（电力电子与电力传动专业论文）高频链谐振逆变电源.pdf

西北工业大学硕士学位论文a b s 恤c t a b s t r a c t ht l l i sp a p ad e t a i l c di n l r o d u c t i o ft l 印p h c a t i o no fh i g h 舶q u e n c yl i n k t r a m 细n e r i n t l l e 咖e 姗c f t 盯p o w c r 吼l p p l y i s 百v 吼t o 璐e t h e h i 曲舶q u 锄c y l i n l 【 仃a n s f 曲n 留i n 武e a do fs i l i c o n - s t c d 仃蠲s f b 姗e rw h i c hi st r a 删o n a l l y 姐dw i d e l yu 晷o d ， t h eb i g h 盯p o w 凹勘s i t y 觚d l i a b i l i t ya ma c i l i c v e 正t h e 螂n tt e c l l l l i q l l ci s i n c l u d e di i lo r d c rt 0e l i m i n a d l l gt h ce m id u et op o w e fc o f 酬o n ，锄dt l l ep o w 盯 叫p p l y se m c i c yi si m p r o v e d l o u 班t h er c 删删q u e a f t c r 粕a l y z i n gt h em l 鄂孤dt h ef e 砷】r 豁o f t h e 瑚mp h a s e s h i f t c df i l nb r i d g e d c d cc 伽v e f t 盯，t h em a 彬i cc 锄p o n 钮t si sd e s i 缈c d 璐i n gm ea r p r o d u c t m 劬砸删c hb 觞e d 血e 肋l 一历向i i 啊t h ed u 够c y c l e 1 0 s s 铭i nm e s e c o n d a r yw i 玳i i n ga i m p f 0 v e dt l m u g ht h ei n 臼o d l l c i n g0 ft h e 舔s i s t a n t 阳s o n t c 如l l i 协w i l i c hi sm a d eu p b yt h e 把m mi i l d l l c t o f 姐dp a 韶i v ec o m p o n t s h lt h eh a r d w 嘶d e s i 乳m e 趾a l o gp w mc 们li n t e g r mc i r c l l i ti 8u s c dt o l l i c v em ec o n 们lo fm er e s a n tp h 黜s h j f i e d 劬b r i d g ed c d cc o i 删t o 仃a n s f 打t h ep o w 盯a n d 托g u l 栅t h co u t p u tv o l t a g e t h ed i 百t a lc i 枷i t sa i m r o d u c 。d i nl h es p w mi n v 硎佃，w h i c hh a v e 栅叽g l l t 也ee l i m i i l 撕o fh 锄砌鹳，h i g h 刚t c h i n g 舶q u c y s i m p l i f i c d 疵l l i t s 锄dh i g h l i a b i l i 够 t h cp r a i 妣a l 僦缸d 明妣n d 锄艘啪m e 班黜s p 娟粼e s 姐d t h c c 印a b i l i 石e st ot r a n s 断p o w 盯谢t l ll h e 锄a l l - s i z e dt r a m 咖锄dl l i 咖e 伍c i c y k e y w o r d s ：h 碘姻u c yl i n l ( 胁s 如珊r c s o n 眦t c c b l l i q l l c ，p h 蝴s h i f t e df h n 埘d g c ，s p w m ，五w 瞰盯 西北工业大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1 课题背景 第一章绪论 电力电子技术近年来的迅猛发展，随着通讯、电子技术和电力系统的进步， 对电源的性能、重量、体积、效率和可靠性及环保提出了更高的要求。为了达到 这些指标，软开关技术应运而生，许多学者先后提出了谐振变换器( r e s o n a n t c o n v e r t e r ) 、准谐振变换器( q u a s i - r e s o n a n tc o n v e r t e r ) 、和多谐振变换器 ( 如1 t i - r e s o n a n tc o n v e r t e r ) 。