（电力电子与电力传动专业论文）零电压零电流开关pwm全桥变换器的研究和工程实现.pdf

至! ! 鉴篁! ! 堕塑：苎! ! 竺全堑竺! ! 堡堕! ! 壅型! ：些兰堡 a b s t r a c t an o v e lp h a s e s h i & dz e r o - v o i t a g ea n dz e r o c u r f e n t s w i t c h i n g ( z v z c s ) d c d cf u 【 b n d g ec o n v e n e ri sp r o p o s e d ，w h i c ha c h i e v e sz e r o v o l t a g e s w i t c h i n gf o r t h el e a d j n gl e 譬 a n dz e r o 。c u r r e n t 。s w i t c h i n gf o rt h e 1 a g g i n gl e g u n d e ra n yl o a da n dw i d e i n p u tv o l t a g e r a n g e a h 噜h f r e q u e n c ys o 疗一s w h c h i n ge j e c t m n i c s1 h n s 如n n e rr e c t i 矗e ru n i “t r u ) m t e d a c 2 8 5 vo u t p u tv o l t a g ea n d1o o a o u t p u tc u r r e n ti sd e s i g n e du s i n gt h et o p o i o g y p a r a m e t e r s d e s i g no ft h et r ua r ec a l c u l a t e d t h eo p e r a t i o no ft h ec o n t r o lc i r c u i t s ，t h e p r o t e c t i n 譬 c l r c u i t sa n dc h ea h x a r y p o w e rs u p p i yc i r c u i t sa r ea 1 1 a j y z e da i s o s l m u l a t l o na n de x p e r i m e n t a lr e s u l t sa r ei n c l u d e di 力m i sp a p e lt h e e 蕊c i e n c vo ft h e e l e c t r o n j c st r u i sh 逸h e rt h a n9l k t w o r d s ：z e r o v o h a g e - s w i t c h i n g ，z e r o c u n e n t s w i t c h j n g ，p u l s e ，w i d t h m o d u l a t i o n f u j j b r i d g ec o n v e r t e r 塑室堕窒堕盔叁兰堕主羔堕丝茎 一 第一章绪论 1 1 变压整流器概述 变压整流器( n a l l s f 0 肌e rr e c t i f i e ru n i t t r u ) 是飞机用的二次电源，它将棚 1 1 5 v 2 0 0 v 、4 0 0 h z 的交流电变换成2 8 5 v 的直流电，作为飞机直流供电电源。它是 飞机供电系统中的一个重要组成部分，对保证可靠地向设备提供电能具有重要的意 义。随着飞机技术和战术性能的提高，其用电量越来越大，对变压整流器的容量多1 求 也越来越大，同时对变压整流器的轻量化和小型化也进一步提出了更高的要求，遮就 要求实现变压整流器的高功率密度和高效率。 我国目前没有电子变压整流器，使用的是没有调压功能的老式变压整流器。它先 用变压器将三相1 1 5 v 2 0 0 v ，4 0 0 h z 的交流电压降压，再用二极管整流，然后通过输 出滤波器滤波后在输出端得到2 8 5 v 的直流电压。这种变压整流器不具备稳压功能， 其输出电压随着输入电压和负载的变化而变化。而且出于这种变压整流器中需要一个 4 0 0 h z 的变压器，使得体积大、重量重。这种传统的变压整流器方案显然已不能话应 现代飞机的需求。 为了得到稳定的2 8 5 v 直流输出电压，必须采用电子变压整流器方案。电予蛮j r 整流器原理框图如图1 1 所示。三相1 1 5 v 4 0 0 h z 交流电经整流滤波后获得2 7 0 q 直流电压，再通过d c d c 功率变换器将2 7 0 v 直流电源变换成2 8 5 v 稳定的直流l f i 源。 三相交流 【1 5 v “0 0 h z 三相全桥2 7 0 vd o d c l - - - - - 一 整流滤波 d c 变换器 图i i电子变压整流器原理框图 1 2 电予变压整流器的方案选择 由于t r u 输入电压较高，输出功率较大，因此一般采用全桥变换器作为j ，串 变换电路。