（电力电子与电力传动专业论文）高频功率变换及其在感应加热中的应用.pdf

鲨! ! 茎兰堕主兰垡丝塞 丝! ! 苎! a b s t r a c t b a s e do n e n g i n e e r i n gb a c k g r o u n d o ft h es o l i d s t a t e h i g 1 f r e q u e n c v ( 卸_ ) i n d u c t i o nh e a t i n gp o w e r s u p p l y ，s o m ec o m m o np r o b l e m s 曲o u t i - i fp o w e rc o n v e r s i o n t e c h n i q u ea n dt h es p e c i a lp r o b l e m sa b o u tp o w e rr e g u l a t i o n ，a n dc o n t r o lt e c h n i q u e ，a s w e l la sl o a dm a t c h i n gw a yo ft 1 1 e i n d u c t i o nh e a t i n gp o w e r s u p p l y a r es t u d i e di n t h i sp a p e rt h em a i nc o n 缸 b u t i o n so f t h e p a p e r a r et h e f o l l o w i n g ： a f t e rr e a d i n gat o to fr e c e n tp a p e r sp u b l i s h e d ，p a s s i v es n u b b e r 、a c t i v es n u b b e r a n ds o f ts w i t c h i n gt e c h n i q u eo f 心p o w e rc o n v e r t e ra r er e v i e w e dt h e i ra p p l i c a t i o n s t os i n g l e e n d e dd c d cc o n v e r t e r 、f u l lb r i d g ei n v e r t e ro fd c d cc o n v e r t e ra n df u l l b r i d g ei n v e r t e ro fd c a cc o n v e n e ra r ea n a l y z e d t h em o s tr e c e n ta c h i e v e m e n t si n t h i sf i e l da r er e p o s e dt h ec o n c l u s i o n sr e s u l t e df r o mt h es e c t i o nh a v ei m p o r t a n tv a l u e f o rr e l e v a n ts t u d i e s t h e g e n e r a l c o n t r o ls c h e m e so fi n v e r t e ra n dt h e i r a p p l i c a t i o n s t o p o w e r r e g u l a t i o no f h fi n d u c t i o nh e a t i n gp o w e rs u p p l ya r es t u d i e d e s p e c i a l l yav a r i e t yo f p h a s e s h i f t e dc o n t r o ls c h e m e s a r ea n a l y z e di nd e t a i l si nt h i sp a p e ri ti sp o i n t e do u t t h a tt h er a i s i n gf r e q u e n c ys c h e m ei st h em o s ts u i t a b l es c h e m ef o rp o w e rr e g u l a t i o n ， a n dt h ed i f f i c u l t yt od e s i g nap a s s i v es n u b b e rw i t hf u l l s o f t - s w i t c h i n gc o n d i t i o ni s a n a l y z e d i no r d e rt oa v o i ds w i t c h i n go nw i t hc a p a c i t i v es t a t ed u et oi n s u f f i c i e n tp h a s e l o c k i n gt i m e an e w c o n t r o is c h e m ei sp r o p o s e d ，w h i c hc o m b i n e