它们实现了开关管的零电压开关( z v s ) 或者零 电流开关( z c s ) ，减小了开关损耗，提高了变换器的效率，并且由于开关频率的 大大提高，减小了变换器的体积和重量。但是，这些变换器的电流或者电压的开 关应力较大，而且要采用频率调制，不利于滤波器的优化设计。为了保留谐振变 换器的优点，实现开关管的软开关，同时采用p 删控制方式，实现恒频率调节， 有利于滤波器的设计，9 0 年代出现了零转换变换器( z e r ot r a n s i t i o n c o n v e r t e r ) 。所谓零转换变换器，就是只是在开关管开关过程中变换器工作在谐 振状态，实现开关管的零电压开关或零电流开关，其他时间均工作在p 嘲控制方 式下“1 。由于单管构成的变换器，如：b u c k ，b 0 0 s t ，c u l ( ，f o r w a r d ，f l y b a c k 等 一般适用于中小功率的应用场合，而全桥变换器其则适用于中大功率应用场合， 其实现了输入和输出的电气隔离，充分利用了磁芯，特别适用于大电流输出场合， 因此研究全桥变换器的软开关技术具有十分重大的意义。 ；为了克服低频环节逆变技术的缺点，德国学者肚e s p e l a g e 于1 9 7 7 年提出 了可变高频链逆变技术。该系统由一个并联逆变器和十二个晶闸管组成的周波变 换器构成，具有简单的自适应换流、高频电气隔离、独立的有功和无功能量控制、 固有的四象限工作能力等优点“3 】。但是受当时技术条件的限制，谐振变换电路的 工作频率局限在2 i ( h z 到4 k h z 之间，没有能够体现出高频环节逆变技术的优越性 “”。它与常规的逆变技术最大的不同在于，前者利用高频变压器实现输入与输出 的电气隔离，减小了变压器的体积和重量。逆变电源的小型化，主要是通过前端 直流稳压部分的采用开关化的工作模式和引入高频变压器来实现的。在直流变换 过程中就实现了输入和输出的隔离，使得在输出端不需要笨重的隔离变压器，减 西北工业大学硕七学位论文第一章绪论 小了电源的体积和重量。 1 2 国内外课题相关领域的研究现状 1 9 8 6 年，美国威斯康辛大学的d m d i v a n 博士提出了直流谐振环节逆变器的 概念，引起了电力电子学界的普遍关注，使得软开关逆变技术成为研究热点“”。 9 0 年代，美国航空电子仪器公司将单向电压源高频环节逆变器用于研发系列化 的d c 2 7 v a c l l 5 v 4 0 0 h z 航空静止变流器，并已经成功装机使用。与此同时，日本 的日立公司研制出了容量为1 肼的高频链u p s ，但仍采用传统模拟控制电路，工 作在硬开关模式下，开关频率仅为2 0 k 。在国内，南京航空航天大学陈道炼教 授在9 6 年首次提出了高频脉冲直流环节逆变器的新概念与拓扑族，有效地解决 了高频脉冲直流环节逆变器的开关损耗和电磁干扰辐射问题，并已经申请了中国 国家专利。 1 3 课题的应用领域及研究意义 电力电子技术是高效节能技术，发展并推广高效能的电力电子技术是改善环 境、节约能源的重要措施。利用风能、太阳能、潮汐能、地热能等绿色能源发电 来代替火力发电，有着非常广阔的发展前景“。而这些新能源技术又都与电力电 子变换技术，特别是逆变技术有着紧密的联系。而在航空航天领域，越来越多的 静止变流器得到了应用，旋转变流机基本淘汰，单一的高压直流电气系统使得逆 变电源的需求进一步增大。研究高性能、高效率的逆变电源，无疑对于以上领 域中电力电子变换技术的发展和实践，有着很强的指导作用。 1 4 课题研究过程中所做的主要工作及主要难点 本课题的研究涉及到电力电子、控制、电子技术以及磁性材料等各个相关领 域，在此不能将以上知识一一罗列，只能结合本专业的知识，立足于高频链谐振 逆变器的应用领域，来对其进行研究和探索。课题研究过程中主要完成的工作包 括： ( 1 ) 完成了基于u c 3 8 7 9 n 的全桥d c d c 变换和基于数字电路的s p 州逆变控 制电路和驱动电路设计； 西北工业大学硕士学位论文第一章绪论 ( 2 ) 完成了全桥d c d c 变换器谐振软开关主电路及辅助谐振回路中各谐振元 件的参数整定以及根据实际运行情况的调试； ( 3 ) 使用面积乘积法( a p 法) 来实现了旋转高频变压器的设计及并根据实 际试验情况对高频交压器的设计进行修正； ( 4 ) 研究了实现s p 删调制以及谐波抑制的同时提高开关频率的办法； ( 5 ) 采用了模块化设计和调试的方法，尽可能地提高了可靠性。 课题研究过程中的主要难点在于： ( 1 ) 全桥d c 仳变换谐振软开关主电路及辅助谐振回路中各谐振元件的参的 整定以及根据实际运行情况的调试： ( 2 ) 探索在模拟型p 唰控制器( u c 3 8 7 9 n ) 下s p 咖触发脉冲的产生和谐波抑 制的关系，尽量减小l c 滤波器件的体积； ( 3 ) 研究实现s p 跏调制以及谐波抑制的同时提高开关频率的办法； 诚然，在课题的研究和探索过程中，还有许多的问题在此没有一一研究。将 高频链谐振逆变技术应用到工程实际中去，还有很长的路要走，仅以此篇论文来 作为旋转高频链逆变器的研究和参考是远远不够的。