为了优化输出滤波器，必须采用恒定频率控制，即采用脉冲宽度调制( 】，一 w i d t hm o d u l a t i o n 。p w m ) 控制方案。 至! ! 堕茎! ! 煎丛茎! 型竺全堕耋坚堡堕坐堑兰! 丛茎! ! 1 2 1p w m 全桥变换器的控制策略 图1 2 是p w md c d c 全桥变换器的蟮本电路结构及其主要波形。足输入a 流电压，q l 、d l 与d 3 、d 3 组成一个侨臂，些、d 2 与9 、d 4 组成另一桥臂。高频变 压器l 的原副边匝比为k ：l ：l ，d n i 和d 艘是输出整流二极管，0 是输出滤波i 包感， c ，是输出滤波电容，r 刖是负载。通过控制四只丌关管，在a 、b 两点得到一个幅值 为的交流方波电压，经过高频变压器的隔离和变压及由d 刷和d r 2 构成的输f 1 整 流矫，在c 、d 两点得到幅值为k 。k 的直流方波电压，和q 组成的输出滤波器 将这个直流方波电压中的高频分量滤去，在输出端得到一个平直的直流电压，其电五 下 值为旷= d 粤，其中d 是占空比，d = ；。通过调节占空比来凋节输出电压。 i ： ： l o l l iii 一 r 。k d v7 k 月 0 一 ( a ) 结构图( b ) 主要波形图 图l 一2p w md c d c 全桥变换器结构及主要波形 文献【3 ) - 【6 】提出了p w md c d c 全桥变换器的一族共九种控制方式，如图1 - 3 所 示。根据斜对角两只丌关管关断方式的不同将这九种控制方式归成两类，一类是斜对 角的两只丌关管同时关断，它不能实现软开关，图1 3 中的控制方式一三属于此类。 另一类是斜对角的两只丌关管错开关断，它可以实现软开关，图1 3 中的控制方式旧 一九即属此类。由此引入超前桥臂和滞后桥臂的概念，定义斜对角两只丌关管中先关 断的丌关管组成的桥臂为超前桥臂，后关断的开关管组成的桥臂为滞后桥臂。 1 超前桥臂的软开关实现 超前桥臂在关断时，输出滤波电感与漏感是串联的，原边电流基本不变，是一个 恒流源，因此该桥臂只能实现零电压开关并且很容易实现零电压丌关，不能实现零f 1 流丌关。 2 滞后桥臂的软开关实现 滞后桥臂根据零状态工作在恒流模式还足工作在电流复位模式的不同，可分别实 壹塞堕竺堕盔叁：! ! ! ! 堕主兰! ! 堡鉴 观零电压丌关( z e r o v o l t a g e s w i t c h i n g ，z v s ) 和零电流丌关( z e r o 。c u r r e n t l s w i t c h m g ， z c s l 。在实现零电压丌关时，由于其能量是漏感的能量，因此，实j = 9 l 零电 丌关比 较困难。 根据超i 狮侨臂和滞后桥臂实现软丌关方式的不同，可以将软丌关p w m 全所变 换器分为两类：一类是零电压丌关( z v s ) p w m 全桥变换器，其超前侨臂利滞后桥臂 都实现z v s ；另一类是零电压零电流丌关( z v z c s ) p w m 全桥变换器，其超前桥臂实 现z v s ，滞后桥臂实现z c s 。它们均可采用移相控制方式。 ；r _ il 。 ； - f 广一 。广- r ： l l ： r 广 ；广 l 曲控制方式一 j i ! ll ；i i ! l i 【1 f ! i ll l ii nl1 j j i1 广 ：i 2 ： 。 ；n j! r l j ! ：r 一 广 ； 。l 一 r 1 广1 ： 1 ：广 。 广 r 【b ) 控芾6 方式二( c ) 控制方式三 iul i l f l ； 1 、 j n ； l i j 厂1 if ! i j ，； 1 ，广h 1 一 。 i 广1 1 ， j ； - nl 广 ! r 1 ： ( d ) 控制方式四( e ) 控制方式五( f ) 控制方式六 ii i i j 广 f ；1j 1 1 l 0 _ ili lil l - r i ? 广 l 1 l ! ： j r _ 丁_ 1 uj ； l c lil l ! 广一广 j | j 11ll 。 f 一 l ( g ) 控制方式七( h ) 控制方式八 ( i ) 控制方式九 图1 3p w md c d c 全桥变换器控制方式 ! ! ! 堕兰! 皇堕堑签! 型竺全堕兰丝塑! 生坐薹! = i ：型窒丝 1 2 2 软开关p w md c d c 全桥变换器 1 z v sp w md c ，d c 全桥变换器 在四个丌关管两端并联i 包容或利用丌关管的寄生电容，即可实现超河桥臂和滞后 桥臂的零电压关断。而要实现丌关管的零电压丌通，必须要有足够的能量来抽走将要 丌通的丌关管结电容( 或外部附加电容) 上的电荷，并给同一桥臂将要关断的丌关管 结电容( 或外部附加电容) 充电。图1 4 为z v sp w m d c d c 全桥变换器的结陶图 和主要波形图。 ( a ) 电路图 “ l i “ 1 1，。