sp h a s e s h i f t e dp o w e r r e g u l a t i o nw i t ht i m ec o m p e n s a t i o nd u r i n gp h a s el o c k t h es c h e m en o to n l yr e a l i z e s p o w e rr e g u l a t i o n w i t hl e s sf r e q u e n c yc h a n g ei nr a t h e rw i d ep o w e rr a n g e ，b u ta l s o a s s u r e sc o n s t a n tp h a s e 1 0 c k i n gt i m e t h ea d v a n t a g eo fs i m p l ec o n t r o la n dr e l i a b l e o p e r a t i o ni so b t a i n e dap r o t o t y p eh a r d w a r e i sb u i l ta n ds u c c e s s f u l l yt e s t e d o nt h eb a s i so ft h ea n a l y s i so fs o f t - s w i t c h i n gs c h e m ea p p l i c a t i o nt oi n d u c t i o n h e a t i n gp o w e rs u p p l yw i t ht h ep a r t i c u l a r i t yo f i - i fi n d u c t i o nh e a t i n gl o a d ，an e ws o f t s w i t c h i n gc i r c u i ts u i t a b l ef o r i n d u c t i o nh e a t i n gp o w e rs u p p l y i sp r o p o s e di no r d e r t os o l v et h ed i 塌c u l t vo ft h ed e s i g no fs n u b b e r i ti sa l s ot e s t e ds u c c e s s f u l l yo nt h e p r o t o t y p ei n s t a l l a t i o ni nt h e l a b + an e ws i m p l ep a s s i v el o a d - m a t c h i n gs c h e m eb a s e do nap a t e n t i s p r o p o s e d ， w h i c hm a k e si n v e r t e rt om a t c hl o a di nw i d er a n g eo fe q u i v a l e n tr e s i s t a n c e b ym e a n s o fs i m p l ec a l c u l a t i o na n dt h ea p p r o p r i a t er e g u l a t i o no fp a s s i v ec o m p o n e n t v a l u e ，t h e i n v e r t e rl o a dg e t sr a t e dv a l u ee a s i l y t h es c h e m ei sr e m a r k a b l ye c o n o m i c a la n dh a s s u p e r i o r i t yi nt e c h n i q u e a f t e ra n a l y z i n gl o a d - m a t c h i n gt h e o r y , t h ep a p e rp r o v i d e s f o r m u l a s 、s t e p so fd e s i g n a n de x a m p l e s t h en o v e l l o a d - m a t c h i n gs c h e m ep r o p o s e d i n t h ep a p e ri sv e r i f i e dt h r o u g he x p e r i m e n t s n i n ek i n d so fc o n t r o ls c h e m eo fs i n g l e - p h a s ep o w e r f a c t o rc o r r e c t i o n ( p f c ) a r e r e v i e w e ds o m eo f t h es c h e m e sm e n t i o n e da b o v ea r ef u r t h e rd e d u c e d t l ec o n c l u s i o n r e s u i t e df r