但是，我们有理由相信，随 着祖国一天天的强大，国防事业一天天的发展，体积小、重量轻、功率密度高的 静止变流器，一定会出现在祖国现代化建设的各条战线上，为人民的幸福安康服 务1 1 5 论文的主要结构及内容 对于已经有很多专著阐述过的软开关变换器的工作原理，在此不再叙述。而 将结合实际的讨论本课题中笔者认为较有启发意义的地方。论文的主要内容包 括： ( 1 ) 结合模拟型p 嗍控制器( u c 3 8 7 9 n ) 的实际来分析谐振d c d c 变换器以 及辅助谐振网络的工作原理，运行特性和参数计算； ( 2 ) 结合数字电路的特点来实现尽可能多的谐波抑制的s p 喇的调制，提出 为了实现减小输出交流滤波元件体积，在数字型p 删控制器上实现s p 聊的 方法； ( 3 ) 高频链关键部分一高频链变压器的设计，以及根据实际实验现象， 对变压器参数改进的过程和方法。 西北工业大学硕士学位论文第一章绪论 1 6 旋转高频链逆变器的主要技术指标 本系统主要着眼于航空航天领域内的应用，因此，输入为航空直流电2 8 5 v ， 输出为航空交流电，有效值为1 1 5 v ，输出频率4 0 0 h z ，输出功率为3 5 0 w 。 其他的技术要求包括： 输入电压变化范围：2 8 3 v ； 输出电压调整率：s o 5 ； 输出方式：单相输出； 效率9 0 9 6 ； 冷却方式：自然冷却； 体积不大于：2 0 0 舢8 0 咖1 5 啪： 重量不大于1 k g ； 频率精度：1 ； 输出失真度：3 ； 电磁兼容性：符合电源行业内的普遍安规及电磁兼容标准。 4 西北工业大学硕士学位论文 第二章高频链逆变器的介绍 第二章高频链逆变器的介绍 本章主要介绍了高频链逆变器的结构、特点、种类以及各个部分的功能，以 期达到对高频链逆变器的各个部分，有一个清晰的框架性的认识。 2 1 高频链技术的介绍 为了克服低频环节逆变技术的缺点，德国学者m le s p e l a g e 于1 9 7 7 年提出 了可变高频链逆变技术。该系统由一个并联逆变器和十二个晶闸管组成的周波变 换器构成，具有简单的自适应换流、高频电气隔离、独立的有功和无功能量控制、 固有的四象限工作能力等优点“”。但是受当时技术条件的限制，谐振变换电路的 工作频率局限在2 k h z 到4 z 之间，没有能够体现出高频环节逆变技术的优越 性n ”。它与常规的逆变技术最大的不同在于前者利用高频变压器实现输入与输出 的电气隔离，减小了变压器的体积和重量“”。逆变电源的小型化、轻量化，主要 是通过前端直流稳压部分采用开关的工作模式和引入高频变压器来实现的。在直 流变换过程中就实现了输入和输出的隔离，使得在输出端不再需要笨重的工频隔 离变压器，由此大大减小了体积和重量。图2 1 所示为e 印e l a g e 所提出的逆变系 统的结构图。 周波变换 图2 1 可变高频链环节逆变系统1 1 研 5 n a b c 西北工业大学硕士学位论文 第二章高频链逆变器的介绍 按照功率传输方向，高频环节逆变技术可分为单向型( u n i d i r e c t i o n a l p o w e rf l o wm o d e ) 和双向型( b i d i r e c t i o n a lp 0 w e rf l o 霄m 0 d e ) 两大类；按 照功率变换器的储能类型，高频链环节逆变技术可分为电压源型( v 0 1 t a g em o d e o rb u c km o d e ) 和电流源型( c u r r e n tm o d eo rb o o s tm o d e ) ；按照功率变换器 的控制类型，又可分为直流变换器型( d c d cc o n v e r t e rt y p e ) 和周波变换器型 ( c y c l o n e c o n v e r t e rt y p e ) “”。高频环节逆变器的种类衍生比较多，分类依据 多样。在此，本文主要讨论单向和双向周波变换器型高频链逆变技术。 2 1 1 单向电压源( 电流源) 高频链环节逆变技术的介绍 单向电压源高频链环节逆变器就是在直流电源和逆变器之间加入一级高频 电气隔离直流变换器，使用高频变压器实现电压比调整和电气隔离，省去了体积 庞大且笨重的工频输出变压器，降低了音频噪声，其电路结构如图2 2 所示。该 电路结构由高频逆变器、高频( 储能) 变压器、高频整流器、p w m 逆变器以及 输入输出滤波器构成。前置直流变换器先将输入直流电压变换成后级所需的平滑 直流电压，再由后置逆变级变换成交流电。单向电压源高频环节逆变器具有单向 功率流、三级功率变换( d c 丑匣a c d c 【剧屺) 的特点，缺点在于：功率变换环 节较多导致变换效率不理想，特别是l 玎 a c d c 这一级需要的滤波电容和整流二 极管随着输出功率的增大体积增大明显，整流二极管需要缓冲电路导致了可观的 能量损失，对于感性负载的驱动效果不佳“”。但是该项技术成熟，应用广泛，原 副边的控制电路完全独立，d c - h f a c - d c 环节可引入移相控制技术，实现软开 关，提高一部分的效率。美国航空电子仪器公司采用此技术研发的系列化 d c 2 7 v a c l l 5 w 0 0 h z 航空静止变流器，已经成功装机使用。 