（电力电子与电力传动专业论文）飞机交流电源测试平台驱动马达调速系统研究.pdf

a b s t r a c t t h i sp a p e rf i r s tg i v e sb r i e fi n f o r m a t i o no ff u n c t i o n sa n d p r i n c i p l e so f t h e t w od o m e s t i ce x i s t i n gt y p e so fa k e r a f la l t e r n a t e c u r r e n te l e c t r i c a lp o w e rt e s ts t a n d t h e n ，i td e s i g n sar o t a t i o n a l s p e e dr e g u l a t i n gs y s t e mo nt h eb a s i so ft h en t sa l t e r n a t e c u r r e n te l e c t r i c a lp o w e rt e s ts t a n di nc a u c i ta l s od e s i g n st h e h a r d w a r ec i r c u i t sa n ds o f t w a r ep r o c e d u r e s ，a n dg i v e s r e g u l a t i o n sa n di m p r o i v e m e n t so nt h i ss y s t e m a tl a s t , i tp u t s f o r w a r dan e wi m p r o v e dm e a s u r ea b o u td u a lc h o p p e dw a v e c o n s t a n tc u r r e n td r i v e ns y s t e m ，a n dt h e nd ot h es i m u l a t i o na n d e x p e r i m e n to na s m a l l e rp o w e rs y s t e m i ng e n e r a l ，a l lo ft h e s e 缸yi sa na t t e m p tt om a k eo u ro w na i r c r a f te l e c t r i c a lp o w e rt e s t s t a n d 南京航空航天大学硕士学位论文 绪论 伴随着民航事业的迅猛发展，世界民航飞机的需求量不断增大。在我国，几年 间就买进了几百架大中型飞机，而到2 0 1 7 年将达到两千多架。这种状况给飞机维护 带来了很大的压力，内场的检测设备和维护工作的落后将阻碍飞机先进性和经济性 的发挥，造成飞机利用率低，维护成本高的现象。因此，对飞机维护与检测设备的 先进性与现代化的要求成为一个十分紧迫的问题。飞机交流电源作为现代民航飞机 最重要的部分之一，对其维护与校验的快速性、精确性的要求便显得更加突出。 目前，英、美等发达国家已研制生产了先进的、完善的、系列化的维护测试设 备，如飞机交流电源测试台，飞机交流电源控制组件测试平台等。飞机交流电源测 试台主要采用微机或多微机系统，能自动、快速、准确的测试出飞机发电机、恒速 传动装置的特性，作出故障判断，且操作简单，方便。我国目前有三台，主要为进 口，随着国内民航机群的不断扩大，现有的测试台显然满足不了对飞机电源设备维 修的要求，但引进测试台又需要大量的外汇。如a v t r o n 7 3 8 型测试台进口价为4 8 万美元，t e s t e k l 0 1 5 2 0 - 3 5 0 型进口价为6 5 万美元，而且这些测试台现有的维修项 目有限，如中国北方航空公司飞机交流测试台仅维修m d 一8 2 机型，急待进一步扩展。 同时，国内自行开发费用比国外进口要低得多。综上所述，都对国内自行研制开发 飞机交流电源测试平台提出极为迫切的要求。 民航总局项目“分布式交流电源测试平台的研制与开发”是以中国民航学院现 有的n t s 电源测试台为对象进行研究，其目的是为电源地面测试设备的开发及其国 产化探索一条新路。飞机交流电源测试台的开发研制技术可在国内各航空公司推广 应用，并扩展我国现有的交流电源测试台的维修项目。 本课题作为上述课题的一个子课题以n t s 交流电源测试台为基础，以拖动直流 电动机为控制对象，采用计算机控制拖动直流电动机的调速系统，以达到自动控制 的目的。与以往的模拟调速系统相比采用计算机控制功率器件对直流电动机的调速 具有动作速度快、控制精确度高、能使电动机工作在最佳工作状态等优点，它的开 发成功能使我国的飞机交流电源测试技术大大前进一步，这项技术在当今世界航空 史上具有一定的先进水平。 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章概述 1 1 飞机交流电源测试平台简介： 1 1 1 飞机交流电源系统及测试台功用： 飞机交流电源是飞机设备的重要组成部分之一。