，1 一 ；： ：c ： 虬 ! lii l a ： l li l 卜 l i ，：； f | 飞淋 i n i| iy | k卜i纠 朋l| l 卜w ；| | 一 r llljr ili l 一 r 入 ，u ，i，：，r 4 f s b ， f - ，_ ，mf l l ，l ： ( b ) 主要波形 图l 一4z v zp w md c d c 全桥变换器结构与主要波形 超前桥臂容易实现z v s ，这是因为在超前桥臂丌关过程中，输出滤波电感，足 与变压器原边漏感如串联的，此时用来实现z v s 的能量是白和* 中的能量。般 酏来t 匆很大，在超前桥臂丌关过程中，其电流近似不变，类似于一个恒流源。 滞后侨臂要实现z v s 比较困难。这是因为在滞后桥臂 ：关过程中，变厂匠器剐边 是短路的。负载侧与变压器原边没育关系。此时用束实现z v s 的能量只足变j j 三器顾 南京皖= i 三航六人学颐 7 、化沦文 边漏感的能量，而漏感比滤波电感小得多，要使容易实现滞后桥臂z v s t 必须加尺 变压器原边漏感或在变压器原边中串入谐振电感，这又盒造成副边的占空比丢失。同 时，由于在零状态时存在原边环流，使通念损辜毛加大，因此，限制了z v sp w m 全 桥变换器变换效率的提高。 2 z v z c sp w md c ，d c 全桥变换器 与z v sp w md c d c 全桥变换器一样，在超前桥臂丌关管两端并联电容即可实 现超前桥臂的z v s 。为了实现滞后桥臂的z c s ，滞后桥臂丌关管两端不能并联电容， 并且滞后桥臂必须要在原边电流下降至零，并且保持为零后才能关断和丌通。 图1 _ 5 是j g c h o 在1 9 9 4 年的i e e e p e s c 会议上提出的一种z v z c sp w m 全瞬 d c d c 变换器j l 。 口f 卜啦。 斟j 唔岛 r 矸一一 l 铍j 岳吹 卜船 岛g f， 一 l ，乙j j ff 呻卜1 务抓 刊；， _ 口 t r d ( a ) 电路图 a ， li 哮iiq a 。 l j l 口乩 卜 il l | “ii 入ll i| i ； n ；l 矗”| i l ( b ) 主要波形 图1 5j gc h o 提出的z v z c sp w m 全桥d c d c 变换器 至! ! ! 至至生堕堑茎! 型竺全堕兰丝璺塑! ! ! 壅兰! ：型竺些 一 该 色路是在变压器原边绕组中串入一个饱和电感l s 的方法来保持零：状态时圬l 边 4 零l u 流状念的。饱和包感带来两个缺陷：副边占空比丢失。饱和电感在q ! 或9 丌通之胁不能饱和，而又希望堕或9 丌通时饱和电感刚好处于临界饱和。输入咆压 一般仃一定的变化范围，饱和电感必须按照最高输入电压来发汁。当输入电压较低时， 就存在饱和电感带来的副边占空比丢失的问题。输入电压越低，副边占空比丢失越大。 造成原边占空比利用率减小，使得变压器的原副边匝比减小，增大了原边电流和输出 整流管的反向电压。饱和电感工作在双向饱和状态，其损耗较大。 1 3 本文的主要研究内容 丛_ f 上面的分析，本文提出一种新型z v z c sp w md c d c 全桥变换器拓扑结构， 以克服已有z v z c sp w md c d c 全侨变换器所存在的缺点，其要求是： 实现超前臂的零电压丌关和滞后桥臂的零电流丌关； 不增加主丌关管的电流和电压应力； 电路结构简洁，不增加辅助电路。 利用该电路拓扑研制3 k w 高频软丌= 关电子变压整流器，其输入为三相 1 1 5 v 4 0 0 h z 交流电，输出为直流2 8 5 v 1 0 0 a ，整机效率应在9 0 以上。 1 4 本课题研究的意义 本项目的研究工作作为航空基金项目基于i g b t 的零电流丌关p w m 变压整流 技术的研究的一部分，将为第四代战斗机、舰载机和三军通用直升机等背景项目研 制高性能的变压整流器打下理论与实践基础，使我国的变压整流技术达到国际先进水 平，为国防现代化服务。本项目的研究可应用于两个方面：现役飞机变压整流器的 改造上，即将1 1 5 2 0 0 v ，4 0 0 h z 的交流电变换成2 8 5 v 的直流电压。高压直流电源 系统中的变压整流器。高压直流电源系统是下一代飞机电源的首选方案，其中的变压 整流器是将2 7 0 v 的高压直流电变换成1 8 5 v 的直流电压。 本方案可以推广到研制起动发动机用的变压整流器、通信电源系列和电力操作电 源系勇j 。 南京航j ! 航天人学硕 j 。似沦之 2 1 概述 第二章新型移相控制z v z c s p w m d c d c 全桥变换器 本文所提出的新型z v z c sp w m 全桥变换器如图2 1 f a l 所示。9 l 和9 构成超j i 桥臂，p 和0 4 构成滞后桥臂。d i 和d 3 分别是q i 和p 3 的反并二极管，c j 和( j 分别 是q 1 和q 3 的并联电容，“是变压器的漏感。