2 1 2 双向电压源( 电流源) 高频链环节逆变技术的介绍 双向电压源高频链环节由高频逆变器、高频变压器、周波变换器和输入、 输出滤波器组成，具有双向功率流动、两级功率变换( d c - h f a c l f a c ) 、变换 效率较高和使用可靠等优点“”，其电路结构如图2 3 所示。但是，此类逆变器的 一个固有缺陷在于，控制输出电压的周波变换器采用了传统的p w m 技术，无法 实现开关过程中的零电压、零电流转换，开关过程伴随着电压毛刺。传统的p w m 周波变换技术在器件换流时打断了高频变压器漏感中连续的电流，导致高频变压 器和周波变换器之间由于漏感产生的过压。因此，该类逆变器通常需要在周波变 6 西北工业大学硕士学位论文第二章高频链逆变器的介绍 换器加上缓冲和有源电压钳位电路来吸收存储在漏感中的能量。另外，此类变换 器的两级功率变换需要的控制不是完全独立的，需要一个同步信号，同步信号在 某些场合的高频链变压器中无法实现传递。 滤波器高频斩波变压器整流器 滤波器p w m 逆变器 图2 2 单向高频链逆变器电路结构渊 审寸 【： 一 0 【j i l 周波变换器 图2 3 双向高频链逆变器电路结构删 除以上两种类型的高频链逆变器的结构外，还有电流源高频链逆变器、直流 变换器型高频链逆变器等类型，各种类型的高频链逆变器正在成功运用于太阳能 发电、风力发电等新兴能源的并网发电领域。 2 2 高频链谐振逆变器的基本原理 高频链逆变器的主电路结构如图2 4 所示，它由d c c 全桥变换器、高频 变压器、s p w m 逆变器和输出滤波器组成，逆变器采用正弦脉宽调制( s p w m ) 的工作原理和控制策略，具有电路拓扑简洁、控制相对独立等优点。 图2 4 高频链逆变器主电路结构图 7 西北工业大学硕士学位论文第二章高频链逆变器的介绍 由图2 4 可以看出逆变器的主要结构是单向电压型高频链逆变器。之所以 选择单向电压型高频链逆变器的结构，是因为其直流变换和逆变部分的控制相对 独立，不需要同步。 2 3 高频链谐振逆变器的电气方案设计 根据图2 7 所示的系统总体结构图可以看出，系统的实现方案可以分为数字 实现和模拟实现两大类。针对不同环节的控制要求又可以发现，d c d c 变换控 制为闭环控制，s p w m 逆变为开环控制。对于d c d c 变换的闭环控制，数字实 现方案即采用数字型控制器，存在成本高、响应慢、工作可靠性不高、抗干扰性 较弱、需要模数转换接口及软件编写能力要求高等诸多缺点。而采用模拟p w m 控制集成电路，则具有动态响应快、集成度高、不需要对信号进行模数转换、不 需要编写程序等优点。但是对于开环控制的s p w m 逆变，模拟集成电路灵活性 有限，载波频率不可调整，集成度不高，不如数字电路的实现灵活。因此，采用 应用较为成熟广泛，集成度相对较高的模拟p w m 控制集成电路i 蛇3 8 7 9 n 来进行d c d c 变换的闭环控制；而采用数字电路实现s p w m 逆变控制。控制电 路将由专门章节进行介绍。 高频链谐振逆变器由以下几个部分构成：输入滤波器、d c d c 变换电路、 高频变压器、s p w m 逆变电路、输出滤波电路。辅助电路包括：辅助电源、保 护电路。高频链谐振逆变器的系统结构图如图2 5 所示。 仓俞 圜圉 图2 5 系统总体结构图 输入滤波器：对高频链谐振逆变器的输入进行滤波，达到消除或者减小电磁 干扰的目的。随着开关管的所承受的电流、电压快速地上升和下降，储能元件中 暑 西北工业大学硕士学位论文第二章高频链逆变器的介绍 能量快速流动，都构成电磁干扰( e m i ) 的产生源。干扰的表现就是输出电压有 纹波和毛刺、输入电流也混杂着高次谐波，在空间产生电磁辐射。为了实本系统 能输出平滑的交流电，并且在其工作的同时不会对其他电子设备产生干扰，同时 也防止外部干扰对电源的影响，需要在电源的输入端加装输入滤波器。滤波器由 电容和电感组成，不同的电路接法可构成共模抑制电路和差模抑制电路，因为不 同的干扰多是由共模和差模两类干扰以不同比率混合而成“。 驱动隔离电路实现了桥式电路的可靠驱动，对控制电路的p w m 触发输出进 行了功率放大和电平抬升。同时将控制地与功率地隔离，防止主电路的干扰影响 控制电路的正常工作。 d c 仍c 变换电路将输入2 8 5 v 直流电变换成近2 0 0 v 的直流输出供给逆变电 路，采用移相p w m 控制集成电路u c 3 8 7 9 n 实现了全桥斩波电路的零电压开关， 从而提高了变换器效率和减小了由于主电路开关管的开通关断引起的电磁干扰。 s p w m 逆变电路将2 0 0 v 的直流电转换成有效值为1 1 5 v ，频率为4 0 0 h z 的 交流电。数字电路产生s p w m 触发脉冲，经过隔离自举和功率放大来驱动单相 逆变桥式电路。通过数字电路实现s p w m 生成的方法是：采用计数器7 4 h c 3 9 3 来产生依次递增的地址，随着地址递增，事先写入到电可擦除存储器( 酽p r o m ) 里面的数据依次输出，形成s p w m 触发脉冲，输入到隔离驱动电路。 