交流电源系统主要有变频交流 电源系统和恒频交流电源系统两种。恒频交流电源系统分为恒速恒频交流电源与变 速恒频交流电源系统两种。目前飞机广泛采用的是恒速恒频交流电源系统。图1 1 所示即为恒速恒频交流电源系统的方块图。 图1 1 恒速恒频交流电源系统 飞机交流电源测试台的作用是采用直流马达，通过增速齿轮箱模拟飞机发动机 的作用带动发电机工作并在地面测试飞机电源的输出及供电量并利用负载箱的加卸 载检验其带载情况。 1 1 2 国内目前引进的两种交流电源测试台 1 n t s 型电源实验台： n t s 型电源实验台是美国a y t r o n 公司早期生产的主要用于检测三叉戟飞机 发电机的电源实验台。其简化原理图如图1 2 所示。 闭合主隔离器开关后，电子电路来电。按压起动电门，使起动接触器闭合，马 达被励磁；同时，主接触器闭合，将交流电供到可控硅桥。 旋转转速设定电位计，输出一个与马达转速成比例的信号，该信号与马达转速 实际信号比较后的差值信号被送到带有独立的转速反馈环路和电流反馈环路的并联 环路伺服放大器中，两个环路都采用集成电路放大器。 转速误差放大器的输出控制一个单结晶体管振荡器的定时，该振荡器与主电源 同步。振荡器所产生的触发脉冲经放大后送到晶闸管的门极，从而控制变换器加到 马达上的电压。 按压停车按钮，使起动接触器断电，从而主接触器和马达激磁电源断电。 2 南京航空航天大学碗士学位论文 3 匝尉隧啦笨嚣跫串扣z q 一匦 j l o ot 南京航空航天大学硕士学位论文 4 西ff长蛊客8譬譬 南京航空航天大学硬士学位论文 2 k 7 3 8 型电源测试台简介： k 7 3 8 型电源测试台也是美国a v i m o n 航空电子设各制造公司生产的产品。用 来对4 0 0 h z 电源系统进行性能测试或大修后检测( 电源的最大输出可达1 5 0 k v a ) 。 测试台采用先进技术，在开关、数据采集及系统保护方面运用了固态电子学、微处 理器及多功能处理配给技术。它具备阻下特点：全自动操作；测量数据屏幕显示； 可记录和分析数据；控制参数键盘输入等。其待测件主要包括：几乎所有类型的4 0 0 h z 发电机、i d gf 整体驱动发电机) ；c s d ( 恒速传动装置) ；a p ug e n ( 辅助动力 装置发电机) ；v s c f 系统( 变速恒频系统) 。 驱动台上的直流马达由驱动电源内的电源转换与控制组件控制。使得直流马达 以控制转速运行，该转速将作为驱动台上增速齿轮箱的输入转速最终为驱动台上 的被测件提供个恒定转速。由于采用微机控制和数字式反馈转速控制，使得控制 精度太大增加。图1 - 4 为驱动系统的方框图。 驱动系统功能框图 南京航空航天大学硕士学位论文 1 2 直流电动机的转速、电淑闭环模拟调速系统 为了满足对飞机交流电源维护及校验的快速性、精确性要求，直流电动机的调 速应动作速度快、控制精度高，能使电动机工作在最佳工作状态。因此，要求直流 电动机在启动时应有接近理想的过渡过程。图1 5 为直流电动机启动时理想的过渡 过程曲线。 图1 - 5 直流电动机理想启动过渡过程曲线 图中，。0 ) 为直流电动机电枢电流的启动过程曲线，其中： ，。直流电动机启动时允许的最大电枢电流， 厂。，电动机处于额定( 给定) 转速时的电枢电流， n ( t ) 电动机转速启动过程曲线， m ，额定转速( 给定转速) ， f ，电动机转速从零增速到额定转速所经历的时间。 ( 理想的最短时间) 该启动过程曲线表示直流电动机在启动时将以其所能允许的最大增速速率，快 速增速到额定值，且不产生超调量即进入稳态运转。同样，其电枢电流在启动时将 保持其允许的最大启动电流以使电动机转速以最大速率增加，直至达到额定转速时， 电枢电流突降到对应额定转速的额定电枢电流，且没有超调量即进入稳定运转，因 此对应的启动时间t ，是最短的。 为获得接近上述理想的启动过程，直流电动机的调速必须采用转速、电流双闭 环调速系统。转速闭环调速系统进行转速调节，电流闭环系统在电漉启动对或过载 时起限流作用，在转速从零加速到给定值的过程中，电流被保持为允许最大值以使 6 南京航空航天大学硕士学位论文 电动机获得最大允许的电磁转矩，这时转速将线性上升( 恒转矩时角加速度为恒量) ， 并且要求这时的转速环不起作用( 开环) 。只有在转速达到给定值时，电枢电流才 下降到额定负载电流，此后转速环执行稳定转速的任务。 转速、电流双闭环调速系统原理图如图1 6 所示。 图1 6转速、电流双闭环调速系统原理图 + 一 图中a s r 为转速调节器，a c r 为电流调节器，两者都是由运放构成的比例一 积分型( p i 型) 调节器，如图1 7 所示。 置 皂 c ( a ) 电流调节器电碧图( b ) 转速调节器电路圈 图1 7 电流、转速调节器电路图 图1 - 6 中a s r 的输出即为a c r 的输入( 给定值) ，所以转速环中包含了电流 环。因此，在电流环内的一切干扰( 扰动) 由电流负反馈抑制，在电流环之外、转 速环之内的一切干扰( 扰动) 由转速负反馈抑制，系统的抗干扰性较高，转速谪节 精度高且速度快( 过渡过程时间短，超调量也可通过合理设计电路参数而大大减小) 。 