o mt h es e c t i o nh a v ei m p o r t a n tv a l u ef o rs t u d y i n ga n ds e l e c t i n go f p f c c o n t r o ls t h e m et h i sp a p e ra l s op r o v i d e st h ed e s i g np r i n c i p l e o fs m a l lp a r a m e t e r f i l t e r 浙江大学博士学位论文 a b s t r a c t a n dm a k e st h ei n v e r t e rr e a l i z ep o w e r r e g u l a t i o na n di n v e r s i o nw i t hh i g hp o w e rf a c t o r t h u st h ec o n s t r u c t i o no fl o w p o w e r i n d u c t i o nh e a t i n g p o w e rs u p p l yi ss i m p l i f i e d k e y w o r d s ：h i g h f r e q u e n c yp o w e rc o n v e r s i o n ，i n d u c t i o nh e a t i n g ，s o i ls w i t c h i n g t e c h n i q u e ，p o w e rn c m r c o r r e c t i o n - i v 浙江大学博士学位论文 致谢 致谢 本文是在导师吴兆麟教授的悉心指导下完成的。在攻读博士学位期间，导 师无论在学业上，还是在生活上，都给予了我无私的帮助和亲切的关怀。对此， 向恩师吴先生表示衷心的感谢。在论文的选题、课题研究工作的开展，乃至论 文的撰写过程中，自始至终都得到了导师的精心指导和谆谆教诲。三年来，特 别是那些与导师朝夕相处的课题调试阶段，耳濡目染了一位学者渊博的学识、 严谨的学风和平易近人、和蔼可亲的长者风范。从昊先生处，我不仅学到了知 识，也学到了做人的原则，这一切都将使我终生受益。在此，再一次向导师表 示深深的谢意。 感谢已毕业的于非硕士，在论文的前一阶段研究工作中，我们相互协作， 讨论和分析课题中遇到的问题，建立了深厚的友谊。很怀念一起克服难关的日 子，难忘那些愉快的时光。 感谢给予我帮助的阮苏苏老师、冯康年高工以及毛鸿、谌平平、沈琦、谭 凌云、葛宝明、邓焰等同学，感谢所有在我攻读博士期间给予我关心和支持的 老师、同学和朋友。 最后，特别感谢我的父母、姐姐和兄长多年来对我学业的支持和无微不至 的照顾，以及岳父、岳母和妻子王云松对我的理解与支持。 袁俊国 2 0 0 0 1 于求是园 ! 堕奎堂堕主堂垡堡茎 兰二童塑整 第一章概述 本章是全文的概述和研究基础，第一节给出了高频功率变换吸收技术及软 开关技术的综述，对已有的研究成果进行总结、分类和归纳，反映了这个领域 的最新进展，为后续软开关的研究奠定了基础。第二节是目前功率半导体器件 的发展综述。功率半导体的发展是电力电子技术前进的基石，总结归纳其目前 的进展和将来的发展方向将有助于提出新的应用方向和研究领域。第三节介绍 了高频功率变换技术应用的一个重要领域感应加热装置的研究进展。最后 是论文的主要工作和意义。 1 1 高频功率变换吸收技术及软开关技术综述 1 1 1p 咧变换技术及其特点 p 贼斩波技术在年代初引入到功率变换器压，因其电路结构简单、控制 方便而得到了广泛的应用，其特点是通过切断功率流的方式控制占空比来实现 功率变换，开关的通龋按外加脉冲进行控制，与本身流过的电流、两端所加的 电压无关。 近年来，开关频率的提高是开关功率变换技术的重要发展方向之一，其原 因是高频化不仅可以使开关变换器( 特别是变压器、电感等磁元件以及电容) 的体积和重量大为减小，提高开关变换器的功率密度，而且对于降低开关电源 的音频噪声和改善动态响应也大有好处；但另一方面也使得p w m 技术的固有缺 陷逐步呈现出来限制了p w m 技术的应用范围，主要表现在： p w m 开关技术是一种硬开关技术，在开关器件开通和关断过程中，电 流电压波形重叠，产生了开关损耗： 电路的寄生参数( 寄生电容、寄生电感) 在高频时会发生振荡现象， 出现电压尖峰和浪涌电流，导致开关应力增长，其工作区域有可能超过安全工 作区，因此必须外加吸收电路来消除，但一般的吸收网络会消耗能量，降低了 功率变换器的总体效率和可靠性； 开关器件的开通d i d t 和关断d v d t 的剧烈变化将引起e m i 干扰，影 响自身及周围设备的可靠运行。 由此可见，开关变换器在提高开关频率和克服p w m 技术固有缺陷之间存在 着矛盾。为了改善p w m 变换器中半导体元件的开关条件，必须解决p w m 功率变 换器高频化的三个问题，研究目标主要集中在： 浙江大学博士学位论文第一章概述 实现开关元件的零电压或零电流条件，降低开关损耗，同时尽量不增 加元件的导通损耗； 利用寄生参数或外加元件吸收的方法，减少寄生参数的影响； 尽可能减小开关应力，降低器件容量，消除电磁干扰。 