与移相控制z v s p w md c ，d c 全淤变 换器相比，陔变换器增加了一个阻断电容g ，同时在滞后桥臂的丌关管中分圳串联 了一个二极管d ! 和d 4 ，滞后桥臂的开关管没有并联电容。 r 。啦。醍，毒见 ro 十一p 一r ”叫占 卜钽l 乇0 ， 吃g l巩， l ，l ，j h r f _ 二一、 口 t ，d w 2 ( a ) 主电路 u ， li? ，i i 1 ；i ；l “ i 此 l 乩 l i ； 。l” i 一。n ， i 。入 i i i 硝 孓j i 。 一叫、i 弓j 、 nl 。- 一。l 、 。f i i j 5 2 j 一 ，i f 】 f 4，f ，-，u fj d ( b ) 主要波形 图2 1 新型移相控制z v z c sp w md c d c 全桥变换器 零电压零也流月- 天p w m 全侨坐换器f f 勺 月究0f ：舟实规 2 2 工作原理 f 面分析提出的新型移牛控制z v z c sp w md c d c 全桥变换器的i = 怍原理。其 主要波形如图二一i ( b ) 所示。 分折其稳态工作过程时作如下几个假定： 所有元器件都是理想的： i j 且断电容c 6 足够大； = c 3 = c ； 变压器原副边匝比为k ； 在月= 关过程中，输出滤波电感足够大，输出可认为是一恒流源厶，厶是输“j i 流。 在一个开关周期中，有1 0 种丌关模态，分述如下： 1 开关模态0 【f 0 时刻l ，对应于图2 - 2 ( a ) 在该模态中，q l 和9 导通，输入功率通过变压器传至负载。原边电流给阻断 【邑容g 充电。假设输出滤波电感足够大，则将原边电流视为恒定值，为副边f 乜流折 合到原边的值。即： ，p ( r ) = ，= l k ( 2 - 1 ) 阻断电容上的电压在，o 时为砟6 ( ，o ) 。 2 开关模态li f o ，川，对应于图2 2 ( b ) 在如时刻，关断q i ，由于9 l 上并联有电容，因此q l 的关断足零电压关断。9 1 关断后，原边电流从q l 中转移到c i 和。中，即c i 从零丌始充电，g 从丌始 放电。在这个时段内，由于漏感与滤波电感是串联的，而且，很大，可以认为乇近 似不变，类似为一个恒流源。原边电流继续给g 充电，c l 上的电压线性增加，c 1 3 上 的电压线性下降： v c i ( f ) 2 罟( 。) ( 二- 二) ， v c 3 ( f ) 2 一势( f f 。) ( 2 3 ) v 。( f ) = ( f 0 ) + o f 。)( 2 4 ) l ，6 在f i 时刻，c i 上的电压达，c 3 上的电压降至零，q 3 的反并二枉乏管d 3f j 然导 通，从而结束模念1 。该模态所用时间为： ：孥( 1 _ 5 ) p 塑窭堕窒堕盔叁兰堡! ! ! ! 堕兰 在f 时刻，阻断电容c 上的电压为： ) ：( “) + 掣： ( ：一6 ) ( ，1 ) = ( “) + 半= 屹即 ( 2 _ 6 ) 3 模态2 【f l f 2 1 ，对应于图2 2 ( c ) c ，上的电压降至零后，协自然导通。此后就可丌通9 ，这样。3 即为零电压丌 通。 d 3 导通后，口被钳位至零，阻断电容上的电压k 6 使原边乜流丌始减小，因而 原边电流不足以提供副边的电流，导致变压器副边的两个整流二极管同时导通，副边 绕组的电压为零，因而原边绕组的电压也为零。阻断电容上的电压全部加到变压器原 边漏感上，由假设阻断电容足够大而漏感又较小可认为电容电压在该时段内保持不 变，则原边电流线性下降： = 一半( 卜+ ，p o ( ! 一7 ) l m 至如时，原边电流下降到零，期间所用时间为： 如：警 ( 2 - 8 ) y c b 。 4 开关模态3 【f ，f 3 】，对应于图2 2 ( d ) 至时刻f 2 ，原边电流为零，并试图反向增加，但由于q 2 中串有二极管，使反向 电流不可能产生，原边电流维持为零。d 4 仍然开通，但没有电流流过。副边仍然维 持两个二极管同时导通。在该模态中有：i ，( f ) = 0 和v ( f ) = 。 5 开关模态4 【f 3 ，f 4 l ，对应于图2 2 ( e ) 在摸态3 中可关断q 4 ，这时，0 4 是在零电流情况下关断的。在关断q 4 后随即丌 通9 2 ( 3 时刻) ，由于以限制了的上升率，因此q 2 为零电流丌通。 q 2 丌通后，a b 端的电压8 = 一，原边丌始通过q 2 、q 3 流过电流，和 加至漏感两端，原边电流反向线性增加，不足以提供负载电流，副边两个整流二极 管仍然同时导通，原副边电压都为零。等效电路馍型如图2 2 ( e ) 所示。 在该模态中原边电流的表达式为： “f ) = 一譬堡( h ，) p 9 ) 在“时刻，易反向增加到折算到原边的负载电流一，。，此丌关模态结束。该模念 所用的时问为： k = 揣 p ， 茎! 垫坚至! ! 堕堑茎! ! 坚竺竖尘丝堡塑坚三_ 王上旦翌王生一 l ， 。一 r 广卜 。7 7 。