南京航空航天大学硕士学位论文 双闭环调速系统的启动过程分析如下( 见图l 一8 ) l 始 ii i 、 、 、， z 1 八 。 t lt 2t 3 图1 - 8 双闭环调速系统启动时的转速和电流波形 第1 阶段：0 - - 是电流的上升阶段。初始转速很小，转速调节器的输入偏差电压 值较大，由不饱和很快达到饱和，其输出达到限幅值，强迫。迅速上升到最大值 ，。，这一阶段结束。 第1 i 阶段，一t ：是恒流加速阶段。从电流上升到最大值。开始到转速升到给定 值为止，是启动过程的主要阶段。在这个阶段中，a s r 一直是饱和的，转速环相当 于开环状态，基本上保持电流l 恒定转速呈线性增长。与此同时，反电势e 也是线 性增长。对电流环来说，这个反电动势是一个线性渐增的扰动量，为了克服这个扰 动，维持l 不变，电流调节器的输出也必须按线性增长，其输入偏差必须维持一定 的恒值，即，。应略低于k 。为了保证电流环的调节作用，整流装置的最大电压也 必须留有余地。 第1 i i 阶段： 以后为转速调节阶段。转速达到给定值后，a s r 应退出饱和状态， 主电流j 。也开始下降并稳定于负载电流匕，转速也达到稳定值。在调速阶段内，a s r 和a c r 都不饱和，同时起调节作用。转速环处于主导地位，电流环为一个电流随动 系统。 8 南京航空航天大学硕士学位论文 1 3 数字调速系统原理 前面介绍的直流调速系统是模拟控制的。对一些性能指标要求较高的传动系统 可以采用全数字控制方式，全数字控制方式具有控制精度高，可靠性高，控制灵活 硬件通用等优点。 全数字式微机控制双闭环调速系统的原理如图1 - 9 示。 图1 - 9全数字微机控制双闭环调速系统 数字给定装置一般是由b c d 拨盘构成，再通过接口设备送到单片微机作为速度 给定信号。 转速检测装置采用光电脉冲发生器。光电脉冲发生器内有一个发光源和个光 敏器件。在光源与光敏管间有一与电机同轴的转盘，在转盘边缘处均匀地开着孔槽， 当电动机转动时，带动转盘转动，光敏管发出一连串的脉冲信号，经整形放大后作 为转速脉冲检测信号。若设z 为圆盘的孔槽数，则在转速为n 时，其输出频率为 f n = n z 6 0 ( h z ) 将这个频率信号送到单片机中进行计算，便可得出转速反馈量。 电流负反馈仍采用模拟采样的形式。交流互感器的输出经整流、分压后转换为 0 5 v 的电压信号，再送到d 转换器转换为数字量送入单片机。 为了实现输出的移相控制，将a c r 输出的对应于电枢电压的数字量转换为对应 于n 角的定时值，再将此定时值送到定时器。当交流电过零时，同步电路发出过零 信号，启动定时器计时，计时到零便发出触发信号，经隔离、放大控制相应的晶闸 管导通。 转速和电流p i 调节器的运算由微机内部进行软件运算完成。如图1 1 0 示，转 速调速器的采样时间为t n ，电流调节器的采样时间为t i 。因此，每隔t n 时间处理 9 +jf一 南京航空航天大学硕士学位论文 一次转速调节，即将转速给定信号与实际转速反馈信号进行比较后的差值，按事先 设定好的控制算法。算出电流给定值，每隔t i 时间处理一次电流调节，也是将电流 给定值与实测值比较，再根据事先设定好的算法求出相应晶闸管的触发角对应的给 定值，并送到定时器控制相应的晶闸管，从而控制电枢电压，达到调速的目的。 图1 1 0 数字调节器原理 塑塞堕至堕蒌查兰堡主堂堡笙塞 一 第二章转速电流双闭环调速系统设计 本章以图1 - 6 为基础对系统进行分析设计。 2 1 系统结构及主要技术指标 2 1 1 本系统控制电机的参数及设计要求： 1 控制电机的参数： 额定电压：“。= 4 0 0 额定电流：t = 3 0 0 a 额定转速：n 。= 1 5 0 0 r p m 允许过载倍数：九：1 5 电枢回路总电阻：r 。= 0 0 5 f 2 电磁时间常数：z = o 0 3 s 机电时间常数：l = 0 3 l s 电势常数一钏2 6 1 o 晶闸管装置的放大系数：世。= 4 0 2 系统设计要求； 稳态指标：无静差 动态指标：电流超调量矾5 ； 空载起动到额定转速时的超调量吒1 0 2 1 2 直流电动机的动态数学模型： 额定励磁下的他励直流电动机电压与电流间的传递函数为： 生：丝( 2 ( ，出( ，) 一日。) 巧s + 1 堕塞堕皇堕墨查兰堡主兰垡丝兰 一 电流与电动势之间的传递函数为： 垦!：羔 id t n i d j t n l s 上面两式中，正电机的电磁时间常数 l 电机的机电时间常数 l 电枢负载电流 ( 2 - 2 ) j 。电枢电流 玑。电枢空载电压 r 电枢电阻 e 电枢感应电动势 将以上两式合在一起，并考虑到竹= 鲁，便可得到额定励磁下直流电动机的动 l ，。伊 态结构图，如图2 1 示。 图2 - - 1他励直流电动机的动态模型 图中，”电机转速； e 痧电动机在额定励磁下的电动势转速比。 2 1 3 晶闸管整流装置的数学模型： 晶闸管整流装置的输入量是触发控制电压【，。，输出量是变流器理想空载输出电 压( ，。