1 1 2 无源和有源吸收技术 1 1 2 1 无源吸收技术 基本的无源吸收技术是基于电感电流和电容电压不能突变的特性，在开关 器件开通时依靠串联的电感限制电流的上升率，关断时依靠并联电容限制电压 的上升率，使电压电流波形交错开，降低了器件的开通和关断损耗，同时缓解 了因开关的d i d t 和d v d t 剧烈变化所引起的e m i 问题。简单的串电感和并电 容在起到缓冲作用的同时，也提高了对器件电压、电流定额的要求，而且缓冲 器件在下一次开关过程之前，必须放尽其中储存的能量，以便在开关过程到来 时起到缓冲作用。 一般的耗能式吸收电路，在电容电感上串并联电阻或齐纳二极管，将吸 收的缓冲能量消耗掉，吸收损耗较大。改进型的耗能式吸收电路对吸收元件进 行合并、优化结构，吸收损耗比常规耗能式吸收电路有较大幅度的降低。随着 无损耗( 能量回馈型) 吸收技术研究成果的大量涌现，耗能式吸收电路的研究 已日益减少。 在单端功率变换器拓扑上，无源无损耗技术具有一定的优势。在所用无源 器件数量不多的情况下，能够取得比较理想的效果，并可将单元缓冲电路总结 推广到其它单端拓扑中。 v 图1 - 1 一种无源无损耗缓冲电路 以b o o s t 电路为例，输出二极管的反向恢复将造成主开关管开通时，因输 出回路、输出二极管和主开关管的瞬间短路而在主开关中出现电流尖峰，产生 功率损耗。另外，在主开关开通后器件寄生电容或缓冲电容上的电荷也会释放 到开关中而造成损耗。尤其对m o s f e t 来说，其漏源间的电容更不可忽略。文献 【1 】提出了一种无源无损耗吸收技术，见图卜1 ，利用c b 吸收缓冲电容和缓冲 2 鲨鬯蔓苎壁堑兰型塑堡墅 苎二皇塑垄 一 a 7 十1 h 月二 电感中的能量，在主开关关断时将能量释放到负载。理想条件下，应当没有功 率损耗，但也存在参数选择比较复杂，须在缓冲电感、电容及器件应力之间进 行折衷的问题。 与单端拓扑相比，桥臂无源吸收的研究是吸收领域的世界性难题，还没有 达到比较成熟的地步。开关间的相互关联、电路的拓扑结构和工作方式决定了 无源吸收的复杂性，不能简单地将单端拓扑的吸收电路迭加起来。 目前解决的方法之一是将负载简化，研究主要集中在桥臂开关的吸收上， 或通过减少功率损耗电阻，使其远离桥臂上的负载接入端，与负载相互隔开， 或是借助变压器( 或互感器) 将能量回馈到电源，或串入电阻或功率稳压管消 耗掉，但这也需要付出2 5 4 0 以上的吸收能量为代价【2 】。图卜2 给出几种z c s 开通的缓冲电路和相应的器件应力表1 1 【3 】。 v + 叫一 j【d l ， 、l y l r 【 q 叫 j【d 4 l r ( a ) + d lj b t o r i n i ) 4 j ： 赢r 陪i 兰盘竺 表1 - 1 开关的电压应力 ( b ) 电路拓扑 图2 - ( a ) k 。 吃+ z 归细 图2 - ( b ) 吃+ 国，三归d 。 e 。 图2 一( c ) k 。+ 国z 芦。卅一。+ ：矿口。 r 卜 注：街：2 了霞亏葛1 翥万对于全桥9 2 1 对于半桥9 2 。5 。 浙江大学博士学位论文 第一章概述 方法之二是结合具体的应用和负载特性，研究相应的吸收方案和软开关方 案。其中用于d c d c 的全桥逆变器软开关技术将在1 1 - 4 中进行分析，用于d c a c 的逆变器软开关技术将在第三章中详细阐述。 1 1 2 2 有源吸收技术 这里讲的有源吸收技术主要指有源回馈缓冲电路【4 、5 】，图卜3 给出了关 断和开通两种有源回馈缓冲电路，与使用功率电阻消耗能量和变压器回馈能量 相比，缓冲作用仍然依赖于l 、c 。技术特点是s m p s ( 开关型电源) 作为专门回 馈缓冲吸收能量的变换器，在开关状态变化前使缓冲元件的状态复位。 v c e f t 图1 - 3 有源回馈缓冲技术 以有源回馈关断缓冲电路为例，说明有源回馈缓冲技术的机理。当器件开 通时，电容c o 、电感l 以及二极管d o 组成的回路产生振荡，将c 。上的储能转移 到c n 上，电容c o 上的电能经开关电源s m p s 再馈送至电源，达到无损耗吸收的 目的。s m p s 的功率开关和主开关的驱动信号之间有比较简单的联系，在缓冲作 用上有一定的主动性和独立性，这一点与后面讨论的软开关技术相似。 1 l3 软开关技术 传统的谐振技术主要针对桥式电路，包括串联谐振变换器、并联谐振变换 器两种，以正弦形式交换能量，使用调频技术加以控制。当工作频率高于谐振 频率时所有的开关在零电压下开通、非零电流下关断；工作频率低于谐振频率 时所有的主开关在零电流条件下关断。谐振技术的缺点是电路的通态损耗大、 器件的电流或电压应力高。 8 0 年代初v p e c 提出了软开关的概念，将p w m 变换技术和谐振技术结合起 来，应用到d c d c 变换技术中，推出了准谐振变换器( q r c ) 和多谐振变换器( m r c ) ， 利用在p w m 开关附近附加的l c 谐振回路产生局部振荡，为主开关实现z c s 和z v s 创造条件。图卜4 为p 哪开关和z c s 、z v s 谐振开关。