高频变压器是实现能量传递的关键部件，高频变压器的设计和计算将在后续 专门的章节中来介绍。 输出滤波电路利用自身的储能作用将s p w m 逆变器输出的高频s p w m 电压 脉冲平滑，得到4 0 0 h z 的光滑正弦波电压，同时抑制s p w m 脉冲内所含有的高 频谐波的输出。输出滤波电路主要由电感和电容组成。 2 4 高频链谐振逆变器的相关技术及指标 2 4 1 高频链谐振逆变器的相关应用技术 高频链谐振逆变器的相关技术还包括：( 1 ) 针对大容量的逆变器的扩容技 术；( 2 ) 针对高电压应用的多电平逆变技术；( 3 ) d e i 协逆变技术；( 4 ) 逆变器的 控制、驱动、缓冲、滤波技术。这些技术都是逆变器发展的前沿新技术，因为 篇幅所限，在此不一一介绍。 9 西北工业大学硕十学位论文 第二章高频链逆变器的介绍 2 4 2 高频链谐振逆变器的技术指标 高频链谐振逆变器的技术指标包括： ( 1 ) 谐波因数h f ( h a 肋o l l i c 缸t o r ) ：第n 次谐波因数爿：i 巳定义为第n 次谐 波分量有效值与基波分量有效值之比“”，即： 职= 鲁 ( 2 ) 总谐波畸变度n m ( t 0 t a lh a 彻雌i cd i s t o m 缸t o r ) ：总的谐波畸变度 n m 定义为各次谐波分量有效值平方和的开方和基波分量有效值的比值“”，即： 册= 击( 寥 l ，2 ul 毒；。4j ( 3 ) 畸变因数d f ( d i s t o m 蛳f ；i c t o r ) ：总的谐波畸变因数强国虽然指明了总 的谐波含量，但并未告诉每一次谐波的影响程度“”。为了表征每一谐波分量引起 波形畸变的程度，引入畸变因数，定义为： 脚= 击( 嘉以l 盎；，4j 对于第n 次谐波的畸变因数观可定义为： 明= 鲁 ( 4 ) 最低次谐波三d h ( k l w e s f d 盯h 珊0 1 1 i c ) ：最低次谐波三0 口定义为与 基波频率最接近的谐波“”。 以上各项指标可以看出，这些指标都针对的是逆变器的输出。逆变器的输出 对于逆变器的负载有很大影响，输出失真能够引起负载振荡、电机磨损抖动等一 系列消极影响，因此不能忽视以上输出的技术指标。 l o 西北工业大学硕士学位论文第三章谐振软开关d c 仍c 变换器的设计 第三章谐振软开关d c d c 变换器的设计 3 1 谐振软开关d c d c 变换器概述 d c d c 直流变换器有非电气隔离型和电气隔离型两大类。非隔离型变换器 的种类包括：降压式( b u c k ) 、升压式( b o o s t ) 、升降压式( b i n c k b 0 0 s t ) 、 库克式( 双) 、瑞塔式( z e l a ) 及塞皮克式( s e p i c ) 以及双管串接升降压式。 隔离型变换器的种类包括：正激( f ( ) r 毗吣d ) 、反激( f l 憎a c k ) 、推挽 ( p u s h p u l l ) 、半桥( h a i f - b i g e ) 、全桥( f i j - b 砌d g e ) 以及双管正 激( d o i j b l e1 r a n s i s t c i rf 饼唧：f u ) 、双管反激( d o u b l e1 r a n s i s t c i r f l y b a c k ) n 目。 一般地，当功率开关管的电压和电流的额定值相同时，变换器的输出功率与 所用功率开关管的数目成正比；另外，磁性元件在推挽及桥式电路中工作于磁滞 回线的第一三象限，磁芯利用率较高锄。因此，全桥式变换器在直流变换器中功 率最大，在高输入电压和大中功率场合得到广泛应用。 谐振式、准谐振式和多谐振式技术是不需要外加功率开关管实现单管变换器 功率开关管零电压开关( z v s ) 或零电流开关( z c s ) 的技术，但这类软开关技 术不同于脉宽调制( p w m ) 技术，存在器件开关应力高、循环能量大和变频控 制的缺点。z v s p w m 和z c s p w m 技术实现了p w m 控制，但是主开关管和辅 助开关管的开关应力依然很大。单管直流变换器等用z v t 或z c t 技术具有p w m 控制的特点，但需外加功率器件，且外加器件只能实现主功率器件的零转换，不 能增加变换器的有功输出。”。双管和四管变换器却可以利用多个主功率器件自身 来实现z v t 或者z c t ，同时输出功率较大，这就是多管型直流变换器得到广泛 应用的原因，也是本文研究的出发点。 3 2d c d c 全桥变换器控制方式的比较和选择 d c 仍c 全桥变换器由全桥斩波电路和输出整流滤波电路组成，主电路结构 如图3 1 所示。 西北工业大学硕士学位论文第三章谐振软开关d c d c 变换器的设计 d c d c 全桥变换器的控制方式分为：双极性p w m 控制方式、有限双极性 p w m 控制方式和移相控制方式三种“1 。 图3 1 主电路结构图 3 2 1 双极性p w m 控制方式的原理及特点 当负载为纯电阻时，采用硬开关模式f 的双极性p 咖控制方式，在一个开关 周期丁，的前半周期内，q l 和q 4 导通。弓乡的时间，其中。