在一定工作范围内，晶闸管触发整流装置可近似为线性，触发装置与整流装 置之间的放大系数k 。可看成常数，晶闸管整流装置可看作一个具有纯滞后的放大环 节，其滞后作用是由晶闸管装置的失控时间引起。 1 2 南京航空航天大学硕士学位论文 晶闸管一旦导通则不再受控。图2 - 2 为单相全波整流电路电阻负载时输出电压 虬及控制电压u 。的波形。假设原来的控制电压为( 厶。，对应控制角为；如果控制 电压在r ：时刻变为u 。：，对应控制角为口：。但由于晶闸管已经导通，u 。的导通不能 马上对它起作用，在f 。时刻另一对晶闸管才导通，平均整流电压c 乞才改变。假设平 均整流电压在自然换相点发生变化，则从u 。发生变化到发生变化之间的时间t 便 是失控时间。可见触发整流装置为一个延滞环节，其最大可能的失控时间即最大延滞 时间为两个自然换相点之间的时间间隔。即： t 。= 丽1 式中，g 交流电源一周内整流电压的波头数。对于三相桥式整流电路来说，日= 6 i 交流电源的频率。 设 十吼取平均值恸延滞咖棚吧。专 可见，触发器一整流装置为一个滞后环节，其传递函数为： k 等嘶。 式中，k ，触发器一整流装置的增益。 用泰勒级数展开后，简化得到一个惯性环节； = 而k s ( 2 3 ) 南京航空航天大学硕士学位论文 d 图2 2晶闸管触发整流装置的失控时间 2 1 4 反馈电路的数学模型： 由于计算机需要采样后才能运算处理，输出的数据在一个周期内保持不变。因 此，当转速( 或电流) 发生变化时，要到下一个周期微机才能采样到其变化量，并 作出相应的处理和运算：另外，电流的检测采用交流互感器，其输出经整流后必然 含有很大的交流分量，为了滤去这些交流分量，在电流控制通道中需加入滤波器。 因此，电流和转速反馈电路分别含有惯性环节，经简化后，其传递函数分别为： ，= 畚 沼4 ， 睨( s ) 。j t o ：l + i ( 2 - 5 ) 为了补偿这些惯性环节的作用，在前面通道中也加入相同的惯性环节。 由以上分析可得，双闭环调速系统的动态模型如图2 - 3 所示： e ( s ) 图2 3 转速、电流双闭环调速系统动态结构图 南京航空航天丈学硕士学位论文 2 2 双闭环的设计 2 2 ，1电流环的设计： 1 电流环结构的简化： 图2 4 ( a ) 为电流环的动态结构图，反电势产生的交叉反馈作用代表转速环输 出量对电流环的影响。而由于实际系统中的电磁时间常数z 一般都小于机电时间常 数l ，因而电流调节过程比转速变化过程快得多，也就是说，电流调节过程比反电 势的变化快得多。反电势对电流环来说只是一个变化缓慢的扰动作用，在电流调节 器的调节过程中可近似认为e 不变。故在设计电流环时，暂不考虑反电动势e 变化 的动态作用。电流滤波时间常数l 。和触发器一揸流装置的滞后时间常数瓦都比正小 得多，故可作小惯性环节处理，看作一个惯性环节，其时间常数用t e i 表示。电流环 最终被简化成图2 4 ( b ) 。 ( a ) 电流环的动态结构图 ( b ) 电流环的简化 图2 - 4电流环的动态结构图及其简化 南京航空航天大学硕士学位论文 2 电流调节器a c r 结构选择： 根据设计要求盯。s5 ，以及被控对象的传递函数，电流调节器a c r 应选用p i 调节器，其传递函数为： 吼、：t 三坐 ( 2 6 ) fj 式中，七，电流调节器的比例系数； r ，电流调节器的超前时间常数。 为了让调节器的零点对消控制对象的大时间常数极点，选择 r = i( 2 7 ) 则电流环的动态结构图变为图2 5 所示的典型形式。 i d ( s ) ( a ) 动态结构图 a 0 啦形。 弋。 ( b ) 开环对数幅频特性 图2 - 5校正成典型i 型系统的电流环 其中， ki：k,k。，fl(2-8) r r 为电流环的开环增益。 由图2 5 ( b ) ，在w = 1 处有三( 。) | 。i = 2 0 l 。k ，= ( ，g k z 9 1 ) = 2 0 1 9 w 。 故k ，= k 从图2 - 5 b ) 可以看出，电流环对数幅频特性中频带宽度足够宽且以一2 0 d 罗d e c 的斜率穿过零分贝线，系统必然是稳定的，并且有足够的稳定裕量。由控制理论可知， 在理想情况下，电流环在阶跃输入时是没有稳态误差的。但由于反电势的影响，其输 南京航空航天大学硕士学位论文 出量，d 略低于自。 3 电流调节器参数的确定： 电流调节器的超前时间常数f 。= 瓦= 0 0 3 s ，按要求盯，5 ， 查表可知应取k ，t z 。= 0 5 因熵耻警2 丽0 5 = 1 3 5 1 旷1 ) 由式( 2 8 ) 可知，电流调节器的比例系数为： 弘足南= 1 3 5 1 x 罴篇地4 s 由电流调节器原理图( 见图1 - 7 ( a ) 所示) ， 取凰= 4 0 t q ， 贝0 r ，= 七，r o = 0 4 6 x 4 0 = 1 8 4 ( 觑0 ) ，( 取r = 2 0 q ) c 。