管c e 极问的电压，为流过晶体管中的电流。 若晶体管的导通电阻为0 ，只在晶体管导通或截止时产生损耗。现如图2 5 ( a ) 1 4 第2 章主电路拓扑的研究 所示那样，在晶体管导通或截止期i ；lv c ( t ) 和i c ( t ) 同时存在， i ；q 相同为a t ，则 v c ( ；) = 一k i c ( r ) = 鲁r 并假定变化的时 ( 2 - 2 8 ) ( 2 - 2 9 ) 因为，开关损耗p c ( t ) = y c ( t ) i c ( t ) ，则1 个周期内的平均损耗p c 为 1口 1 p c = 素 比( f ) 七( f 砂= i 1 螈厶出 ( 2 3 0 ) - v j 式中，v 。为截止时加在晶体管两极间电压，i 。为导通时晶体管的集电极饱和 电流，f ( 1 t ) 为开关工作频率。由式( 2 - 3 0 ) 可知，平均开关损耗等于开关频率与 开关时间之乘积。因此在选用一定开关时间( a t ) 的元件情况下。开关频率越 高，总的开关损耗越大，变换器的效率就越低。开关损耗的存在限制了变换器开 关频率的提高，从而限制了变换器的小型化和轻量化。 此外，开关管工作在硬开关时还会产生高的d i d t 和d v d t ，从而产生大的 电磁干扰。为了减小变换器的体积和重量，必须实现高频化。要提高开关频率， 同时提高变换器的变换效率，就必须减小开关损耗。 减小开关损耗的途径就是实现开关管的高频软开关，软开关的另一个名字叫 “准谐振开关 ，即应用谐振原理，使开关管的电压和电流波形按正弦或准j 下弦 规律变化，当电流过零时，使开关管关断，或电压过零时，开关管开通，实现开 关损耗为零，从而可将开关频率提高阳1 。 2 3 2 软开关技术的基础知识 软开关技术强制电压或电流波形为准正弦波形，如果功率开关在合适的瞬间 通断，就可以没有开关损耗，又因为电压或电流波形的变化率受到控制，e m i 的 性能会好得多。大部分基本p w m 电路拓扑存在对应软开关电路拓扑。 需要说明的是，有些电路在功率开关上并联电容器或串联电感器，分别使其 在开关断开或接通时的电压或电流波形得到控制。如图2 6 所示 第2 章主电路拓扑的研究 l 厂、 l 厂、 图2 - 6 带并联电容或串联电感时的开关损耗 f i g 2 - 6s w i t c h i n gl o s sw i t hp a r a l l e lc a p a c i t o ro rs e r i e si n d u c t a n c e 从图2 - 6 中可以看出，此时可以认为它们分别实现了关断和导通时的软开关 化，但是因为电容和电感在此后阶段都存储了一定了电能而无法释放，在下一次 开关动作时，会产生较大功耗。所以从这一点上来看，还不能认为它们是软开关。 软开关技术是利用l c 谐振回路在外部电压或电流阶跃作用下发生谐振的特 性。谐振回路置于功率开关与变压器之间和或变压器与输出滤波器之间。而其 控制一般是通过对电路非谐振部分的控制来实现的，而谐振部分的周期是固定 的。 开关、电容器以及电感器两者间的基本连接方法，可有图2 7 所示的两种类 型。如果包含电路的直流电源及负载在内的各种组合的连接形态就更多了，然而 单就其谐振环节分析时，仍可归纳为上述两种。此类电路的电容器和电感器以及 包含开关在内的整体电路，可分别认为是谐振电感器、谐振电容器( 或者谐振电 抗器) ，把整体电路称为软开关。 c ( a ) z v s 电路( b ) z c s 电路 ( a ) c i r c u i to fz v s( b ) c i r c u i to fz c s 幽2 - 7 软开关电路的基本连接方式 f i g 2 7b a s i cc i r c u i t so fs o f t s w i t c h i n g 因为实现功能上的不同，图2 7 ( a ) 称为零电压开关( z v s ：z e r o v o l t a g e 1 6 第2 章主电路拓扑的研究 s w i t c h ) ，图2 - ? ( b ) 称为零电流开关( z c s ：z e r o - c u r r e n ts w i t c h ) 。谐振开关 的实际一个能用电路，因以往的缓冲电路的电容即有作为谐振电容的功用，而泄 漏电感则有作为谐振的功用，故通过实际电路说明软开关的工作，比较容易理解。 1 零电流软开关技术 零电流开关( z c s ) 准谐振( q r ) 开关电源强迫流过功率开关的电流成为正弦 波。功率开关当流过她的电流过零时动作。为理解z c sq r 开关电源的工作原理， 以最基本的电路拓扑进行分析图2 8 所示的z c sq rb u c k 变换器及其波形。 可以看到，输出端有一个熟悉的低通滤波器( l c ) ，b u c k 和所有正激式变换器 都有这个特点。图2 8 所示的结构称为并联谐振，因为负载阻抗( 作为阻尼的l c 滤波器) 是与谐振电容并联的。在谐振频率，l c 滤波器的输入表现为高阻抗。否 则就会降低谐振回路的q 值，并影响其谐振条件。 喜 呈 善 嫠 善 宝 善 要 o n 一 ，：，卜一 图2 - 8z c s 准谐b u c k 变换器电路和波形 f i g 2 - 8c i r c u i ta n dw a v e f o r mo fz c sq rb u c kc o n v e r t e r z c sq rb u c k 变换器的运行可分为四个阶段： 阶段1 是它的静止或初始状态，此时谐振回路元件还“未充电”，功率开关 断开，续流二极管通过电感流过负载电流，就如b u c k 变换器一样。 1 7 第2 章主电路拓扑的研究 阶段2 始于功率开关导通，这时开关上的电压发生跳变，由于续流二极管仍 处于导通状态，谐振电容被短路，这样功率开关仅与谐振电感串联。由于流过谐 振电感的电流不能突变，开关电流从零开始以+ v i n l r 的斜率线性上升，直到 流过开关和谐振电感的电流超过续流二极管导通的负载电流，然后，续流二极管 以零电流关断，此时由功率开关供给负载电流。 阶段3 ，谐振电容不再被箝位，此时谐振电感的电流以正弦波形态达到峰值， 并开始下降直到为零。然后，谐振电感电流反向流过功率开关上的反并联二极管， 功率开关可在反向期间的任何时刻关断而没有开关损耗，因为此时电流都流过反 并联二极管。多余的电感能量返回到输入滤波电容。在阶段3 ，谐振电容的电压 也呈现正弦波，但滞后电流波形9 0 。，因此当电感电流过零时，谐振电容电压 达到峰值，并开始下降。 阶段4 ，通过b u c k 滤波电感l o 和负载的作用，谐振电容上的电压线性下降， 使谐振电容剩余的能量释放到l c 滤波器。当电压下降到零时，谐振回路又回到 初始状态，并等待功率丌关的下一个导通周期。 可以看到，功率开关是零电流开通和关断的。续流二极管也是以软开关方式 工作的，因为在开通时，续流二极管电流逐步转移到功率开关，而关断时，电压 线性下降( 零电压关断) 。结果使功率半导体器件包括续流二极管都没有开关损 耗。 功率开关的“开通”周期必须设成谐振回路的谐振周期。通过改变功率开关 的关断时间，功率被传送到负载。所以z c s 准谐振