为占空比，。= 毒乡， 2 后半周期则q 2 和q 3 导通，导通时间也为。，。= 毒乡。当q 1 和q 导通时， 2 若忽略开关管的导通压降，则变压器正原边绕组上的电压为，。= ；当q 2 和q 导通时，= 一；在q 1 和幺与q 2 和幺均截止期间，v 。= o 。当变压器五副 边开路时，变压器五原边电压波形如图3 2 所示，电压波形为方波。调节开关管 的占空比变化，就调节了，。的占空比，从而调节输出电压有效值的大小。副边 电压v d 的波形与原边电压相同，幅值为勺。 1 2 西北工业大学硕士学位论文第三章谐振软开关d c 仍c 变换器的设计 ii 百1 厂可一 ： 五7 两 ： 。一 一 j 一 ：卜_ 一 一 圈3 2 双檄性p w m 控利方式f 副边电阻负载情况f 的波形图 负载电阻r ，变压器互副边的电流之的波形与、相同，最大幅值为 矿1矿 厶一2 詈玄。原边电流的波形与f 2 相同，幅值为o2 参。玄，流过开关管的 电流即为原边电流。 当负载为感性时，设电感值为工。在q l 和q 4 导通时，在的作用下，因为 负载的感性，负载电流从。开始增加，增加速度为筹= 詈= 毒毫该电流在q i 和q 4 关断时刻，即f = 呼的时刻达到最大值l = 睾 孚，副边电流也达 到最大值= 善圭三孑。q i 和q 4 关断后，电感的续流作用使得d 2 和d 3 继 续导通， ，。= 一，使得电感中的电流减小，减小的速度与q i 和q 4 开通时的增 加速度相同。这种情况下，变压器五的原边及副边的电压波形和电阻负载时有很 大不同根据磁通变化守恒这一原则，在一个开关周期内， ，。的波形如图3 3 所示，输出电压的波形不仅由q 1 和q 4 的导通时间决定，而且与负载的性质有关 系。当占空比大于5 0 时，。的波形成为1 8 0 。电角度的方波，即占空比d 在 l 2 l 范围内变化时， ，。始终为1 8 0 。电角度的方波，与占空比d 的变化无关。 西北工业大学硕士学位论文第三章谐振软开关d c 他c 变换器的设计 此种情况下，变换器已经失去对输入电压的调节能力。由此可见，全桥变换器的 双极性p w m 控制方式，在针对感性负载情况下不宜采用。 3 2 2 有限双极性p w m 控制方式的原理及特点 d c 仍c 全桥变换器的另外一种控制方式为有限双极性p w m 控制方式，即 一个桥臂的开关管工作在p w m 工作方式下，另一桥臂的两个开关管轮流导通半 个周期，两个桥臂的导通时间相同“1 。在此种控制方式下，变换器为空载或者阻 性负载时的运行情况与双极性p w m 控制方式相同，以下着重分析感性负载时的 情况。 q l q 4 i q 2 ，7 t 、 圈3 3 双檄住玎v m 控制万式剧边电感贝载情况f 肿叛彤圈 在q 1 和q 4 开通时，= ，变压器副边电压即v o = 善，负载电流f 2 的增 长速率为等= 詈= 毒毫在r = d 时刻，q l 关断，d 3 续流，形成由d 3 、变 压器正的原边绕组和q 4 构成的续流回路，故1 ，。= o 。因为该回路中没有外电源， 如果不计电路损耗，则电流如保持不变，直到f = 时。幺关断，q 2 和q 3 ，电 流f 2 下降。在这种控制方式下， ，。和输出电压v d 仅与开关管的导通时间有关， 与负载的性质及大小无关。有限双极性p w m 控制方式下d c 仍c 全桥变换器的 主要波形如图3 4 所示。 1 4 西北工业大学硕士学位论文第三章谐振软开关d c d c 变换器的设计 i|i； 百寸1 卜州 0 4 ； ii 一 i l 。 l l l 4 飞l 墨 三：l = = | 图3 0 有限双极性p w m 控制方式下全桥变换器的主要波形图 3 2 3 移相p 删控制方式的原理及特点 d c 仍c 全桥变换器的第三种控制方式是移相p w m 控制方式，这种控制方 式是q l 和q 3 轮流导通1 8 0 。电角度，q 2 和q 4 也如此。但q l 和q 4 不同时导通， 若q l 先导通，则q 4 后导通，两者相差d 电角度，a 为移相角。其中q i 和q ，先于 q 2 和q 4 导通，故称q 1 和q 3 组成的桥臂为超前桥臂，q 2 和q 组成的桥臂为滞后 桥臂“1 采用移相控制时，方波电压v 。的宽度仅与移相角a 的大小有关，当a = 0 。时，则1 ，。为宽1 8 0 。电角度的方波波形。o 越大， ，。的波形越窄。在感性 负载和阻性负载的情况下，不会出现波形的畸变。移相p w m 控制方式下的电压 和电流主要波形图如图3 5 所示。 i i l ll 夏l l = n 篙 图3 5 移相p w m 控制方式下的电压和电流主要波形图 1 5 西北工业大学硕七学位论文第三章谐振软开关d c d c 变换器的设计 不难注意到，当处于斜对角位置的两个开关管g 和q 4 或幺和q 同时关断 时，由于主变压器五的漏感的存在，导致原边电流不可能立刻减小到0 ，此时q l 和q 4 或q 2 和q 3 中的电流将立即转移到d 2 和d 3 或q 和d 4 中， ，。= 一或者 = 使变压器五原边电流减小到o 。因为p w m 控制的局限，在q 2 和q 3 的反 并联二极管d ：和d 3 导通时，不可能开通q 2 和q 3 由于此时1 ，。