素2 面0 1 0 0 3 ，x 1 0 6 = 1 5 ( 胪) ( 取c i “5 旷) c o t = 等= 等x 1 0 6 = 0 2 ( 用( 眠一o z 旷) 2 2 2 转速环的设计： 在设计转速调节器a s r 时，可把已设计好的电流环看作是转速调节系统中的一 个环节，为此，需求出它的等效传递函数。根据图2 - 5 ( a ) 的电流环动态结构图，n - 7 1 丝f ， 矿吣，虿l d ( s ) 鬟2 齑t z i 2 ( 2 - 9 ) s ( 丁n s + 1 ) k ，o k ，。 南京航空航天大学硕士学位论文 而电流调节器设计时，取k ，t = 0 5 ， 故2 羔2 霹z 器 ， 近似条件为：c ，i 历1i 2 瓦1 这样，整个转速调节系统的动态结构图便如图2 - 6 ( a ) 所示。把给定滤波和反 馈滤波环节等效地移到环内。并将给定信号改为业，把结构图改为单位负反馈， 再把时间常数乙和2 五，合并起来，近似成一个时间常数为瓦的惯性环节，则结 u n + u n + ( s ) ，o ( a ) 动态结构圈 ( b ) 近似处理后的动态结构图 图2 - 6转速调节系统的动态结构图 南京航空航天大学硕士学位论文 其中毛。= 乙+ 2 毛。= 0 0 5 + 2 x 0 0 0 3 7 “0 0 1 2 4 s 小惯岍糙似姗躲能：呢s j l 赤 ( 2 - 1o ) 2 转速调节器的结构选择： 由图2 - 6 ( b ) 可知，a s r 也应用p i 调节器，其传递函数为： ，“。等 式中，k 。转速调节器的比例系数：f 。转速调节器的超前时间常数。 这样，调速系统的开环传递函数为： 2 丽k 覆a r 丽( r s + 1 ) 。丽k u ( r s + 1 ) 其中，转速开环增益为： k w 2 i 瓦ki e r r i ( 2 - 1 1 ) 不考虑负载扰动时，校正后的调速系统动态结构如图2 7 示。 ( a ) 动态结构图 ( b ) 频率特性 图2 - 7 校正后转速环动态结构图及其频率特性 壹塞堕窒堕墨查兰竺主兰笙堡奎一 3 转速调节器参数的选择： 转速调节器的参数包括足，和l ，为了分析方便，引入一新的变量h ，如图2 - 7 ( b ) 所示，令： = 争= 堕，h 是斜率为一2 0 穆么c 的中频带的宽度( 对数频率 i w 1 。 特性) ，由图2 - 7 ( b ) 可以看出 2 0 k 足= 4 0 l g w + 2 0 l g w w , , l , = 2 0 l g w l w 埘 因此， k = 1 0 9 。 ( 2 1 2 ) 从频率特性还可以看出，由于w ：定，改变q 就等于改变中频宽h ，在f 。确定 之后，改变足。相当于使开环对数幅频特性上下平移，从而改变截止频率w 。a 因此 在设计转速调节器时，选择两个参数h 和m o ，就相当于选择参数k 。和o 。根据“振 荡指数法”中所用的闭环频率特性峰值最小准则，可找出h 和“，佣两参数之间较好的 配合关系： 旦：竺( 2 1 3 ) w 。h + 1 经验表明，h 在3 1 0 之间，系统动态性能嫒好，经系统数孚仿具寻优，取h = 5 ，十是： w 2 - 去= 丽1 8 3 3 3 旷h w 2 鲁引6 6 7 旷) a s r 的超前时间常数为：l ：1 。0 0 6 ( 5 ) m 转速环截止频率为：w 。= 兰笔5 0 0 0 ( s 。) 转速环的开环增益为：k = w l w 。n = 8 3 3 5 ( s 4 ) 于是，可求得a s r 的比例系数为： 以砥警= 8 3 3 5 l 堂掣1 掣1 3 一o s ，c 矾 u ) 转速调节器的原理图与电流调节器类似，只是反馈回路为r 。，c 。，滤波电容为c 。 南京航空航天大学硕士学位论文 取r o = 4 0 施，则 r 。= 。r 。= o 8 9 x4 0 = 3 5 6 ( q )取( r 。= 3 6 舾0 ) e = 百i n = 3 6 0 0 1 6 。x 1 0 + = 1 6 7 ( 廿) 取( c 。= 1 7 心) c 。= 鲁= 器x 1 0 6 = 0 5 ，取( c o n o s 唧 4 转速调节器输出限幅值： a i d 转换器最大输入为5 v ，转速调节器的输出就是电流调节器的给定输入，电 流调节器的给定输入应和电流反馈信号相匹配，所以转速调节器的输出限幅值不能超 过5 v ，为了使电流在达到最大值时电流调节器仍有调节功能，转速调节器的输出应 该留有余量，可取限幅值为4 8 v 。 至此，双闭环调速系统结构如图2 - 8 所示 图2 - 8 转速、电流双闭环调速系统动态结构图 其中c r ( s ) = 0 4 6 x 警，- 0 8 9 x 警 南京航空航天大学硕士学位论文 2 3 双闭环调速系统的改进 对图2 - 8 所示系统进行仿真计算，得出电流与转速变化曲线如图2 - 9 所示。 1 -i-_-_ 、 j + +_ -_ 土 弋+ 7 t _ ，。， _ 一_ _ _ 一_ _ - * 1 024 68 图2 - 9电流与转速变化曲线 2 3 1 转速调节器存在的问题： 由仿真数据可得：转速超调量：口。