以z c s 开关为例，开关开 丑 塑堑奎兰竖主堂竺堡苎 笙二兰堡堕 通时l c 回路开始谐振，开关中的电流按正弦规律变化，其谐振频率可以与开关 频率不等，当电流振荡到零时，关断功率开关，谐振停止。谐振、准谐振变换 的特点是：为使输出电压在输入电压和负载发生变化时保持不变，必须调整开 关频率，即采用变频控制【6 】，致使滤波器要按最低频率设计，难以进行优化。 多谐振网络吸收了主要的电路寄生参数，包括器件的输出电容、二极管的结间 电容和变压器的漏抗、绕组电容等，改善了器件的开关条件，效率比准谐振开 关有所提高，但也是调频系统。 c r c r 。乇晓马已匀，、 s sl r sl r ( a ) 硬开关( b ) z c s 谐振开关( c ) z v s 谐振开关 图卜4p 嘲开关和谐振开关示意图 8 0 年代末针对q r c 存在的缺点，研究者将z c s q r c 、z v s - q r c 与p 嘲开关技 术相结合，推出了z c s - p w m 和z v s - p w m 变换器，使变换器能够恒频工作，辅助 开关的加入为主开关软开关条件的创造提供了主动性。工作状态可分为准谐振 阶段和p 啊工作阶段，进一步降低了导通损耗。z c s p 喇变换器的主要优点是【6 】： 主开关零电流关断； 恒频控制： 主开关的电压应力小，最高为输入直流电压。 主要缺点： 二极管的电压应力大，最高为输入直流电压的两倍。 谐振电感在主电路内，所以z c s 条件与电网电压、负载等的变化有关。 z v s - p w m 变换器的优缺点与z c s - p w m 对偶，见文献【6 】。 从z c s p w m 的缺点中我们可以看出由于谐振电感被安排在主电路内，所以 虽然加入了辅助开关，但z c s 条件仍受输入输出两个条件的影响，导通损耗也 比p w m 技术要大。若将谐振元件和辅助开关移至并联位置，则可控制辅助谐振 回路的谐振时间，拓宽软开关的工作范围。9 0 年代初v p e c 提出了实现上述目 的的z c t p w m 和z v t p w m 【7 8 】，将准谐振技术与p w m 技术结合起来，见图卜5 ， 取得了主开关和整流二极管的软开关条件，但仍存在辅助开关工作在硬开关状 态的缺点，即转移到辅助换流支路的能量消耗在辅助支路内部。为此许多研究 【9 。1 3 】集中在如何回馈辅助支路吸收的能量上，尽量使辅助网络消耗的能量小 于从主开关的软开关工作中节省的能量，而不仅仅是停留在缓冲吸收能量的简 单转移，通过改进电路结构和触发脉冲控制的时序来达到上述目的a 浙江大学博士学位论文 第一章概述 一一 ( a ) z c t p 贼变换器( b ) 2 v t - p 肌, i 变换器 图卜5b o o s t 型z u i - p w m 、z v t - p w m 变换器 一般来说。目前研究的z v t p 吼变换器是利用辅助开关管的反并二极管导 通来实现辅助管的z v s 关断1 9 1 或辅助管电流降为零时自然关断辅助管，前者 在辅助回路中加入了谐振电容，后者是利用主开关管的寄生电容或外加的并联 电容作为谐振电容，两者皆可实现辅助管的软开关关断。而开通损耗是与辅助 管寄生电容上的电压平方成正比，导通损耗也正比于辅助谐振网络的导通时间。 因此为降低辅助谐振网络的损耗，可以从以下几个方面入手： 降低辅助管开通前的端电压； 减少辅助网络的导通时间； 减少辅助网络回馈能量的处理次数； i d ( a ) 图l - 6 零电压过渡p w m 变换器 文献【l l 】的电路结构与图卜5 相同，只改变辅助管的触发时序，在主开关 关断和开通之前触发辅助开关，发挥辅助开关的主动性，使主开关和辅助开关 在零电流下开通或关断，降低了开关应力。若再进一步改变电路的结构，辅助 6 一 塑堂! ! 圭兰竺! 垫 苎二童塑垄 开关和辅助= 极管互换位置，则可迸步降低谐振网络的能量，减少功率损耗， 同时简化控制电路。其他文献的研究成果如图卜6 所示，其中( a ) 、( b ) 的电路 效率较高，( a ) 的电路结构相对来说最简单，主开关器件在z v s 条件下开通，辅 助管在z c s 条件下关断，有比较小的电压应力和开通损耗；( b ) 的辅助管开通损 耗大于( a ) ，但辅助管的导通时间却小于( a ) ，软开关的工作范围比前者宽，可 在关断时将辅助管的吸收能量直接馈送到输出端【1 2 ，1 3 】，而( a ) 却对吸收的能 量处理了两次，这在大电流时所造成的损耗尤为明显；( c ) 同文献 9 1 中的电路 相比，为了箝位辅助管上的电压而加入了二极管d 3 ，辅助管的开通损耗同( b ) 相同，谐振电容吸收的能量也直接馈送到输出端。由于辅助网络谐振换流时的 反向电流增加了主开关的电流应力，所以( c ) 的效率低于( b ) ，从而( a ) 适用于小 功率范围，( b ) 适用于功率稍大的场合【1 2 。 1 1 4 用于d c - d c 的全桥逆变器软开关技术 近年来在全桥逆变器( 指用于d c - d c ) 的软开关研究方面，国内外已有了 许多研究成果【1 4 - 2 5 】。按照不同的分类方法，我们可以对这些电路进行如下 划分，按工作方式：有源方式、无源方式；按辅助吸收网络的位置：原边的串 联式、并联式和副边方式。