_ j 掭门 醮 图! 一2 各工作模态的等效电路图 ( f ) 【“5 】 【) ! 塑i ! 堕! 堕盔叁：! ：塑! ! ：笪堡一 6 开关模态5 【“f 5 l ，对应于图2 2 ( d 至“时刻，原边电流增加至副边f 乜流折算至原边的l 乜流值，剧边整流管环【截止， 副边1 u 流完全通过d 胁在陔丌关模念1 中： ( r ) = 一( h 。) ( 2 1 1 ) 在，5 时刻， 嘣f ，) = 一等_ ， ( 2 一l ! ) 在，5 时刻，关断9 ，丌始另一个半周期 如】，其工作情况类似于m ，j 】阶段。 阻断电容电压在f 6 时刻达到负最大值( 圪如) ，而【5 ，6 】时段与【o ，f l 】时段类似，所 以有： 螂，) ，普一缸一z 警一k 即 ( 2 - t 。， 一般有c ， g ，因此上式简化为： 2 舞f 4 s ( 2 。4 ) 2 3 应考虑的几个问题 2 3 1 实现滞后桥臂的z c s 的条件 从前面的分析中可以看出，原边电流f 。必须在滞后桥臂关断之前减小到零。从式 ( 2 8 ) 和( 2 一1 4 ) 可以推出f 。从负载电流减小到零的时间1 2 为： = 等= 等= 篑 b s ， 式中，d 是占空比，疋是丌关周期。从上式可知，1 2 与负载电流无关，与占空比 d 成反比。也就是说可以在任意负载和输入电压变化范围内实现滞后桥臂的零电流丌 关。 2 3 2 最大占空比d 。， 参考圈2 3 所示，该变换器的最大占空比可由下式确定： “一等等 ( 2 - 1 6 ) 式中弦。是实现滞后桥臂z c s 的时间，它由器件的关断特性所决定，如【g b t s 的少子复合时n i 。 至! ! ! 王茎! ! 亟堑茎! 型竺全堕尘丝堡竺塑壅! ! ! ：丛茎婴一 “ l、 ，气ti 2 ，7 一入 、7 一 j t 。7 2 一 一 图2 3 最大占空比的确定 2 3 3 开关管的电压应力 l 超前臂开关管的电压应力 超前臂丌关管睡端有反并二极管，丌关管关断后电容上的电压最大充至p ：。随， 因此，超前管的电压应力为。 2 滞后臂开关管的电压应力 在丌关模态3 中，原边电流0 为零，= o ，v 庐一心 滞后桥臂丌关管上的f _ 巳 压为： k ，2 = + 丘 ( 2 一】7 ) ，= 一k b ( 2 1 8 ) 从上面二个式子中可以看出，滞后桥臂开关管上的电压应力为+ k 而且要 承受反向电压，因此滞后桥臂要串联二极管。 3 滞后桥臂中串联二极管的电压应力 滞后桥臂中串联二极管所受的反向电压为。 2 3 4 阻断电容的选择 从式( 2 1 5 ) 和式( 2 1 6 ) 看出，为了提高最大占空比，必须减小f 1 2 也就是希望阻断 电容选择小一些；而式( 2 t 1 7 ) 、( 2 1 8 ) 和式( 2 1 4 ) 又说明，为了减小滞后桥潴丌关 管的电压应力，希望阻断电容大一些。因此，综合权衡，一般在输出满载时，以阻断 电容上的电压峰值圪b p 为输入直流电压的2 0 左右为宜，即：。t2 0 ，。 塑堡些竺堕查叁至堕! 兰! ! ! 堡兰 第三章3 k w 电子变压整流器设计 本章采用上一章提出的新型移棚控制z v z c sp w m d c d c 全桥变换器拓扑研制 高频软开关电子变压整流器工程样机，其主要技术指标为j 输入交流电压：三相1 1 5 v l o 输入交流频率：4 0 0 h z 输出直流电压：2 8 5 v 输出直流电流：1 0 0 a 过流保护：限流在1 1 0 a 3 1 主电路结构 工程样机的主电路结构如图3 1 所示，包括1 ) 输入整流滤波电路；2 ) 桥式逆变l 睦 路：3 ) 高频变压器及阻断电容：4 ) 输出整流、滤波电路等组成。 3 1 1 输入整流滤波电路 本电路将三相1 1 5 v 4 0 0 h z 交流电源进行整流和滤波，得到2 7 0 v 直流电压，供 给d c d c 全桥变换器。其中，e m i 是三相输入滤波器，它能减小电源内部对电网 的干扰，同时又能抑制电网对电源的干扰。r y l 一r y 6 为压敏电阻，防止出现异常情 况导致电网电压过高，对本电源造成破坏。v u c 是一个带s c r 的三相整流模块，l ：o i 是输入扼流线圈，以平滑输入电流，提高输入功率因数。r 2 0 l 和s c r 构成输入软启 动，防止电源丌机时出现过大的充电电流。开机时，通过r 2 0 1 给电容c ! 0 1 、c 2 0 1 充电，启动完成后，高频变压器的控制绕组产生脉冲电压经二极管d 2 0 9 及r 2 0 7 、 r 2 0 8 、c 2 0 8 触发s c r 导通，将r 2 0 1 短路。 3 1 2 全桥逆变电路 全侨逆变电路由s 1 s 4 及d 2 0 7 和d 2 0 8 组成。其中s l 和s 3 是m o s f e t ，两端 并联有电容，它们能实现零电压开关；s 2 和s 4 为i g b t ，且各自在桥臂中串联有二 板管，它m 】能实现零电流丌关。