：3 0 0 - 1 6 0 1 0 0 ：8 7 5 1 6 0 调节时间：f ，= 4 2 s 电流超调量：仃：6 0 0 - 4 4 9 1 0 0 ：3 3 5 4 5 0 从图2 - 9 可见，系统的转速超调量过大，使过渡过程变长，分析其原因，是由 于a s r 的积分饱和作用所致。因为调节器的控制规律是由计算机实现的，故应进一 步从调节器的算法分析其原因。图2 1 0 是a s r 的结构图： 图2 一l o 计算机实现的转速调节器结构图 o m m ；委 | | 伽 啪 抛 僦 。伽 抛 栅 埘 舌； (。ms，口j】【v)| 壹室堕皇堕墨查兰堡主兰堡垒塞 为简便起见，用矩形逼近法将睨。离散化，a s r 的差分方程为 c = c ( k + 1 ) + k n ( 1 + 寺h 旷一” ( 2 _ 1 4 ) 式中，。件) ，8 ( m ) 第k ，k + l 拍的偏差输入； c ( ) ，c ( ) 比例积分算法输出的第k ，k - 1 拍的数值： u ( 。) 限幅器的输出值，也就是电流环的给定输入值。设限幅器的限幅输出 值为砜。 在电机启动过程中，转速调节器的算法实质是： c ( ) = c ( ) + k 。( 1 + 三_ ) p ( ) 一n e ( ) i f ) ) u 。，t h e n ) = u ，； e l s eu ( k ) = c ( 女) 这种算法的调节器与限幅器是分立的，实质并没有解决a s r 的积分饱和问题， 而只是限制了电流环的给定输入值。若将调节器的算法稍做变化： 下 c ( ”= c ( ) + k ( 1 + ，8 ( 女) 一k n e ( ) ( 2 1 5 ) 。n i f c ( ) ) u 。，t h e n ) = u 。 以c 作为电流环的给定输入，而不是u ( 。这相当于将限幅器作用与调节器本 身的算法结合为一体。采用这种算法后，c ( k ) 永远不会大于u m ，解决了超调过大 的问题，但又出现了所谓非超调退饱和现象，致使电机起动后期转速不是线性上升而 呈下弯形状，也就是a s r 在电机速度没达到稳态值时提前退出饱和，这样同样大大 加长了电机的起动时间。分析该算法的运算过程，出现退饱和状态时必有 下 k 。( 1 + 二一) e ( k ) 一k 。e ( k 一1 ) o 故转速调节器在以u m 作限幅值时，产生非超调退饱和是必然的。 2 3 2 积分分离算法 为了获得理想的起动控制过程，采用积分分离算法可解决上述矛盾。即当a s r 输入偏差较大时只采用比例运算，偏差较小时加入积分运算，其算法如下： i f e ( k ) e ，t h e nc 俅) 2 c ( k - 1 ) + k n ( e ( k ) 一e ( k 1 ) 】， e l s e c ( k ) 2 c ( k 一1 ) + k n ( i + t t n ) e ( k ) 一k n e ( k 1 ) ； i f c ( k ) u m ，t h e nu ) = u m ， e l s e u ( k 产c ( k ) 算法中的e 是一个开关控制量，通过调节e 值可调节积分运算加入的时间，从 而得到满意如图2 - 1l 所示的满意控制效果。 5 0 0 4 0 0 g 3 0 0 望 妥2 0 0 2 1 0 0 0 1 0 0 气 i i i ，。 7 。 00 2040 60 8 t i m e s e c 图2 - 1 1 采用积分分离算法后系统的空载仿真雎线 南京航空航天大学硕士学位论文 5 0 0 4 0 0 巴2 0 0 2 1 0 0 o 1 0 0 、 一 v 0 0 ，2040 6 0 8 t i m e s e c 5 0 0 4 0 0 寸3 0 0 雹2 0 0 1 1 0 0 0 1 0 0 图2 1 2 系统带负载时的仿真曲线 i l 。 ，7 ， 厂、 ， v 0 020406 0811 21416 t i m e s e c 图2 - 1 3 系统在转速稳定后对突加负载的响应曲线 南京航空航天大学硕士学位论文 2 4 数字控制器的设计 2 4 1 模拟调节器的离散化 至此，连续控制器的设计工作已经完毕，现将其离散化。 1 确定采样频率 连续控制器离散化后，系统的性能指标会有所降低。采样周期越大，系统稳定性 越差，但采样周期大小受控制的实时性要求的限制。在系统各项性能指标都满足的前 提下，应选择尽可能大的采样周期。工程实际中，采样频率一般选择为系统最高截止 频率的4 。, 1 0 倍。电流环的截止频率最高，所以取t ：o 0 1 0 s 2 调节器的离散化 采用t u i t i n 变换法将模拟控制器离散化，作如下变换： s ：一2 坚：三型 r l + z 叫t 三+ l 电流调节器a c r ： w a c “s ) = o 4 6 0 0 3 s + 1 0 0 3 s 相应的数字化脉冲传递函数为： w a c r ( z ) ：4 2 _ 9 _ - + _ 3 3 丁7 一z - ( 2 1 6 ) 转速调节器a s r ： w n s n ( s ) 2 0 8 9 0 i i 0 ：6 i 话s ：+ 一1 相应的数字化脉冲传递函数为 w 枷= ! = ! 