这些电路的工作方式相互融合，从而使其各具特点。 采用相移控制的传统z v s 全桥d c d c 变换器，可以实现超前臂和滞后臂的 z v s 开关条件，但z v s 的工作范围却有所不同。超前臂的关断软开关主要依靠 电容的缓冲作用来实现，因而关断损耗近似为零。开通时由于其反并二极管先 导通，所以可在零电压下开通，有比较宽的z v s z c s 工作范围。而对滞后臂的 开关来说，在副边进入续流阶段后，为实现z v s 开通，必须有足够的能量先放 掉开关器件上并联电容的电荷。早先采用的方法是利用变压器的漏感【1 5 1 6 】， 但将带来一系列的后果：损失占空比和导通损耗加大，直流增益也将与负载有 关，而且在附加电容作关断缓冲和开通电容放电之间存在着矛盾。 为了克服上述问题，采取的方法之一是根据滞后臂在续流阶段原边漏感储 能不足的特点，加入并联辅助网络，为滞后臂开关的并联放电提供能量。文献 【1 7 实现了上述目的，但在开关切换前电感中一直维持着一定大小的电流，且 在负载减轻时，此电流有上升的趋势，从而增加了辅助网络的损耗，降低了系 统效率。文献【1 8 、1 9 】应用z v t 技术对电路进行改进，使辅助网络仅在主开关 的开关过程中发挥作用，降低了辅助网络的导通损耗，但是仍存在较大的占空 比损失和不可忽略的原边导通损耗。 上述方法所要达到的主要目的是使超前臂在z v s 条件下开通或关断，滞后 臂亦在z v s 下开通或关断。加大漏感或加入辅助网络只是增加滞后臂并联电容 1 浙江大学博士学位论文 第一章概述 的泄放电流，拓展滞后臂的软开关工作范围。 方法二是采用z v s 和z c s 混合技术，不单纯实现z v s ，超前臂在z v s z c s 下 开通和关断，滞后臂在z c s 下开通或关断，在副边续流阶段使原边电流降为零 【2 m 2 5 】。文献【2 0 】采用直流阻断电容和饱和电感的方法，但饱和电感的功率 损耗及冷却的困难限制了其大功率应用。文献 2 1 - 2 5 】则在副边加入了辅助电 路，有有源箝位【2 l 、2 2 和无源籀位【2 孓2 5 】两种，见图卜7 ，极大地减小了 原边电流复零的时间，拓宽了有效占空比的范围，使原边的主电流波形与逆变 器的输出电压波形相近，降低了原边的导通损耗。两者相比，有源箝位的原边 电流与逆变器的输出电压波形相近，具有最短的复零时间，但却需要在副边引 入一辅助开关，并在一定电流下关断。无源箝位复零时间相对较长，但控制简 单。另外文献 2 1 】在超前臂与输入电压源之间加入了辅助电感，可以做到空载 条件下的z v s 开通。 v s v s ( a ) 有源箝位【2 1 1 1 l5 小结 ( b ) 无源筘位 2 3 1 图卜7z v z c s 全桥p w m 变换器 基于上面的分析，对p w , i 开关技术、无源吸收、有源吸收和软开关技术等 进行简单的归纳和比较。 p 删开关技术虽然具有较高的开关损耗，但其导通损耗却比较低，电路结 构最简单、控制方便；无源吸收需要较多的无源元件，电路结构复杂，开关过 程的分析和计算繁琐，主开关器件须承受附加的电压或电流应力，但电路工作 相对可靠，成本较低；有源吸收以辅助开关电源( s 妒s ) 代替耗能式的吸收电阻， s h i p s 的功率开关和主开关的驱动信号之间有比较简单的联系，能够实现吸收能 量的回馈，但电路结构也相对复杂，对于桥式电路，其实用性较差；软开关技 术在辅助电路中加入了有源器件，电路结构简单，可以控制辅助网络工作的时 刻和时间，因而电路设计相对灵活，不足之处是电路的可靠性相对较差，检测 - 8 - 堑垩奎兰壁主堂垡堡茎 篁二皇壁 控制复杂。 鉴于无源吸收、有源吸收和软开关技术的各自特点，针对如何将吸收的能 量无损耗地释放到负载中去，将吸收技术和软开关技术上升到统一的理论，指 导一般的软化电路设计，并就具体的应用对象有针对性地选择适合的软化方案。 或将吸收技术和软开关技术结合起来，保持传统p 晰变换器的优点，应是今后 上述技术的发展方向。这将极大地推动开关功率变换器的高频化、高功率密度 和高效率。 i 2 功率半导体器件的研究进展 电力电子器件是电力电子技术及其应用装置的基础，一代器件带动一代整 机。对电力半导体的性能特点及关键参数的分析将有助于电路的设计和拓扑的 选择，下面对功率整流二极管和功率开关管的发展动态进行简要的综述。 1 2 1 功率整流二极管 2 6 1 在电力电子电路中，整流管是基本的开关器件。电力电子电路的高频化对 高频功率整流管的特性提出了一系列新的技术要求。 1 2 1 1 低压小功率高频整流二极管 低压( 小于i o o v ) 功率整流管主要应用于开关电源和汽车电子等场合，基本 p i - n 型二极管是由不含杂质的本征材料夹杂在p n 之间构成，比p n 结构的中 央区更薄，通态压降接近1 v 。在同样采用掺金控制少子寿命的措施后，p - i n 型二极管能有较好的反向恢复性能，并且导通压降也可降到0 6 5 v 左右。目前 p n 、卜卜n 结构的快速恢复和超快恢复二极管早已商品化，前者的反向恢复时 间为几百纳秒或更长，后者则为l o o n s 以下，最短只有2 5 3 0 n s 2 7 1 。 