通过全桥逆变电路，在a 、b 两端得到脉宽可调的商 频交流方波电压。r 1 0 3 r 2 0 6 是栅极电阻。 3 1 3 高频变压器、阻断电容 高频变压器t 2 0 l 超到隔离和降压的作用，它有个原边绕组、二个借中心抽头 的副边绕组和一个控制绕组。控制绕组用于触发s c r 导通。在v l 萨o 时，目i 断电容 c 2 0 9 上的电压使原边电流回零，以实现滞后桥臂的零电流丌关。 一一一一“一 i、 l ii i l 图3 1 主电路原理圈 南i 航空帆夫人+ 、f ! f ：学f 证沦二 3 1 4 输出整流滤波电路 输出整流滤波电路用来：l 辱变压器副边的高频交流方波f 乜压槎流和滤波，刊j _ _ | j 2 85 v 的直流电压。其中，d 2 1 0 和d 2 l l 是输出整流二极管，r ! 0 9 、c ! l o 干r 1 1 0 、 c 2 1 1 是l 吸收缓冲电路，用来吸收二极管反向恢复时产生的尖峰。l 2 0 2 是输出滤波u 感，c 2 1 2 c 2 18 是滤波电容，l 2 0 3 与c 2 1 9 、c 1 2 0 构成去除共模杂音电路。 3 2 控制方案及u c 3 8 7 9 控制芯片 3 2 1p w m 控制信号 本电源采用移相控制方案，这是一种恒频、脉宽调制方案。图3 2 是控制逆变侨 的p w m 控制信号，c 、d 分别为超前桥臂s l 和s 3 的驱动信号，a 、b 分别为滞后 桥臂s 2 和s 4 的驱动信号。 ( j 1 月“， b “ 广厂 厂 厂 一 厂厂一 厂 厂。 图3 2 开关管驱动信号 3 2 2u c 3 8 7 9 移相控制芯片外部引脚功能 图3 3 是u c 3 8 7 9 的内部框图和外部引脚图，图3 4 为u c 3 8 7 9 的主要波形。各 引脚功能简述如下： c l k s y n c ( 双向时钟和同步) ：该脚作输出端时，输出时钟信号；作输入端时，为 同步信号引入端。当多片振荡频率不同的u c 3 8 7 9 的c l k s y n c 端相连时，它们将同 步在其中的最高频率上。该引脚也可使u c 3 8 7 9 同步在外界时钟信号上，只要引入的 时钟信号频率比内部的振荡频率高。c l k s y n c 在内部接至射极跟随器和电流源( 典 型值为3 0 0 u a ) 推拉电路。所以在外部与地之削要连接个电阻，以改善其驱动负钱 的能力。 r t ( 时钟信号同步信号占空比设置脚) ：u c 3 8 7 9 振荡器产生一锯齿波。锯齿波的上开 边d j 连接在r t 与g n d 之间的电瞰l 和连接在c t 与g n d 之阳j 的电容来决定。锯齿波 的下降边由输出死区时削决定。r t 的选择由所需的最大占空比决定： 茎i 皇堡至! ! 堕墅茎! 型竺尘堕垄堡堡塑竺坐型王上旦型兰生一 3 1 1 c t ( 振荡频率设置端) ：当选择好r - t 以确定最大占空比后，可用下式确定c t 以选择 所需的丌关频率： c r = 尚 ( 3 - 二) 式中，r 为要设置的丌关频率，d 。为最大占空比。 在该脚与信号地之间接一高质量、低e s l 和e s r 的陶瓷电容。为了保证较高的 精度和减少寄生分布的影响，该电容值不能低于2 0 0 p f ，p w m 控制信号的最高频率 可达到6 0 0 k h z 。 e a f 误差放大器反相输入端) ：该脚一般接反馈电压。同时在该端与输出端c o m p 之 间接一补偿电路。 c o m p f 误差放大器输出) ：该脚是反馈控制增益级的输出端。当该脚的电压值氐于 o 9 v 时，输出移相角为零。由于误差放大器有一个相对低的驱动能力，在驱动一个 过低的阻抗时，可能会出现过载。 图3 3u c 3 8 7 9 内部框图 赢。 i l 择 盯 憾之koo与k- )2 在 一口 tr i 塑生! ! ：i 堕垄叁兰竺! ! ：| ：! ! 堕塞 一 图3 ，4u c 3 8 7 9 工作波形图 茎! 竖堡至! 皇堕旦：鉴! ! 竺竺堕尘堡堕堕竺垄! = ! 堡茎堡 c s f 电流检测端) ：该脚足电流比较器的同4 日输入端，其反相端在内部殴胃成2 0 v 或 ! 5 v 。当该脚输入超过2 vl l 十，误差放大器输出电压将超过r a m p 端的f e j e ，过流比 较器：瞄限制相位移在一个基本的值上。当该脚电压超过2 5 v 时，输出破美断，软启 动脚被拉至零。如果在浚端加入超过15 v 的直流电压时，四个移相输出端被天i 卅， 并重新丌始软启动。当c s 端的电压低于2 5 时，在s s 端电压丌始上升i j 口，丌始以o 度移柏角输出，即脉宽为o 。 g n d ( 信号地) ：所有电压都是相对于g _ n d 测量的，定时电容c t 、v r e f 和v i n 的滤 波电容都应该直接接于g n d 。 0 u ta o u td ( 输出a d ) ：这四个输出脚都是图腾柱输出，提供l o o m a 的驱动电 流，可以直接驱动场效应管。每对中的两个输出占空比为5 0 。