鼍等 经过以上离散化后的系统结构图如图2 - 埒所示： ( 2 1 7 ) 南京航空航天大学硕士学位论文 i 韭。 图2 1 4 双闭环数字控制系统 2 42 离散系统的性能分析及仿真结果 和连续系统一样，离散系统的性能分析也包括稳定性、稳态性能、动态响应等 几个方面a 考虑到双闭环系统的外环比内环稳定，电流环的截止频率高，离散化后 最可能不稳定，在此仅对电流环离散后的稳定性做简单验算。离散动态系统稳定的 充分必要条件是其闭环特征值都在平面上以原点为中心的单位圆内，即其特征值小 于1 a 电流环的结构示于图2 - 1 4 。开环传递函数为： ，f f r ( s ) - - = 而丽1 3 5 而1 t 2 0 0 0 5 s 时相应的脉冲传递函数为： = 1 0 1 面4 8 z 丽2 - 0 再0 2 9 汀6 z + 0 0 0 4 8 闭环特征方程式为： d ( ：) = 1 3 5 2 2 + 0 6 5 z 一0 3 3 3 = 0 特征值：z 1 = 0 3 1 1 ，f z 2 f = f 一0 7 9 j 时，k p 已使转速调节器输出 饱和；而e e 时，比例加积分作用一起使转速调节器输出饱和，以保证电动机发出最 大转矩。而对于转速p i 调节器的算法框图的其余部分均和电流p i 调节器相似，只需 将i 换为n ，i 换为n ，而转速p i 调节器的输出是电流给定值i ，故其限幅值是在 电枢电流为最大允许电流i d m 的情况下a d 0 8 0 9 的输出值e f 。即此时y k 取值范围是 o e f 。 4 1 南京航空航天大学硕士学位论文 图4 - ：3 采用积分分离法的p i 调节算法 由于大部分的控制任务都已由中断服务程序完成，所以系统控制软件中的主程序 只需要完成初始化工作和部分故障检测报警任务。 关于系统的主程序及各浮点运算的子程序的程序清单本文略。 4 2 南京航空航天大学硕士学位论文 第五章系统的调试与改进 5 1 拔盘接口电路的调试 为了保证由8 2 5 5 构成的拔盘接口电路能够可靠的工作。在按图3 2 接好电路后， 我们对其编程进行调试。 由图3 2 可以确定8 2 5 5 的地址如下： 端口a ：2 0 0 0 h 端口b ：2 1 0 0 h 端口c ：2 2 0 0 h 控制字寄存器：2 3 0 0 h 由于系统中规定8 2 5 5 工作方式在方式0 ，其a 口、b 口用于读入d i p 开关的状态， c 口未使用。故8 2 5 5 的控制字为i 0 0 1 1 0 1 1 ，化为十六进制数为9 b h 。 因此，可将8 2 5 5 的调试程序编写如下： m o vd p t r ，# 2 3 0 0 h ；送控制字 m o va ，# 9 b h m o v x d p t r ，a m o v d p t r ，# 2 0 0 0 h ；读取a 口开关状态并送1 6 h m o v xa ， d p t r m o v1 6 h ，a m o v d p t r ，# 2 1 0 0 h ；读取b 口开关状态并送1 7 h m o va ， d p t r m o v 1 7 h ，a n o p e n d 反复多次将拨盘的各位置0 、置“l ”，c p u 均能准确的读入给定值，表明电路工 作完全正常a 由于系统中接线图与图3 2 完全一样，因此，可将上述程序作为c p u 读 取给定值的程序。 由于读入的数是b c d 码，而c p u 要处理的数是二进制浮点数，因此读入后要进行 转换。 南京航空航天大学硕士学位论文 5 2转速检测电路的调试与改进 当按图3 - 8 接好电路后，通电试验。发现8 0 3 1 从8 0 5 3 读回的数毫无规律，于 是怀疑在加入译码器7 4 l s l 3 8 后，由于译码器的输出比输入发生了延迟，从而使8 2 5 3 的时序发生紊乱，8 2 5 3 不能正常工作。编写程序让8 0 3 1 对8 2 5 3 进行反复读写，并 用示波器观察送到8 2 5 3 的c s ，w r ，r d ，a 。，a 等信号，发现它们之间的时序配 合非常好，因而断定8 0 3 l 与8 2 5 3 间的时序配合没有问题。 断开8 2 5 3 的外围元件，再次编程使其工作在方式2 ，用示波器观察其输出却是 方式3 的输出波形。而方式2 与方式3 的控制字只有d 1 位不同，而一般t t l 电路在 其输入端悬空时，认为输入是“l ”，于是判断d 。线发生开路，从而使方式2 的控制 字x x x x o l 0 0 变为了x x x x 0 1 i 0 ，使8 2 5 3 工作在方式3 ，仔细检测，终于发现由仿真 系统连接到电路板上的4 0 芯梆线的d ，线接触不良，正是由于这个原因，使8 0 3 1 每 次写入8 2 5 3 的控制字，计数值及每次读回的数均受影响，从而使回读值发生紊乱。 排除故障后，重新接上8 2 5 3 外围电路，发现8 0 3 1 读回的计数值与所置相差极 小。这说明8 2 5 3 的计数时间极短，由于8 2 5 3 停止计数并发出中断的信号是由它本 身的计数器# 0 的o u t o 产生的，于是用示波器观察u o u t 。