为了进一步解决p i - n 型二极管的反向恢复问题，7 0 年代发明了肖特基势 垒二极管( s c h o t t k yb a r r i e rd i o d e - s b d ) ，由承受反向阻断电压的n 区和金属 半导体接触界面构成。器件的导通压降目前约为0 5 5 v 。由于基本无暂态的反 向恢复电流，反向恢复时间限制在1 0 4 0 n s ，因此器件的开关速度得以提高， 可应用于高频低压的大电流场合。 开关电源的效率主要依赖于与输出电压相关的输出二极管的导通压降，上 述结构的s b d 在5 v 电源中的功率损失约为1 0 ，在输出电压变低时更为突出。 为进一步降低导通压降，研究者推出了结型势垒控制的肖特基二极管( j u n c t i o n b a r r i e rc o n r o l i e ds c h o t t k y _ i b s ) ，通态压降为0 3 5 v ，但反向漏电流大， 反向阻断特性变差。由于结区所占据的面积，通态压降也不可能再低a 9 - 堂燮兰竖主兰堡堡壅 箜二童塑垄 1 9 9 0 年出现的t m b s 二极管( t r e n c hm o sb a r r i e rs c h o t t k y ) ，由于台面区 域密度很高，因而呈现更低的通态压降，仅为0 2 v ，但反向阻断电压最大限制 在2 5 v 。为提高反向阻断电压，通过改变台面的空穴分布，利用分级空穴密度 制造出的g d - t m b s ( g r a d ed o p i n gc o n c e n t r a t i o n ) 二极管，其金属半导体界面上 的电荷在低于t m b s 的条件下，阻断电压是t m b s 的两倍，且在适当增加通态压 降的情况下，能得到更高的反向阻断电压，使t m b s 的应用范围从现在电源的5 v 输出电压降到将来的1 6 v 。 1 2 1 2 高压大功率整流二极管 大功率整流管主要应用于电机调速等场合，采用基本的p - i n 型结构。为 了增加反向阻断能力，加宽了i 一区，目前的反向阻断电压高达8 k v 5 l 【a 。主要 的缺陷同小功率二极管一样，也是有反向恢复电流。已有一些方法通过降低少 子的寿命降低关断时间，但这将使通态压降增加，因而设计这些器件时须在通 态压降和关断损耗之间采取折衷。 使用m p s ( m e r g e dp - i - n s c h o t t k y ) 和s s d ( s t a t i cs c h i e l d e d ) 二极管结构 能够获得较佳的折衷曲线。因为s s d 结构金属膜下p 区电荷的减少，其性能已 与m p s 整流管相似。虽然m p s 结构看起来与j 1 j s 结构相似，但其物理特性却因 结中少子的注入而有所不同。j b s 整流管的通态压降小于0 5 v ，对于少子来说 结电势不足。m p s 整流管的通态压降约为l v ，将少子注入到漂移区中，使漂移 区的电阻降低，允许通态电流的大部分流过m p s 整流管的金属半导体接触面。 在通态压降低于0 6 v 时，m p s 整流管的电流密度与s b d 相近，然而与s b d 的通 态电流受到漂移区串联大电阻的限制不同，m p s 在高于0 7 v 时从p n 结注入了 载流子，通态压降很低，反向恢复电流比p - i n 型整流管有了较大的减少。 虽然m p s 整流管具有以上比较好的特性，但实际上仍存在着反向恢复的暂 态过程。在保留比较高的阻断电压的同时，如果漂移区的电阻能够降低，使用 金属半导体接触面则可获得更好的特性。采用砷化镓材料制成的s b d ，几乎没 有反向恢复的瞬态过程，在阻断电压高达5 0 0 v 时仍有较好的通态压降。 使用碳化硅材料可使漂移区电阻进一步减少，除具有较好的通态特性外， 阻断电压可高达3 0 0 0 v 。击穿电压4 0 0 v 的碳化硅s b d 最早出现在1 9 9 2 年，器件 的通态压降仅为1 v 。虽然对于目前功率s b d 的商业生产来说，碳化硅晶片的价 格太贵，且尺寸太小，但我们预测在新世纪所有的硅p - i n 型接流管必将被碳 化硅取代。 - l o - ! 堕奎兰竖主兰垡笙茎 篷二童塑鎏 1 2 2 功率开关管 最早的半导体开关是在5 0 年代出现的晶闸管和双极晶体管，目前国外已能 稳定生产l o o m 、8 k v 4 k a 的晶闸管，日本主要发展光触发晶闸管l t t ，其产品 水平为8 k v 4 k a ，已应用于高压输电系统( h v d c ) 中。a b b 公司主要发展相控晶闸 管( p c t ) ，其产品水平为6 5 k v 5 k a ，最近又推出一种新型的双向相控晶闸管 ( b c t ) ，容量为6 5 k v 1 8 k a 、5 2 k v 2 5 k a ，主要用于静止无功补偿、电机驱动 和软启动器。今后晶闸管的发展方向仍是高电压、大电流，l t t 是一个方向。 在柔性交流输电( f a c t ) 的激励下，各种门控晶闸管正在发展中。 从5 0 年代到7 0 年代，双极晶体管也有了一定的发展，目前达林顿晶体管 模块的水平为1 8 k v 1 l 【a ，频率2 k h z 。