c - d 对用以驱动全所 电路的超自u 桥臂的丌关管，并且与时钟信号同步。a b 对则驱动全桥电路滞后桥臂的 丌关管，它们相对于c d 对输出信号移相了一定的角度。 d e l a y s e ta b ，c d ( 输出死区控制) ：在同一桥臂的一对丌关管断丌和丌通州设置 延时时间以防止一个桥臂的直通。在该引脚与信号地之恻并接一个电阻和电容，就可 以设置不同的死区时甘j 。 p w r g n d ( 电源地) ：在电源v c 引脚和p w r g n d 引脚间接一旁路陶瓷电容。可将 p w r g n d 与g n d 连接于一点，以减少噪声干扰和减少直流压降。 r a m p ( 锯齿波电压端) ：该引脚是p w m 比较器的输入脚。如果是电压控制模型，则 将它连接至c t 脚；如果是电流控制模型，则将它连接至c s 端，同时将它连接到电 流检测变换电路的输出端。锯齿波的斜率补偿由从c t 脚至r a m p 的电压来决定。 s s ( 软启动脚) ：在该脚与地之阳j 连接一电容，可以设置软启动时间，使全桥变换器的 脉宽从o 丌始慢慢增大。当v i n 脚的电压低于u v l o 门槛电压，该脚的电压保持为 零电压。当v 和v r e f 有效时，该脚的电压由内部9 u a 的电流源拉升至4 8 v 。当 电流检测端的电压超过2 5 v 时，该脚电压也为零。对于并行控制器，s s 脚可接一电容。 u v s e l ( u v l 0 开门电平设置) ：该脚为v i n 的欠压锁定输出( u n d e r - v 0 l t a g el o c k o u t ) 设置脚。将该脚与v i n 相连，可设置有1 5 v 迟滞的l o 7 5 v 开门电压；如果将该脚 丌路，则没置有6 v 迟滞的1 5 2 5 v 的丌门电压。 v c ( 输出级电源电压) ：该脚为输出级及其相关的偏置电路提供电源。在该脚与电源地 p w r g n d 之问应连接一个低e s r e s l 电容器。 v i n ( 信号级电源电压) ：该脚为芯片内部逻辑与模拟电路提供电源。币常工作时应在 该脚接入一稳定的1 2 v 电压。为丁确保工作难常，在v 【n 低于u v l o 丌门f 乜压时， 芯片不工作。在该脚与g n d 之问应连接一低e s r e s l 电容。 注意：当v i n 超过u v l o 丌门f 邑压时注入咳脚的l 乜流山l o o u a 跳至2 0 m a 以 1 8 南求肮。 j j = 【庀人人学顶仁+ t 化沦文 上。如果u c 3 8 7 9 不连接一滤波电容，它可能会立即进入u v l o ? 队态。所以，为了 保旺能可靠地启动，应接一足够大的滤波电容。 v r f f ( 精密参考电压) ：该脚提供一精确的5 v 参考电压，它山内部短路电流所限制。 当v 州低于u v l o 门槛电压时，v r f f 无效；当v r f f 低于47 5 v 时，该f t i 路也无 效。为了有更好的效果，v r f f 脚最好并接一低e s r e s l 电容。 3 3 控制电路与保护电路 3 3 1 控制电路 u c 3 8 7 9 及外围电路如图3 5 所示。 1 一般性电路设置 v c = v i n = u v s e l = 1 2 v ：在5 脚与地之间接7 5 k 的电阻和o 0 1 u f 的f 乜容| 殳霄超 前臂丌关管的死区时间为o5 u s ：在1 5 脚与地之阳j 接7 5 k 的电阻和o 0 l u f 的电容殴 置滞后臂丌关管的死区时间为0 5 u s ；在r t 脚与地之倒接一1 8 k 的电阻，在c t 脚与 地之间接一4 7 0 p f 的电容设置丌关频率为5 0 k h z 。 2 电压反馈环节 电压调节器是利用u c 3 8 7 9 内的误差放大器。该误差放大器的同相输入端在芯片 内固定为2 5 v ，作为电压给定信号。输出电压经r 1 1 5 、r 1 1 7 和电位器r v l 分压后 经r 1 1 2 送到误差放大器的反相端。r 1 1 1 和c 1 0 6 跨接在反相端和输出端作为 偿网 络。它实际上是一个比例积分( p i ) 调节器。调节r v l 可以调节输出电压反馈系数，从 而调节输出电压。 3 输出电流限制 为了防止输出电流超过额定电流，控制电路中设置了输出限流电路，如图3 6 所 示。浚电路也采用p i 调节器。5 v 基准电压经电位器r v 2 分压后作为输出电流限制 值给定。输出电流由磁坏构成的电流互感器检测，两个电流互感器t 1 0 1 和t 1 0 2 分 别检测两个输出整流管的电流，然后相加，就得到了输出电流。r 1 0 7 是输入电阻， r 1 0 9 和c 1 0 7 是补偿网络，r 1 0 8 用来提高p i 调节器的动态特性。输出限流电路的输 拈：端经二极管d 1 0 8 联到u c 3 8 7 9 电压反馈环节的c o m p 脚。当输出电流未达到限流 值时，电压调节器的输出电压起作用，与锯齿波比较，决定主电路的占空比。