= 一，原边电 流将在此负压的作用下减小到0 。而此时四只开关管均处于关断状态，其并联的 电容或者自身的结电容会与变压器原边漏感产生谐振。原边电流反向增加，c 和 c 4 放电，c 2 和g 则充电。显然，当q 2 和q 开通时，它们并联的电容或者自身 的结电容c 和e 的电压不为零。其储存的电荷将直接通过开关管释放，容易造 成开关管的发热和开通电流尖峰，容易损坏开关管，结果是开关管不能实现软开 关。只能采用r c 或者r c d 等能耗缓冲电路来吸收尖峰，虽然这些措施能改善开 关管的工作状态，但是降低了变换器的整体效率。 而处于斜对角位置的两个开关管的关断错开一定的时问，即一只开关管先关 断，另一只开关管延迟一段时间后关断，延迟的时间正好处在电容的充电和放电 过程中，因为充放电电流的通过开关管的寄生体二极管，将开关管两端的电压钳 位在o ，则会大大改善开关状态。移相p w m 控制正好具有上述优点。 综上比较，移相p w m 控制能很容易的实现软开关技术，对于阻性和感性负 载有很强的适应能力，并且已经有实用化的控制集成电路可供选用，是符合本设 计要求的最佳选择。 3 3 移相全桥d c d c 变换器的工作过程分析 移相控制零电压开关p w m 变换器( p s z v s p w mc 0 娟，e r t e r ) 利用变压 器的漏感或者原边串联电感和开关管的寄生电容或外接并联电容来实现零电压 开关m ，它的主电路结构如图3 6 所示。由于功率开关管采用的是功率m 0 s f e t ， 所以图中的d l d 分别是开关管q l q 4 的内部寄生体二极管。c i c 4 分别是 开关管q i q 4 的内部寄生电容或外接电容。k 是谐振电感，它包括了变压器的 漏感以及额外串联到变压器原边的谐振电感。每个桥臂的两个开关管以稍小于 1 8 0 。电角度互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节 移相角大小来调节占空比，进而调节输出电压。q 1 和q 3 分别超前于q 2 和q 一个 1 6 西北工业大学硕士学位论文第三章谐振软开关d c ，d c 变换器的设计 相位，所以称q l 和幺为超前桥臂，q 2 和q 4 为滞后桥臂。 图3 6 移相全桥d c m c 变换器的主电路结构图 在一个开关周期中，移相控制z v sp w md c ，d c 全桥变换器有1 2 个开关状 态。为了下面详细分析的方便，先作如下假设： ( 1 ) 所有开关管( m o s f e t ) 及其寄生二极管均为理想元器件； ( 2 ) 所有电感、电容和变压器均只考虑主要性能参数，忽略寄生杂散参数的 影响； ( 3 ) 超前桥臂的开关管并联电容c i = g = c 乙，滞后桥臂的开关管并联电容 c 2 = c = ； ( 4 ) 工，l 雎名z ，k 为变压器正原副边的匝比 图3 7 给出了该变换器在不同时刻不同开关状态下的电压、电流波形图。图 3 8 表示出了各个开关状态下的主电路对应的等效电路图。以下将根据图3 7 所 示的顺序，来开始对z v sp w md c ，d c 变换器的工作状态作进一步的详细分析。 1 ) 开关状态o 在岛时刻，对应q l 和q 4 导通。原边电流由电源正经q 1 、谐振电感k 、变 压器原边绕组以及q 4 ，最后回到电源负端。副边的电流回路是：副边绕组正端 经整流二极管d 蜀、输出滤波电感三，、输出滤波电容c ，与负载，回到副边绕组 的负端。 1 7 西北工业大学硕七学位论文第三章谐振软开关d c d c 变换器的设计 q lii q3 iljq jl q 珥iii q jl ifq 4 、 ， 一峭 烁 ：p m i 冀 i 入ke ml 奠 l i 卜一 ： ir! 刚；埘 - 厂 j ； ；： ， t o 心“t 6t 8t l ( it 1 2 t lt 3 t 5t7t 9tl lt1 3 图3 7 主电路的主要电流及电压波形 图3 8 ( _ ) 开关状态0 下的电路结构及电流路径 2 ) 开关状态l f 0 ， 时间段内，f o 时刻q l 关断，原边电流因为原边漏感的作用不能 改变流向，则变压器原边的电流从q l 中转而流入到g 和q 的这一回路中，c l 此时被充电，g 此时被放电。由于g 的充电电流经过q l 的寄生体二极管而将 q l 的关断电压钳位为零。此时可以将变压器副边的滤波电感工，看成与原边谐 振电感工。的串联，因为滤波电感三，的电感值很大，故可以认为原边电流基 本不变，由此可以推导电容g 、g 两端的电压为： f p = f ，o 。) = ； ( 3 1 ) v ：玉三 o “2 钆 1 8 ( 3 2 ) 西北工业大学硕士学位论文第三章谐振软开关d c 仍c 变换器的设计 ( f ) = 一老 ( 3 s ) 至f l 时刻，c 3 的电压下降到零，q 3 的寄生体二极管d ，自然导通，从而 结束开关状态1 。开关状态1 的持续时间为： 铲半 4 ， 圈3 8 ( b ) 开关状态l 下的电路结构及电流路径 3 ) 开关状态2 【f 。