由于它是电流控毒4 器件，电流增益低， 造成驱动电路复杂，功率较大，因此必须提高器件的电流增益以简化驱动电路。 遗撼的是高电流增益与高击穿电压之间存在冲突，虽然达林顿结构能提高电流 增益，但也带来了通态压降的增长，且存在二次击穿问题，所以在8 0 年代功率 m o s f e t 取代了双极晶体管在低压小功率场合的应用，在9 0 年代i g b t 取代了其 在中等电压功率场合的应用。 i 2 2 1 低压功率开关 低压功率开关主要以硅材料制成的m o s f e t 为主，广泛应用于电源、计算机 外围设备和控制设备的复杂总线系统中。 在7 0 年代基于v m o s 结构的第一代功率m o s f e t 发明之后，研究者不断从结 构、设计和铝4 造工艺上进行优化。由于v 型槽底部尖端的强电场降低了击穿电 压，且门槛电压不稳定，v m o s 己被i ) i o s 结构所取代。在先扩散形成的p 型区 内再扩散形成”型源区，研究水平从7 0 年代的每平方厘米导通电阻7 m q 降到 0 7 5 m q 。从理论计算可知，阻断电压6 0 v 的硅m o s f e t 的理想电阻是 0 1 6 5 l q c 砰，因而可进一步通过改变结构来降低导通电阻，利用槽蚀工艺制成 u m o s ( 沟型槽结构) 门极区，增加了沟道密度，去除了d m o s 单元的j f e t 部分的 电阻，将导通电阻降为0 5 8 m t l c m 2 。若再将槽区延伸到n + 基片，在门极偏置1 5 v 、 阻断电压2 5 v 时，导通电阻为0 2 m q c 酽，从以上数据可看出低压硅材料制成 的器件己接近极限。 低压m o s f e t 的导通电阻非常小，所以可用m o s f e t 代替整流二极管，即为 同步整流管。存在的问题是：虽然通过加大器件的导通面积可降低导通电阻， 减少通态功率损耗，但随之而来的却是输入电容的增加。当电源的工作频率很 高( 大于2 0 0 1 d l z ) 时，驱动功率也随之增加。考虑到上述因素，同步整流的功率 损耗要小于传统的s b d ，大于t m b s 整流管，但在高频时同步整流管难以同步， 兰塑型兰! 堕主堂垡笙苎 茎二童壁 致使工作不稳定。另外，m o s f e t 高频驱动电路的价格也高于整流管，限制了其 应用范围的扩大。 目前，m o s f e t 和功率双极晶体管平分秋色，而且呈上升趋势。美国哈里斯 公司已开发了几十伏耐压，( 训为毫欧数量级的m o s f e t 管，使计算机电源电压 降为i v 及以下成为可能。最近美国a p t 公司开发了三维集成的第五代功率 m o s f e t ，由射频( r f ) 向微波( m w ) 迸军，如工作频率达8 0 1 2 0 m h z 的1 5 0 。3 0 0 w 功 率m o s f e t 管已经商品化，吉赫微波频段运行的功率m o s f e t 正在开发中【2 8 】。 a p t 公司还推出了1 2 0 0 v 2 6 a 、1 0 0 v 2 2 5 a 的单管m o s f e t ，工作频率可达兆赫。 m o s f e t 正在朝高频、通态电阻更低的方向发展。 1 2 2 2 高压功率开关 g t o 为了取得更高的电流增益和最大可控电流，g t 0 从早先的基本结构、阳极 短路结构到8 0 年代推出的掩埋层结构，最大关断增益已升为5 。通过增加单元 胞的有效面积可提高电流定额，但出于温度上的考虑，最大的电流密度耍小于 l o o a c m 2 。另外个增大电流的方法是采取并联技术，但也存在价格昂贵，在 稳态及动态工作中出现与电流均流有关的新问题。目前使用晶片修补技术，使 用熔丝隔离缺陷部分，可有效提高器件电流定额，现在还没有商品化。 日本三菱公司开发的额定电压、电流为6 k v o k a 的g t o 晶闸管现己广泛应 用在大功率逆变器中，虽然借助于缓冲电路g t o 晶闸管可以关断6 k a 的阳极电 流，但在实际应用中设计的平均阳极电流仅为2 k a 。新开发的9 0 0 0 vg t o 含2 0 0 0 个单元胞，将来的目标是发展9 k v 以上- 1 2 k v 的高压g t o ，在机车牵引领域继续 发挥其应有的作用。 i g c t ( i n t e g r a t e dg a t ec o m u t a t e dt h y r i s t o r ) a b b 公司推出的“集成门极换流的晶闸管”i g c t ，又称“发射极关断的晶闸 管”，实际上是关断增益为l 的g t o ，由改进的g t o 、内部集成反并二极管和一 个引线电感极低的门极驱动器组成，将m o s f e t 管从器件内部拿到外部来。关断 时先使门极m o s f e t 导通，主电流的一部分分流到门极，再把阴极m o s f e t 关断， 全部主电流换流到门极回路，此时关断门极m o s f e t 。同i g b t 相比，在高阻断电 压、低通态压降的情况下增加了电流密度( 仅次于g t o ) ，且通态时的门极电流 仅为g t o 的1 1 0 ，关断存储时间大幅度地缩短。目前这种器件已有5 5 k v 3 1