一旦输 出电流达到限流值，输出限流电路的输出电压低于电压调节器的输出电压，二极管 d 1 0 8 导通，这时由输出限流电路的输出电压与锯齿波比较，来决定主电路的占空比。 凋节r v 2 可以悯节电流限流值。 兰坐堕重生堕! ! 茎! 型竺全堑銮堡墨塑塑塞兰l ：矍窒堡 一 1 l i 。勺 【i ；杰公? s “ n 湃逻滞；上：卜：h 一 1 l 啪+ * _ j 峒斗j e 、p ： i 。ij li j 1 1l 1 1 】 i i 引参l 一 c 籼” 翼1 0 广。百于叫 l 、- j 。 目i ； ； u l 。一 r 。 s i d * 厂_ 。一厂一 。 ；ii ii l ! 一ii ： 2 i ji 2 gg书 l9 l 。! 。t “ i = ” ；1 ；q 卜_ 广r 一 l = 一- | 卜 ； “ ! ； ! ； i j： 。1 o ” i 。 。 g 。 ai z 。 0 卜叫- rh 。 一h h ；“l 嗦 s r o 一v = ， 蜒 ! 矿 自 “ | + 二 拳 ! 屯巍 薛；丰；1 一 b 。一j o 。b t l 毽 亭7尹? 图3 5 控制电路原理图 l 塑尘堕j ! 堕盔! ：i ：塑! 兰：! ! ! 垒兰 一 4 开关管过流保护电路 为了保护主功率管不致过流烧毁，利用i 赶流互感器t 1 0 3 检测变压器的原也5 u 流， d l o l d 1 0 4 ：i 哿检测到的 乜流信号整流后经山二饭管d 1 0 5 引到u c 3 8 7 9 的f 乜流捡测端 c s 。当丌关管出现过流时，检测到的f 乜流信号超过2 5 v ，u c 3 8 7 9 的输 j 全? w 关断， 如图3 5 所示。 3 。3 2 保护电路 除了输出电流限制和丌关管过流保护以外，本电源还设置有三个保护功能和一个 告警功能：1 1 输入过压保护：2 ) 输入欠压保护：3 ) 输出过压保护：4 ) 输出欠压告警， 中路如图3 6 所示。 罨u 画画二工f 一 图3 6 保护电路 兰! ! 坚墨! ! 堕堑茎! ! 竺全堕垄堡塑塑塑垄兰! ：! ! ：耋里一 l 讨三种保护功能的实现电路是类似的，即输出( 或输入) 电压经过分压后送到比较 器的反棚端，比较器的同棚端接给定电压。只是比较器的输出不同，【i f l ：输入过脏车 输出过压时，比较器输出低电平；输入欠压和输出欠压时，比较器输f “高电i f 。l i jr 输入、输出电压必须隔离，所以输入过压、欠压的检测和保护电路用另一路辅助f u 源 9 v 供电，其保护信号由光耦隔离后与输出过压信号连在一起。前面二种保护电路的 输出经过与非门4 叭l 的运算后，成“或”的关系，即只要有一种故障发生，与非门 4 0 l l 的1 0 脚即输出低电平，光耦i c 7 不导通，使二极管d 3 0 l 导通：而输出过压时， 保护电路输出高电平直接使二极管d 3 0 2 导通，高电平加到u c 3 8 7 9 的c s 脚，使 u c 3 8 7 9 的输出全部关断。 输出欠压时，比较器输出高电平，发光二极管l e d 3 点亮，发出欠压信号。 3 3 3 驱动电路 u c 3 8 7 9 提供了四个输出电流峰值为1 0 0 m a 的图腾拄输出，为了既增加其驱动 能力又使每个桥臂的两个丌关管的驱动电路相互隔离，采用如图3 5 所示的变压器鹃 合驱动电路。驱动变压器原边两端接到两对对管的中心，两个副边分别驱动同一桥臂 的两个功率管。在驱动变压器的原边串接了个1 0 q 电阻，用以限制原边最大电流。 3 4 主电路参数设计 3 4 1 高频变压器的设计 1 变比 为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管的反向 电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器原副边变比应尽可能的大一些。为了在 输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应按在输入电压最低时来选 择。设副边最大占空比为o 8 5 ，则可计算出副边电压k 。m m 为： 以：兰坐堡：坐三坐堕：3 5 8 8 ( 3 3 ) 5 巧。 o 8 5 。 、 其中：是输出电压，是输出整流二极管的通态压降，圪，是输出滤波i 乜感上 的自流压降。 故变压器原副边变比足为： k ：丘业；旦：6 7 7斛) 吃。 3 5 8 8 、 式中，。为输入三相交流电压为最小时，整流后输出的直流f u 压， ”一，一2 二7 0 ( 1 1o 1 = 1 4 3 v 。 实际取k = 6 。 2 开关频率 山于实现了滞后桥臂埘零 f l 流j 1 ：关，可夫犬地提高丌关频率。但实际l j n 迎i 商 臀丌关管不可避免存在关断损牦，因此，刀：关时不可能足绝对的零损耗丌关。同时， 考虑到变压器 j i 皇芯的损耗，本i 乜路取工= 5 0 k h z 。 3 选磁芯 选e e 6 5