，发现在接入脉冲发生器后， u o u t o 为图5 一l 所示波形。 u o u t o 甜胡廿羔羔 u 7 图5 - 1u o u t 。波形图 t 显然，这是由于电路板上布线过于紧密，平行支线过多，且所用线又是真径较 粗的单芯线而引起线间分布电容过大，从而使u o u t o 信号受到脉冲发生器信号干扰， 实际加到非门上的信号为两信号的叠加，由于8 2 5 3 外围所有逻辑器件的默认低电平 为2 4 v ，高电平为3 6 v ，因此在叠加上干扰信号后，在u o u t o 本应为“l 时，由于 干扰信号的作用使u o u t o 振荡，当干扰信号下跳幅值使u o u t o 低于2 4 v 时，输出上 跳，使8 2 5 3 终止计数，这使得计数周期远小于设定值，计数器不能按要求正常工作。 南京航空航天大学硕士学位论文 为了解决这个问题，我考虑利用8 0 3 1 内部定时器作为t o 采样计数器，以此简 化8 2 5 3 外围电路，从而减少布线，增大线间距离，减小分布电容，减小干扰。于是 重新设计电路如图5 - 2 所示。 图5 2 采用8 0 3 1 内部定时器作为t 0 采样计数器 该电路的工作原理是，当起动测速时，将p ”置“1 ”，则在脉冲发生器发出下一 个脉冲时，d 触发器对输出q 置1 ，使g a t e l 和g a t e 2 为“1 ”，8 2 5 3 中作为m l 计数 器的# 1 计数器和作为i i l 2 计数器的# 2 计数器在预先设置的方式2 下开始工作。同时， 当0 = 1 时，8 0 3 1 通过查询得知p 。= l ，于是起动内部定时器开始t o 定时当内部定 时器定时到t o 后，发出中断请求。在中断服务程序中，8 0 3 1 将p 。，置0 ，这样， 在下一个脉冲到时，d 触发器的输出q 翻转为0 ，使g a t e l 和g a t e 2 为0 ，8 2 5 3 停止计数。同时，当q 由高电平下跳到低电平时，将触发8 0 3 1 的中断事件( 设计中， 利用软件设置8 0 3 1 的i n t o 为脉冲触发方式) 。在i n t o 的中断服务程序中，8 0 3 1 从8 2 5 3 中读入m ，和m 。进行处理运算。返回前，8 0 3 1 又将p l7 置“1 ”，起动新的一次采样。 由于在对转速测量电路进行调试时，证明了8 0 3 1 和8 2 5 3 的时序能很好地匹配， 因此可以确保，在同步电路正常工作时，作为输出移相触发的8 2 5 3 完全能够正常工 作，而不需单独调试。 4 5 南京航空航天大学硕士学位论文 第六章双斩波恒流驱动直流电机的初步研究 6 1双斩波恒流驱动原理电路 图6 一l 为设计的双斩波恒流驱动框图及试验用原理电路简图。图中使用的功率 开关管t 1 、t 2 为2 s k 5 6 0 ，电机l = 1 4 m h ，r = 0 2 5q ，l e = 5 a 。由于小功率的功率 电路元器件容易解决且试验设备条件容易实现，因此本设计采用小功率电机进行试 验。通过试验可证明利用该功率电路可较理想地实现双闭环调速的要求。当然，利 用此电路实现大功率的双闭环调速可能还存在不少实际问题，这将有待于进一步深 入研究开发。 ( a )双斩波恒流驱动框图 南京航空航天大学硕士学位论文 ( b )双斩波叵漉驱动试验用原理电路简图 图6 一l 双斩波恒流驱动框图及试验用原理电路简图 4 7 南京航空航天大学硕士学位论文 图6 1 中，电机电枢电感为l ，直流电阻为r ，r o 为电枢电流取样电阻，d 1 、 d 2 为续流二极管，t 1 为电流闭环功率开关管，t 2 为转速闭环功率开关管。c n r 2 0 1 为线性光耦隔离器，与外接运放( l m 3 1 8 高速运放) 组成线性光隔增益调节电路， t l p 2 5 0 为光隔驱动模块。由c n r 2 0 1 及t l p 2 5 0 将控制电路与主功率电路完全电隔 离，由光耦合传送信号，图6 1 ( a ) 中i 、1 1 分别为由运放构成的转速环和电流环比 较器。其中电流环比较器i i 设计为磁滞型，即图6 - 1 ( b ) 中由运放a 3 及r 3 、r 4 组成的比较器，调整r 3 、r 4 的值即可改变上、下翻转电平，而转速环比较器i 为 图6 1 ( b ) 中由运放a 1 构成的p i 型( 比例积分) 运算放大电路。 该双斩波恒流功率驱动电路的工作原理简介如下。 当给转速比较器i 突加输入u n * 时，由于电机的电磁惯性和机械惯性，使u i 和 u n 均为零，故比较器i 输出高电平( a 1 工作在饱和区) ，使比较器i i ( a 3 ) 及运放 a 2 均工作在饱和区，输出均为高电平，在时钟脉冲c p 上升沿到来时，控制电流环 和转速环的两个d 触发器d i 、d n 输出均为高电平( 从q 输出) ，经t l p 2 5 0 光耦使 功率管t 1 、t 2 均开通，电源电压矿加在电枢绕组上，电枢电流快速上升，而电 机转速因机械惯性大，几乎未转起来。这样，一方面使u n 很小