，f ：】时间段内，q 3 的寄生体二极管d ，自然导通后，将q 3 开通。这时候， 虽然q 已开通，但是原边电流并没有流过幺，仍然从d 3 流过。由于是在d 3 导 通的时间段内开通了幺，蜴的开通电压被钳位在零伏，q 3 为零电压开通。 值得注意的是，实现开关状态2 ，必须完全走完开关状态l 。否则g 上的电 压不为零，不能实现幺的零电压开通。为了确保走完开关状态1 ，只要确保q l 和 q 3 的驱动信号之间的死区时间足够长，即： 等 ( 3 5 ) 关于死区时间调节的实现，p w m 驱动控制集成电路u c 3 8 7 9 n 内部集成了 死区时间的设定功能，只要调解外接在a bd e l a y 和c dd e l a y 端的电阻，即可 实现将死区时间调整适当。 在开关状态2 的时间段内，原边电流等于折算到原边的滤波电感中通过的电 流，即： 西北工业大学硕士学位论文第三章谐振软开关d c d c 变换器的设计 州：掣 至f ：时刻，原边电流下降到了厶。 ( 3 6 ) 图3 8 ( c ) 开关状态2 _ f 的电路结构及电流路径 4 ) 开关状态3 f ：，f 3 】时间段内，f ：时刻，将q 4 关断，原边电流通路改为经由c 2 和q 两 条路径流通，g 被放电，c 4 被充电。由于g 和g 的存在，q 4 的关断为零电压 关断。此时，1 ，。= 一1 ，c ，。的极性为由零变为负。而变压器副边的绕组此时 的感生电势也变为下正上负，整流二极管d r 2 导通，副边下端绕组中开始流过 电流。此时，整流管d r l 和d 冠2 已经同时导通，将变压器副边绕组短接，这样 变压器副边绕组感应电压为零，原边绕组电压也为零。输入电压直接加在k 上， 而k 与g 和q 串联，则瓦与c 2 、c 4 形成了一个工c 谐振电路，“电感的作 用将q 充电，将c 2 放电。因此容易求得原边电流和电容g 、c 4 的电分别为： = lc o s 国o f 2 ) ( 3 7 ) ，c 4 ( f ) = z p ls i i l 国( r f 2 ) ( 3 8 ) v c 2 ( f ) = 一z p 厶s i n ( f f 2 ) ( 3 9 ) 曲北工业大罕坝士字位论又弟= 蕈谮振职开关d c ，d c 燹换器的设计 舯，z ，2 j 勉一2 脓 在f ，时刻，当c 的电压充电上升到时，q 2 的寄生体二极管d 2 自然导通， 开关状态3 结束。开关状态3 的持续时间为： 铲丢血。矗 图3 8 ( d ) 开关状态3 下的电路结构及电流路径 5 ) 开关状态4 在 f ，f 】时间段内，岛时刻，d 2 已自然导通，将q 2 的电压钳位在零处， 此时开始将q 2 开通，q 2 实现零电压开通。同样，必须完全结束开关状态3 ，才 能开始开关状态4 。否则q 上的电压达不到，不能实现q 2 的零电压开通。为 了确保开关状态3 的结束，只要确保q 2 和q 4 的驱动信号之间的死区时间，即： 嘶半， ( 3 1 1 ) 为满足该条件，调节u c 3 8 7 9 的a bd c l a y 和c dd e l a y 端的外接电阻大小 即可具体公式为：延迟时间f d = f 1 0 4 1 0 - 1 0 r 延时电阻 ，延迟时间的单位为秒。 虽然此时q 2 已经开通，但是由于其寄生二极管d 2 已经先于q 2 开通，原边电 流此时仍旧流过岛，q 2 中不流过电流。原边谐振电感的储能此时回馈给输入电 源。由于副边的两个整流管仍然导通，因此原边绕组仍然不承受输入电压，圪仍 加在谐振电感两端，原边电流线性下降。原边电流可以表示为： 矿， f p = 厶一等! 。【，一岛) ( 3 1 2 ) 西北工业大学硕士学位论文 第三章谐振软开关d c d c 变换器的设计 到时刻，原边电流从以( ，3 ) 下降到o ，二极管岛和功自然关断，q 2 和g 中 将流过电流。根据式( 3 1 2 ) 可求得，开关状态4 的持续时间为： 睁l r k 心t ( 3 1 3 ) 图3 8 ( e ) 开关状态4 下的电路结构及电流路径 6 ) 开关状态5 在【f ，f 5 】时间段内，时刻，原边电流由正值减小至零，并开始由零开始 向负方向增加。此时，q 2 和q 3 为原边电流提供通路。由于原边电流仍然不足以 提供负载电流，负载电流仍从两个整流二极管d r l 和d r 2 流通，通过储能滤波 元件工，的储能释放来提供输出功率。原边绕组的电压仍然为零，加在谐振电感 两端的电压仍然是电源电压圪。原边电流由零开始反向增加的变化规律可以描 述为： = 一孚( ，一f 4 ) ( 3 1 4 ) 山， 到f 5 时刻，原边电流已经增加到折算到原边的负载电流值一_ ( f ，该开 关状态结束。此时，整流管d r l 自然关断，d r 2 流过全部负载电流。由式( 3 1 4 ) 可以得到开关状态5 的持续时间应该为： k = 掣 ( 3 1 5 ) 西北工业大学硕士学位论文第三章谐振软开关d c ，d i c 变换器的设计 田3 卫( d 升天状森5p 田甩野缔嗣发咀掘埒砼 7 ) 开关状态6 在【，k 】时间段内，电源给负载供电，原边电流可以表示为： f ，( f ) =